JP2004266954A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】力率改善機能を備えるスイッチング電源回路として、電力変換効率の向上、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。
【解決手段】整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ（第１，第２コンバータ部１０１，１０２）を複数備える。このスイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータである。そして、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路については、倍電圧全波整流回路となるように切り換え制御を行う構成とする。力率改善は、力率改善用トランス（疎結合トランスＶＦＴ）によって、各複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還することで行う。
【選択図】 図１
【解決手段】整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ（第１，第２コンバータ部１０１，１０２）を複数備える。このスイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータである。そして、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路については、倍電圧全波整流回路となるように切り換え制御を行う構成とする。力率改善は、力率改善用トランス（疎結合トランスＶＦＴ）によって、各複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還することで行う。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
そこで、力率改善のための構成を付加したスイッチング電源回路が各種提案されている。このようなスイッチング電源回路の１つとして、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを直列に挿入することで、交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るように構成した、いわゆるチョークインプット方式のものが知られている（特許文献１参照）。
【０００４】
また、近年においては、テレビジョン受像機、モニタ装置としてプラズマディスプレイなどが普及してきている。このようなプラズマディスプレイに備えられる電源回路としては、例えば負荷電力６００Ｗ程度の、これまでのテレビジョン受像機やモニタ装置の電源回路よりも重負荷の条件に対応することが要求される。
【０００５】
図７は、プラズマディスプレイなどに搭載され、約６００Ｗの負荷電力に対応可能な電源回路として、チョークインプット方式による力率改善機能を付加した構成例を示している。また、この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１４４Ｖの範囲に対応する。つまり、例えばＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源に対応する。
【０００６】
この図に示す電源回路の場合には、先ず、商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨをそれぞれ直列に挿入している。ここで、商用交流電源ＡＣの正／負の何れか一方のラインのみではなく、両ラインにパワーチョークコイルＰＣＨを挿入することとしているのは、負荷電力６００Ｗ程度の比較的重負荷の条件に対応して充分な力率改善効果が得られるようにするためである。
このようにして、商用交流電源ＡＣのラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨを挿入することで、周知のようにして、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスの作用によって、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードに流入する交流入力電流は、その高調波が抑制されることになる。つまり、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大されて力率改善が図られる。
【０００７】
また、商用交流電源ＡＣに対しては、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと３本のアクロスコンデンサＣＬを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。このコモンモードノイズフィルタにより、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。
【０００８】
そして、商用交流電源ＡＣラインにおいて、上記したラインノイズフィルタの後段に対しては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧半波整流回路が設けられる。この倍電圧半波整流回路は、４本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成るブリッジ整流回路Ｄｉと、４本の平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂを備えて形成される。
【０００９】
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｃのカソードと整流ダイオードＤｄのカソードは、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂの正極端子に接続される。
整流ダイオードＤａのアノードと整流ダイオードＤｂのアノードは一次側アースに接続される。
【００１０】
また、整流ダイオードＤｄのアノードと整流ダイオードＤｂのカソードの接続点は、整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードの接続点と接続される。これにより、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間における整流電流は、整流ダイオードＤｃ／／Ｄｄに並列に流れる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間における整流電流は、整流ダイオードＤａ／／Ｄｂに並列に流れる。
【００１１】
平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ２Ａは、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。同様にして、平滑コンデンサＣｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ｂも、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。また、平滑コンデンサＣｉ１Ａ−Ｃｉ２Ａの接続点と、平滑コンデンサＣｉ１Ｂ−Ｃｉ２Ｂの接続点が互いに接続される。この接続態様では、平滑コンデンサＣｉ１Ａ，ＣｉＢはアッパーサイド側で並列接続されていることになる。また、平滑コンデンサＣｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂもローアーサイド側で並列接続の関係にある。
【００１２】
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作について、図８を参照して説明する。
図８では、説明を簡単にするために、倍電圧半波整流回路の基本的な構成を示しており、図７において実際に形成されている倍電圧半波整流回路との関係としては次のようになっている。
アッパーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂは、平滑コンデンサＣｉ１に相当する。同様にして、ローアーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂは、平滑コンデンサＣｉ２に相当する。
また、整流ダイオードＤｉ１は、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間における整流電流が並列に流れる整流ダイオードＤｃ／／Ｄｄの組に相当する。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間における整流電流が並列して流れる整流ダイオードＤａ／／Ｄｂは整流ダイオードＤｉ２に相当する。
【００１３】
先ず、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間においては、整流ダイオードＤｉ１（Ｄｃ／／Ｄｄ）が導通して整流電流ｉ１が流れ、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間においては、整流ダイオードＤｉ２（Ｄａ／／Ｄｂ）が導通して整流電流ｉ２が流れ、ローアーサイドの平滑コンデンサＣｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
この結果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）−Ｃｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流電圧が得られることになる。また、アッパーサイドの平滑コンデンサに整流電流が流れる期間は、交流入力電圧ＶＡＣが正となる半波の期間であり、ローアーサイドの平滑コンデンサが流れる期間は交流入力電圧ＶＡＣが負となる半波の期間である。つまり、各平滑コンデンサに対応した半波整流動作により倍電圧を得る、倍電圧半波整流動作が行われている。
【００１４】
ここで、図７に示す回路において、整流電流が２本の整流ダイオードに並列に流れるように構成し、また、平滑コンデンサについて、アッパーサイドとローアーサイドとで共に２本を並列に設けているのは、約６００Ｗという重負荷の条件に対応する必要があることによる。
つまり、重負荷の条件になるほど、整流回路系に流れる整流電流は増加する。そこで、整流電流が流れる整流ダイオード及び平滑コンデンサについて、並列接続すれば平滑コンデンサに流れる整流電流は分岐することになる。つまり、１本の整流ダイオード及び平滑コンデンサに流れる電流レベルが抑制されることとなって、これらの部品にかかる負担が軽減される。
なお、平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂについては、例えば１０００μＦ／２００Ｖを選定し、瞬時停電であっても商用交流電源の１周期の動作が保証されるようにしている。また、整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄについては、２５Ａ品を選定するようにしている。また、これらの整流ダイオードＤａ〜Ｄｄについては、低速リカバリ型が選定される。
【００１５】
そして、図７に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする電流共振形コンバータについて、複数を備えることとしている。
また、この図に示す電流共振形コンバータは、後述するようにして部分共振回路が組み合わされることで、いわゆる複合共振形コンバータとしての構成をとる。 この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。
なお、ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンバータの動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を１スイッチングコンバータ内において複合的に動作させる構成のスイッチングコンバータをいう。
【００１６】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての構成を採る。
【００１７】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
【００１８】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合には、抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉが電源入力端子Ｖｃｃに入力されるようになっている。また、アース端子Ｅは一次側アースに直接接続される。
【００１９】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００２０】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００２１】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００２２】
また、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔには、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータ（ここでは図示せず）から出力される立ち上げ信号Ｖｔ１が入力される。
コントロールＩＣ２は、この立ち上げ信号が入力されたタイミングで起動して動作を開始するようになっている。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ、及びドライブ信号出力端子ＶＧＬからのドライブ信号出力を開始する。従って、第１コンバータ部２０１の動作開始タイミングは、コントロールＩＣ２の立ち上げ信号Ｖｔ１の入力タイミングによって決定されることになる。
【００２３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００２４】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このように、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。
【００２５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線として、２組の二次巻線Ｎ２ａ，Ｎ２ｂが互いに独立するようにして巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２ａに対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２６】
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００２７】
また、この場合においては、二次側直流出力電圧Ｅｏ１を分岐して、二次側出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ２を生成するように回路が形成されている。
二次側出力電圧Ｅｏを生成する回路系は、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ７、整流ダイオードＤｃｎ１，高周波ノイズ除去用のチョークコイルＬ１１，平滑コンデンサＣｏ、及びＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を実行する制御回路７を図示するようにして接続した、降圧形コンバータとして形成される。
スイッチング素子Ｑ７は、制御回路７によってスイッチング駆動されることで、二次側出力電圧Ｅｏ１をスイッチングして交番出力を得る。この交番出力は、チョークコイルＬ１１、整流ダイオードＤｃｎ及び平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路によって整流平滑化されることになって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する。
ここで、制御回路７は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ７は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数は一定とされた上で、１スイッチング周期内のオン期間が可変されるようにしてスイッチング動作が制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが一定となるように制御されることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００２８】
二次側出力電圧Ｅｏ１を生成する回路系としても、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ８、整流ダイオードＤｃｎ，チョークコイルＬ１２，平滑コンデンサＣｏ２、及び制御回路７を、上記した二次側出力電圧Ｅｏ１を生成する回路系と同様の態様により接続した、降圧形コンバータとして形成される。
従って、この場合にも、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧としては、制御回路７のＰＷＭ制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られることになる。
【００２９】
また、二次巻線Ｎ２ｂに対しては、ブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣｏ３から成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路の整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣｏ３の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ３を得るようにされている。
【００３０】
第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１等を、上記第１コンバータ部２０１と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
また、第２コンバータ部２０２の二次側は、二次巻線Ｎ２のセンタータップを二次側アースに接続したうえで、この二次巻線Ｎ２に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏ４，Ｃｏ５、ノイズ除去用の抵抗Ｒ１から成る両波整流回路が形成される。これにより、平滑コンデンサＣｏ５の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が生成される。
また、第２コンバータ部２０２においては、制御回路７が、平滑コンデンサＣｏ４の両端に得られる二次側整流平滑電圧のレベルに基づいて、一次側コンバータのスイッチング周波数制御を実行する結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ４に対する安定化が図られるようにされている。
また、第２コンバータ部２０２において、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３が入力される。
【００３１】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏ６，Ｃｏ７、抵抗Ｒ２を、第２コンバータ部２０２と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、この第３コンバータ部２０３においても、制御回路７によるスイッチング周波数制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ５が得られる。
また、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ２が入力される。
【００３２】
上記構成では、二次側から、６つの二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５が得られることになるが、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様については、例えば下記のようになっている。
Ｅｏ：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅｏ２：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅｏ３：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅｏ４：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅｏ５：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
そして、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部２０１：７５Ｗ
第２コンバータ部２０２：１７５Ｗ
第３コンバータ部２０３：３５０Ｗ
であり、総合で６００Ｗとなる。
また、上記したような各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力に応じて、絶縁コンバータトランスについては、次のようにしてコアが選定される。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−３５
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−３：ＥＥＲ−４２
また、降圧形コンバータにおけるチョークコイルＬ１１，Ｌ１２は、それぞれ、ＥＥ−２５のフェライトコアである。
【００３３】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５が使用される場合においては、電源が起動して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ（３７５Ｖ））が立ち上がったときに、各二次側直流出力電圧について、しかるべき順序で以て、順次立ち上がらせる必要がある。
具体的には、先ず、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅｏを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ５、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるようにする。
【００３４】
上記したような二次側直流出力電圧の立ち上げ順序とするために、マイクロコンピュータは、各コンバータ部（２０１，２０２，２０３）におけるコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対して、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力して制御を行っている。この立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３による二次側直流出力電圧の立ち上げ順序の制御動作を、図９のタイミングチャートに示す。
【００３５】
ここで、図７に示す電源回路は、いわゆるメイン電源の構成であり、ここにはスタンバイ電源は示していない。マイクロコンピュータは、このスタンバイ電源が供給されているからメイン電源が起動されていない状態でも、動作することが可能である。
そして、メイン電源である図７に示す回路を起動させるために、メインスイッチＳＷがオフからオンに切り換えられたとすると、商用交流電源ＡＣが回路に投入されて整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが規定レベル（例えば３７５Ｖ）にまで上昇したことがマイクロコンピュータによって検出されると、マイクロコンピュータは、図９に示す時点ｔ１のタイミングで、図９（ａ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これにより、立ち上げ信号Ｖｔ１が入力されている第１コンバータ部２０１のコントロールＩＣ２は、時点ｔ１からスイッチング駆動動作を開始する。そして、これに応じて、第１コンバータ部２０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧Ｅｏは、図９（ｂ）に示すようにして、時点ｔ１における０レベルから上昇を開始して或る時間が経過した時点で、規定のレベル（５Ｖ）にまで上昇する。そして、以降は、降圧形コンバータによる定電圧制御動作によって、この１２Ｖで安定化された状態を維持する。
なお、確認のために述べておくと、同じ第１コンバータ部２０１にて生成される残りの二次側直流出力電圧Ｅｏ１，Ｅｏ２，Ｅｏ３も、二次側直流出力電圧Ｅｏとほぼ同じタイミングで立ち上がることになる。
【００３６】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記のようにして、時点ｔ１から二次側直流出力電圧Ｅｏ１が規定レベルに上昇して安定した後の時点ｔ２において、図９（ｃ）に示すように、Ｌレベルからレベルに切り換えて出力されるように設定されている。
これにより、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣが時点ｔ２において起動する。これに応じて、時点ｔ２以降においては、図９（ｄ）に示す二次側直流出力電圧Ｅｏ５が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（２００Ｖ）で一定となるようにして立ち上がることになる。
【００３７】
また、上記のように二次側直流出力電圧Ｅｏ５が規定レベルで安定した状態となった後の時点ｔ３において、マイクロコンピュータは、図９（ｅ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ３をＬレベルからＨレベルに切り換える。これに応じて、第２コンバータ部２０２のコントロールＩＣが時点ｔ３において起動し、時点ｔ３以降において、図９（ｆ）に示す二次側直流出力電圧Ｅｏ４が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（７０Ｖ）で一定となるようにして立ち上がる。
このようにして、図７に示す電源回路では、二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングをコントロールして、電源回路としての適切な起動動作を得るようにしている。
【００３８】
上記図７に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジとしての商用交流電源入力に対応する構成とされていたのであるが、電源回路としては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応するようにも構成する場合がある。つまり、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の商用交流電源入力に対応した、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）の構成を採るものも知られている。
【００３９】
そして、ワイドレンジ対応の電源回路に対して力率改善機能を与えるのにあたっては、整流回路系において、アクティブフィルタを設ける構成を採ることができる。アクティブフィルタは、ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを備えて力率を１に近付けるように動作するもので、力率改善のための手段の１つとして広く知られている。（例えば特許文献２参照）。
【００４０】
図１０の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。
この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣｏｕｔが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣｏｕｔに供給されることで、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧として、直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【００４１】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【００４２】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬｗが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬＶが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔの変動差分を検出する。つまり、負荷１０に入力すべき直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【００４３】
電流検出ラインＬＩから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬＩから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔ（直流入力電圧）の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【００４４】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬＩから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶＡＣと同一波形の電流指令値を生成する。
【００４５】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ１からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器１１によって生成される電流指令値は、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動も抑制されることになる。
【００４６】
図１１（ａ）は、上記図１０に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを示している。電圧Ｖｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉｉｎの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖｉｎ）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉｉｎと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００４７】
また、図１１（ｂ）は、出力コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）Ｐｃｈｇの変化を示す。出力コンデンサＣｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１１（ｃ）は、上記出力コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。この充放電電流Ｉｃｈｇは、上記図１１（ｂ）の入出力エネルギーＰｃｈｇの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣｏｕｔにおけるエネルギーＰｃｈｇの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００４８】
上記充放電電流Ｉｃｈｇは、入力電流Ｖｉｎとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣｏｕｔとの間のエネルギーの流れによって、図１１（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖｄが生じる。このリップル電圧Ｖｄは、無効なエネルギー保存のために、図１１（ｃ）に示す充放電電流Ｉｃｈｇに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣｏｕｔの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００４９】
また、図１２には、図１０の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１０と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１０においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００５０】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔを、分圧抵抗Ｒｖｏ−Ｒｖｄにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖｒｅｆに対する分圧された直流電圧Ｖｏｕｔの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒｖｌ、コンデンサＣｖｌによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖｖｅａとして除算器１３に出力する。
【００５１】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖｆｆが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖｆｆは、入力電圧Ｖｉｎを平均化回路１６（Ｒｆ１１，Ｒｆ１２，Ｒｆ１３，Ｃｆ１１，Ｃｆ１２）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖｆｆを二乗して除算器１３に出力する。
【００５２】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖｖｅａについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行いい、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖｖｅａは、乗算器１１で整流入力信号Ｉｖａｃにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖｆｆ）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００５３】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖｖｅａを除算した出力と、抵抗Ｒｖａｃを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉａｃ）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉａｃ）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉｍｏを生成して出力する。これは、図１０にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖｏｕｔは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖｏｕｔのみではなく、入力電流Ｖｉｎも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００５４】
図１３は、ワイドレンジ対応で、約６００Ｗの負荷電力に対応する電源回路として、上記図１２に示した構成に基づくアクティブフィルタを備えて構成した例を示すものである。
この図に示す電源回路は、ワイドレンジ対応として交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲に対応する。また、アクティブフィルタの後段におけるスイッチングコンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。この図に示す電源回路も、例えばプラズマディスプレイなどに搭載される。
なお、図７と同一部分に対しては同一符号を付して説明を省略する。
【００５５】
この図１３に示す電源回路の場合、商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ，ＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
また、この場合には、電源を起動／停止するためのメインスイッチＳＷを商用交流電源ＡＣラインに直列に挿入して示している。
【００５６】
商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対しては、それぞれ、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極入力端子と負極入力端子が共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子どうしと、負極出力端子（アース接地）どうしが接続されるようになっている。つまり、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００５７】
また、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子と負極出力端子（一次側アース）間には、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００５８】
上記ノーマルモードノイズフィルタ４の後段に対して、アクティブフィルタ回路８が備えられる。
このアクティブフィルタ回路８は、図１０により説明した構成に基づいているものである。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２から入力される整流出力についてスイッチングを行う、ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを備える。このような昇圧型コンバータは、例えばスイッチング素子と、このスイッチング素子をＰＷＭ制御方式によって駆動するためのコントロール回路系を備えて形成される。
【００５９】
また、この場合のようにして、例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の重負荷の条件に対応する場合には、昇圧型コンバータを形成するスイッチング素子を複数設け、これらを並列接続することなどが行われる。重負荷時において、特に交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる電流が非常に高くなる。そこで、このようにして複数のスイッチング素子を並列接続することで、各スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピークレベルは抑えられることになる。これによりアクティブフィルタ回路８としての信頼性が高められることとなる、
【００６０】
また、コントロール回路系は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成され、例えば１石のＩＣとされる。図１２に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このコントロール回路系としてのＩＣ内に搭載されていることになる。そして、このコントロール回路系としてのＩＣに対して、図１０及び図１２にて説明したようにして、フィードバック回路系及びフィードフォワード回路系が接続され、これらの回路系からの帰還出力に基づいて、スイッチング素子をＰＷＭ制御によって駆動する。
【００６１】
そして、上記構成によるアクティブフィルタ回路８内のスイッチング素子のスイッチング駆動は、図１０及び図１２により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率が１に近づくように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００６２】
また、この図１３に示すアクティブフィルタ回路８によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１０では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１３に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路として構成されている。
【００６３】
そして、この場合においては、アクティブフィルタ回路８の後段には、３本で１組とされる平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣが並列に接続されている。
上記平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ／／ＣｉＣ］の組は、図１０及び図１２における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ／／ＣｉＣ］の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。そして、上記もしているように、この場合の平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ／／ＣｉＣ］の両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）としては、３７５Ｖで安定化されるものとなる。
【００６４】
そして、この図に示す電源回路においても、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする複数の複合共振形コンバータが備えられる。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。
なお、これら第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の構成は図７と同様であることから、ここでの説明は省略する。
【００６５】
【特許文献１】
特開平７−２６３２６２（図１９）
【特許文献２】
特開平６−３２７２４６号公報（図１１）
【００６６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記図７及び図１３に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図７の電源回路において力率改善のために備えられるパワーチョークコイルＰＣＨは、例えば珪素鋼板のコアと、銅線による巻線とによって構成される。このため、コアの鉄損と、銅線の抵抗による銅損が生じ、その分、このパワーチョークコイルＰＣＨの部分での電力損失が増加することになる。
また、チョークコイルのインダクタンスと抵抗成分によって、交流入力電圧ＶＡＣの電圧降下も生じることになる。特に負荷電力６００に近い重負荷の条件では６０Ｖ以上低下する。これにより、交流入力電圧ＶＡＣを整流して得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）も低下することになる。
このようなことから、直流入力電圧を入力して動作する複合共振形コンバータとしての電力変換効率は低下して、交流入力電力も増加することとなる。
【００６７】
例えば図７に示す電源回路の場合、パワーチョークコイルＰＣＨの挿入によって、重負荷時においても力率ＰＦは０．５５から０．７５に改善されるが、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時における総合的な電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、８５．９％にまで低下する。また、交流入力電力Ｐｉｎは、６９８．４Ｗであり、そのうち９８．４Ｗが電力損失分に相当する。
【００６８】
また、パワーチョークコイルＰＣＨは、電源回路を構成する部品の中でも大型で重量があることから、基板における占有面積が大きく、また、回路基板も重量化してしまうという問題を有している。さらに、パワーチョークコイルＰＣＨは、漏洩磁束の発生も比較的大きい部品となるが、部品の配置や、漏洩磁束量などの条件によっては、パワーチョークコイルＰＣＨの漏洩磁束が負荷側に影響を与える場合がある。このような場合には、パワーチョークコイルＰＣＨから輻射する漏洩磁束を抑える対策として、磁気シールドなどの部品を追加することになり、基板の大型化、重量化が助長されてしまうことがある。
【００６９】
また、図７に示す回路の場合においては、必要数の二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５を得るのに、第１、第２、及び第３コンバータ部２０１，２０２，２０３による、３段の複合共振形コンバータを備えているが、このようにして、電力変換の段数が多いことによっても、電力変換効率の低下を招いている。また、構成部品点数もそれだけ多くなって回路基板サイズが拡大し、コストアップにもつながる。
【００７０】
さらに、図７に示す回路としては、３組の複合共振形コンバータに加えて、２組の降圧形コンバータを備えていることになるので、これらのスイッチングノイズも無視できない程度に大きなものとなる。特に、降圧形コンバータはハードスイッチング動作であるから、スイッチングノイズ発生量は多い。
【００７１】
さらに、スイッチング周波数については、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータは、７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲であるのに対して、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚとなる。
このようにして、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なる場合においては、１次側と二次側のアース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００７２】
また、アクティブフィルタを備えて力率改善を図るようにされた、図１３に示す電源回路では、次の問題を有する。
図１３に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合したものとなる。
【００７３】
ここで、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）は、９５％程度である。
また、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、９３％、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｗ時では９５％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、
９３％×９５％＝８８．３％
となる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、
９５％×９５％＝９０．２％
となる。
また、これに対応して、交流入力電力は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では６７９．５Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６６５．２Ｗとなる。
つまり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００７４】
また、図１３に示す回路では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件のもとで、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）ついては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ〜２３０Ｖの範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
また、図７の回路と同じように３組の複合共振形コンバータと２組の降圧形コンバータを備えているが、図１３に示す回路では、さらに、アクティブフィルタ回路８における昇圧型コンバータが追加されることになる。この昇圧型コンバータのスイッチング動作も、ｄｖ／ｄｉ，ｄｉ／ｄｔによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きい。このようなことから、より重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【００７５】
このため、図１３に示す電源回路としては、先ず商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系において、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の２組を備えている。
また、アクティブフィルタ回路８内には、複数組のパワーチョークコイルを備える必要がある。さらに、スイッチングのための半導体素子については、複数組のスイッチング素子（トランジスタ、ダイオード等）を並列接続したうえで、これらが適正に駆動されるように駆動回路を付加する必要がある。そして、これらの半導体素子に対しては、大型の放熱板を取り付ける必要もある。
また、図１３に示す回路としても、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のコモンモードチョークコイルと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタを必要としている。
さらに、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、アクティブフィルタ回路８内においては、スイッチング素子に対して、ＲＣスナバ回路を設けるなどの必要性も出てくる。特に、図１３の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗は、セメント抵抗であり大型である。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００７６】
また、図１３に示すスイッチング電源回路では、アクティブフィルタ回路８における昇圧型コンバータ、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３を形成する複合共振形コンバータ、第１コンバータ部２０１に付加される降圧形コンバータの、３種のスイッチングコンバータが混在していることになる。
この場合において、アクティブフィルタ回路８の昇圧型コンバータのスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、前述もしているように、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲であり、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚのスイッチング周波数である。
従って、この場合にも、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なることで、一次側と二次側のアース電位が干渉する問題が生じていることになる。
【００７７】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のようにして構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源の２倍に対応するとされるレベルの上記整流平滑電圧を、全波整流動作を含む整流動作により生成する倍電圧全波整流回路を備える整流回路と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。
そして、上記複数のスイッチングコンバータ部の各々は、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。また、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、１以上の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える。また、直流出力電圧生成手段により複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段と、力率を改善する力率改善回路とを備える。
また、上記力率改善回路は、一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装し、これら力率改善用一次巻線と力率改善用二次巻線とが疎結合となるようにして構成される力率改善用トランスと、整流電流経路の所要部位に挿入され、力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起された交番電圧に基づいてスイッチング動作を行うことで整流電流を断続する整流ダイオード素子とを備えて形成することとした。
【００７８】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するのにあたって、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作する複数のスイッチングコンバータ部を複数備えることができる。
そして、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採っていることになる。
また、力率改善は、疎結合による力率改善用トランスによって、複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して、整流ダイオードにより整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、商用交流電源レベルに応じて倍電圧全波整流整流回路を備えることとしている。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
また、二次側直流出力電圧を複数出力する場合においては、一次側のスイッチング手段のスイッチング周波数を制御する周波数制御型と、二次側に備えられる制御トランスにより、二次巻線に接続された被制御巻線のインダクタンスを可変制御するインダクタンス制御型とを組み合わせるようにされている。例えばこれにより、二次側直流出力電圧を安定化するために降圧形コンバータなどのハードスイッチング回路を設ける必要はなくなる。
【００７９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図７に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系（ＡＣ８５Ｖ〜１４４Ｖ）の単レンジで動作する構成を採る。
【００８０】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２組のアクロスコンデンサＣＬから成るラインノイズフィルタが備えられる。つまり、この場合には、コモンモードノイズを除去するラインノイズフィルタとしては１段のみが設けられる。
【００８１】
また、このラインノイズフィルタの後段における商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対しては、それぞれチョークコイルＬＮ，ＬＮが直列に挿入される。そして、チョークコイルＬＮ，ＬＮと、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子／負極入力端子との接続点間に対して、２本の並列接続されたフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮが接続される。
これらチョークコイルＬＮ，ＬＮ及びフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮによっては、ノーマルモードノイズフィルタ４が形成され、商用交流電源の整流電流経路に発生するノーマルモードノイズを抑制する。このノーマルモードノイズフィルタ４は、力率改善回路３の一部となる。
【００８２】
そして、本実施の形態の電源回路では、商用交流電源ＡＣに対して、整流回路系を含んで形成される力率改善回路３が接続される構成を採る。この力率改善回路３は、図示するようにして、高速リカバリ型の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成るブリッジ整流回路Ｄｉ、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣ、フィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮ、及び疎結合トランス（力率改善用トランス）ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を備えて形成される。疎結合トランスＶＦＴ−１は、第１コンバータ部１０１に対応して備えられ、疎結合トランスＶＦＴ−２は、第２コンバータ部１０２に対応して備えられる。
【００８３】
そして、本実施の形態において、上記力率改善回路３に含まれる整流回路としては倍電圧全波整流回路が形成される。この倍電圧全波整流回路は、上記力率改善回路３を形成する部位のうち、ブリッジ整流回路Ｄｉ（整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄ）、及び３本の平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣから成る。
整流ダイオードＤａのアノードと、整流ダイオードＤｄの接続点は、疎結合トランスＶＦＴ−１の二次巻線Ｎ１２の直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｂのアノードと整流ダイオードＤｃのカソードは、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｂのカソードは、平滑コンデンサＣｉＡ，Ｃｉｃの正極端子に対して接続される。
整流ダイオードＤｄ，Ｄｃの各アノードは一次側アースに接続される。
【００８４】
また、倍電圧全波整流回路の平滑回路系としては、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と、平滑コンデンサＣｉＣを、並列に接続して形成している。
つまり、平滑コンデンサＣｉＡの負極端子と平滑コンデンサＣｉＢの正極端子を接続した上で、平滑コンデンサＣｉＡの正極端子を、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点に対して接続する。
また、直列接続された平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）に対して接続している。
また、平滑コンデンサＣｉＣの正極端子は、平滑コンデンサＣｉＡの正極端子と同じく、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点に対して接続される。
平滑コンデンサＣｉＢ，ＣｉＣの負極端子は、共に一次側アースに対して接続される。
【００８５】
上記のようにして形成される倍電圧全波整流回路の動作について、図３を参照して説明する。図３には、図１から倍電圧全波整流回路を形成する回路部分を抜き出して示している。また、この図では、説明を簡単にするために、整流ダイオードＤａ，Ｄｄの接続点と商用交流電源ＡＣの正極ライン間に挿入される、疎結合トランスＶＦＴ−１の二次巻線Ｎ１２は省略している。
【００８６】
先ず交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤａ，Ｄｃが導通する。これにより、図３（ａ）に示すようにして、商用交流電源ＡＣの正極ライン側から流れる整流電流ｉ１は、先ず、整流ダイオードＤａを流れる。そして、この後において、整流電流ｉ１は、平滑コンデンサＣｉＡに流れる整流電流ｉ１ａと平滑コンデンサＣｉＣに流れる整流電流ｉ１ｂとに分岐する。
平滑コンデンサＣｉＡに流入した整流電流ｉ１ａは、そのまま商用交流電源ＡＣの負極ラインに流入する。平滑コンデンサＣｉＣに流入した整流電流ｉ１ｂは、一次側アースを介して整流ダイオードＤｃを流れた後、商用交流電源ＡＣの負極ラインに流れる。つまり、整流電流ｉ１ａ，ｉ１ｂは、商用交流電源ＡＣの負極ライン側で合流し、整流電流ｉ１（＝ｉ１ａ＋ｉ１ｂ）として流れる。
このような整流電流の経路によって、平滑コンデンサＣｉＡと平滑コンデンサＣｉＣに対して充電が行われて電荷が蓄積される。
【００８７】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤｂ，Ｄｄが導通する。これにより、図３（ｂ）に示すようにして、商用交流電源ＡＣの負極ライン側から流れる整流電流ｉ２は、先ず、平滑コンデンサＣｉＢに流れる整流電流ｉ２ａと、整流ダイオードＤｂに流れる整流電流ｉ２ｂとに分岐する。
整流電流ｉ２ａは、平滑コンデンサＣｉＢに流入した後、一次側アースを介するようにして整流ダイオードＤｄに流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに流れる。また、整流電流ｉ２ｂは、平滑コンデンサＣｉＣを流れた後、一次側アースを介するようにして整流ダイオードＤｄに流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに流れる。この場合も、整流電流ｉ２ａ，ｉ２ｂは、商用交流電源ＡＣの正極ライン側で合流し、整流電流ｉ２（＝ｉ２ａ＋ｉ２ｂ）として流れることになる。
そして、上記した整流電流経路によっては、平滑コンデンサＣｉＢと平滑コンデンサＣｉＣに対して充電が行われて電荷が蓄積されることとなる。
【００８８】
ここで、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの各々に対しては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各半周期において、交流入力電圧ＶＡＣに対応する電位による充電が行われる。このため、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢのそれぞれの両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧（直流電圧）が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
このため、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路に対して並列接続される平滑コンデンサＣｉＣに対する充電により得られる両端電圧としても、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
【００８９】
このような動作の結果、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と、平滑コンデンサＣｉＣとの並列接続により形成される平滑回路部の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、平滑コンデンサＣｉＣに対する整流平滑動作としては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負極性の両期間により充電が行われる全波整流動作が得られている。つまり、倍電圧全波整流動作が得られているものである。
なお、このような整流回路系を含んで形成される本実施の形態の力率改善回路３による力率改善動作については後述する。
【００９０】
図１に示す回路において、上記した平滑回路部（平滑コンデンサ［ＣｉＡ−ＣｉＢ］／／ＣｉＣ）の両端電圧として得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図示するようにして第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の２つが備えられる。これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対して並列となるようにして接続される。
また、これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、それぞれ他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。また、第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、それぞれ、電圧帰還方式による力率改善回路３を形成する疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を備えることで力率改善を図るようにも構成される。
【００９１】
ここで、第１コンバータ部１０１の構成について説明する。
この第１コンバータ部１０１は、上記もしているように、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のハーフブリッジ結合による回路は、整流平滑電圧Ｅｉに対して並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００９２】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９３】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合には、整流平滑電圧Ｅｉが抵抗Ｒｓを介して電源入力端子Ｖｃｃに入力されている。
また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００９４】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加される。
【００９５】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２に対しては、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が備えられる。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトされる。
【００９６】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００９７】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図４（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図４（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００９８】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図４（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図４（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図４（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００９９】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【０１００】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と、所要数の二次巻線が巻装される。
絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、この場合、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側直列共振コンデンサＣ１と疎結合トランスＶＦＴ−１の一次巻線Ｎ１１の直列接続を介して接続される。また、他端は、一次側アースに接続される。
【０１０１】
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【０１０２】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す第１コンバータ部１０１は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【０１０３】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、二次巻線をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【０１０４】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａ，Ｎ２Ｂの３つの二次巻線がそれぞれ独立するようにして巻装される。
先ず、二次巻線Ｎ２からは、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２を生成するようにされており、このうち、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するための回路系は次のようになる。
つまり、二次巻線Ｎ２に形成したタップ出力を二次側アースに接地させた上で、このタップ出力をセンター位置とした所定の巻数分の位置から、１つずつ両端タップを引き出す。そして、各両端タップに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２を接続し、また、平滑コンデンサＣｏを接続することで、両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏは、安定化のために、分岐して制御回路７に対して入力される。
【０１０５】
直交型制御トランスＰＲＴ−１は、例えば制御巻線Ｎｃに対して、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の巻方向が直交する関係となるようにして、制御巻線Ｎｃ及び制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２をコアに巻装して構成される。このようにして構成される直交型制御トランスＰＲＴ−１は、可飽和リアクトルとなる。
この場合の制御回路７では、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を制御電流として出力する。この制御電流レベルの変化に応じて、可飽和リアクトルである直交型制御トランスＰＲＴ−１では、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが可変される。被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２は、二次側直流出力電圧Ｅｏのための整流回路系において直列に挿入されているので、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが変化すれば、平滑コンデンサＣｏに流入する整流電流量が変化することになって、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを可変制御することで定電圧制御が行われることになる。
【０１０６】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための整流回路系は、図示するようにして、二次巻線Ｎ２の一方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ−整流ダイオードＤｏ３を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣｏ１を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための整流回路系においても、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路７を備えることで、上述のようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ１についての定電圧化が図られる。
【０１０７】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系も、二次巻線Ｎ２の他方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−３の被制御巻線ＮＲ−整流ダイオードＤｏ４を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣｏ２を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−３及び制御回路７を備えており、二次側直流出力電圧Ｅｏ２についての定電圧化が図られる。
【０１０８】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ３は、二次巻線Ｎ２Ａに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ２Ａのセンタータップを０電位に接続した上で、整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６及び平滑コンデンサＣｏ３から成る。
そして、両波整流回路に対しては、直交型制御トランスＰＲＴ−４の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２が図示するようにして直列に挿入され、制御回路７は二次側直流出力電圧Ｅｏ３に応じたレベルの制御電流を直交型制御トランスＰＲＴ−４の制御巻線Ｎｃに対して出力するようにされている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ３についての定電圧化が図られるようになっている。
【０１０９】
さらに、二次側直流出力電圧Ｅｏ４については、二次巻線Ｎ２Ｂに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ２Ｂのセンタータップを二次側アースに接続するとともに、整流ダイオードＤｏ７，Ｄｏ８及び平滑コンデンサＣｏ５を接続して、先ずは、直流電圧Ｅ４を得るようにされ、この直流電圧Ｅ４のラインと、平滑コンデンサＣｏ６の間に、ＤＣスイッチ回路６のトランジスタＱ５を直列に挿入して形成される。二次側直流出力電圧Ｅｏ４は、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧として得られる。
【０１１０】
この二次側直流出力電圧Ｅｏ４に対する安定化は、スイッチング周波数制御方式によって行われる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ４は分岐して、検出電圧として制御回路１に入力される。制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅｏ４のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力として、第１コンバータ部１０１内のコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。このコントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになる。この結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ４のレベルが一定となるように定電圧制御が行われる。
【０１１１】
ＤＣスイッチ回路６は、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３に応じて、二次側直流出力電圧Ｅｏ４の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ回路６は、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ５、バイポーラのトランジスタＱ６、ツェナーダイオードＤＺ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、及び時定数コンデンサＣ３を図示するようにして接続して形成される。
つまり、トランジスタＱ５のドレインを平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣｏ６の正極端子と接続する。トランジスタＱ５のゲートは、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ６のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ５のゲート−ドレイン間には、抵抗Ｒ１／／ツェナーダイオードＤＺの並列回路が接続される。ここでは、ツェナーダイオードＤＺのアノードがトランジスタＱ５のゲート側で、カソードがドレイン側となるようにされる。
トランジスタＱ６のベースには抵抗Ｒ４を介した立ち上げ信号Ｖｔ３が、オン／オフ制御信号として入力されるようになっている。また、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間には、抵抗Ｒ３が挿入される。トランジスタＱ６のエミッタは二次側アースに接続される。
そして、時定数コンデンサＣ３は、正極端子をトランジスタＱ６のベースに接続し、負極端子を二次側アースに接続するようにされる。この時定数コンデンサＣ３には、例えば電解コンデンサが用いられる。
また、この場合には、ＤＣスイッチ回路６に入力されるオン／オフ制御信号として、第２コンバータ部１０２の二次側直流出力電圧Ｅｏ５を入力するようにしている。
【０１１２】
このような構成では、二次側直流出力電圧Ｅｏ５がオン／オフ制御信号として入力開始される時点から、トランジスタＱ６が完全にオン状態となる時点について、抵抗Ｒ４と時定数コンデンサＣ３の時定数に応じて設定された所定の遅延時間が与えられることになる。
【０１１３】
ここで、オン／オフ制御信号である二次側直流出力電圧Ｅｏ５が０レベルである場合、トランジスタＱ６はオフ状態を維持するが、このときには、トランジスタＱ５におけるゲート−ソース間電圧が閾値を満たさないことから、トランジスタＱ５もオフとなる。このため、平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と、平滑コンデンサＣｏ６の正極端子とは接続されないことになって、平滑コンデンサＣｏ６への整流電流の充電は行われないことになる。このため、平滑コンデンサＣｏ５の両端に直流電圧Ｅ４が得られているとしても、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ４は０レベルのままである。
これに対して、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が所定レベルにまで立ち上がって所定の正極レベルが得られると、上記抵抗Ｒ４と時定数コンデンサＣ３の時定数に応じて設定された遅延時間を経過した後に、トランジスタＱ６は完全なオン状態に切り換わって、抵抗Ｒ２の両端に電位を生じさせる。
これによって、ツェナーダイオードＤＺのアノードは、トランジスタＱ６のコレクタ−エミッタを介して二次側アースに対して接続されることとなって、直流電圧Ｅ４によって導通することになる。ツェナーダイオードＤＺが導通することによっては、トランジスタＱ５のゲートに対して閾値を満たすレベルのゲート電圧が印加されることになって、トランジスタＱ５もオンとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と、平滑コンデンサＣｏ６の正極端子が接続されることとなって、平滑コンデンサＣｏ６で整流電流が充放電される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が発生することになる。
【０１１４】
第２コンバータ部１０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、疎結合トランスＶＦＴ−２、第１コンバータ部１０１と同様にして接続している。これにより、一次側スイッチングコンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。
【０１１５】
また、この場合の第２コンバータ部１０２の二次側においては、ＤＣスイッチ回路６Ａを備えた両波整流回路が形成されている。
この両波整流回路は、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ２に設けたセンタータップを二次側アースに接地したうえで、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ９，Ｄｏ１０、及び平滑コンデンサＣｏ７を接続している。
そして、ＤＣスイッチ回路６Ａを形成するＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ７のドレイン−ソースを介して、平滑コンデンサＣｏ７と、平滑コンデンサＣｏ８の正極端子が接続されている。
先ず、整流ダイオードＤｏ９，Ｄｏ１０、及び平滑コンデンサＣｏ７から成る整流回路により両波整流が行われることで、平滑コンデンサＣｏ７の両端電圧として直流電圧Ｅ５が得られる。このとき、ＤＣスイッチ回路６ＡにおいてトランジスタＱ７がオン状態にあるとすると、この直流電圧Ｅ５による平滑コンデンサＣｏ８への充電が行われ、平滑コンデンサＣｏ８の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が得られることになる。
この二次側直流出力電圧Ｅｏ５に対する定電圧制御としては、制御回路１が直流電圧Ｅ５を入力して、コントロールＩＣ２に出力を行っていることからも分かるように、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御方式により行われる。
【０１１６】
ＤＣスイッチ回路６Ａは、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ７、バイポーラのトランジスタＱ８、ツェナーダイオードＤＺ、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０、時定数コンデンサＣ８を、ＤＣスイッチ回路６の場合とほぼ同様に接続して形成される。従って、このＤＣスイッチ回路６Ａとしても、オン／オフ制御信号の入力が開始されてからトランジスタＱ７が完全にオンとなるまでの時間について、抵抗Ｒ８と時定数コンデンサＣ８の時定数に応じた遅延が与えられる。そして、ＤＣスイッチ回路６Ａにおいては、オン／オフ制御信号として、第１コンバータ部１０１側で生成される二次側直流出力電圧Ｅｏが入力される。
【０１１７】
図７の回路で説明したようにして、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号はＶｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３の３つとされているが、図１に示す電源回路が使用する立ち上げ信号はＶｔ１のみとされている。この場合、立ち上げ信号Ｖｔ１は、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに入力するようにしている。
【０１１８】
続いて、上記のようにして構成される図１に示す電源回路における力率改善のための構成について説明する。
この図に示す回路においては、力率改善のために力率改善回路３が備えられる。この力率改善回路３は、商用交流電源ＡＣを整流平滑化する整流回路系に対して、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を電圧帰還する構成を採る。そして、この場合においては、スイッチング出力を電圧帰還するための手段として、疎結合トランスＶＦＴ−１、ＶＦＴ−２を備える。
【０１１９】
ここで、疎結合トランスＶＦＴ（ＶＦＴ−１、ＶＦＴ−２）の構造例を図５に示しておく。
この図に示すように、疎結合トランスＶＦＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ１１が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ１２が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして疎結合トランスＶＦＴ全体としての構造が得られる。
また、この場合には、中央磁脚の接合部分に対して所要のギャップ長のギャップＧを形成するようにしており、これにより、結合係数について０．７５以下となる疎結合の状態が得られるようにしている。
【０１２０】
そして、力率改善回路３による力率改善動作としては次のようになる。
先ず、説明を分かりやすくするため、第１コンバータ部１０１側のみによる力率改善動作について述べる。
第１コンバータ部１０１に備えられる疎結合トランスＶＦＴ−１においては、一次巻線Ｎ１１に対して、第１コンバータ部１０１における一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が伝達される。これに応じて、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ１２には、交番電圧が励起されることになる。
ここで、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ１２は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｄの接続点との間に挿入されている。つまり、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ１２は整流電流経路に挿入されていることになる。疎結合トランスＶＦＴによっては、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還する動作が得られることになる。
【０１２１】
上記のようにして整流電流経路に対してスイッチング出力が電圧帰還されることで、先に図３により説明したようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型の整流ダイオード（Ｄａ〜Ｄｄ）に整流電流が流れるとき、これらの整流ダイオードでは、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ１２に励起された交番電圧によって、スイッチング動作を行うように駆動される。
これにより、整流ダイオードに流れる整流電流は、スイッチングにより断続されることになり、整流電流としては交番波形となる。つまり、交流入力電流ＩＡＣを源として流れる整流電流について高周波成分が重畳される。
このようにして整流電流が断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１２２】
そして、図１に示す力率改善回路３の実際としては、第２コンバータ部１０２の疎結合トランスＶＦＴ−２も備えた構成となっている。
ここで、疎結合トランスＶＦＴ−２の二次巻線Ｎ１２は、第１コンバータ部１０１の疎結合トランスＶＦＴ−２の二次巻線Ｎ１２に対して並列に接続されている。従って、上記した整流電流経路においては、実際には、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２の各二次巻線Ｎ１２／／Ｎ１２の並列回路に整流電流が流れることになり、二次巻線Ｎ１２／／Ｎ１２の並列回路が整流電流経路内に含まれることになる。
これは、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２によって、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の両方のスイッチング出力を整流電流経路に帰還するように構成していることを意味する。
つまり、本実施の形態では、第１コンバータ部１０１に対応しては疎結合トランスＶＦＴ−１により電圧帰還して力率改善を図り、また、第２コンバータ部１０２に対応しては疎結合トランスＶＦＴ−２により電圧帰還して力率改善を図る構成を採っているものである。なお、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２の各一次巻線Ｎ１１、二次巻線Ｎ１２のインダクタンス値については、例えば、力率ＰＦ＝０．８程度が得られるようにして選定を行うようにされる。
【０１２３】
また、図１に示す電源回路の構成によると、第１コンバータ部１０１において、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ４の５つの二次側直流出力電圧を生成し、第２コンバータ部１０２において二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成するようにしている。
つまり、本実施の形態としても、図７にて説明した先行技術の場合と同様にして、
Ｅｏ：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅｏ２：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅｏ３：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅｏ４：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅｏ５：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
を得るようにされている。
但し、本実施の形態においては、第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の、２つのコンバータ部によって上記６つの負荷（二次側直流出力電圧）をまかなうこととしており、従って、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部１０１：２５０Ｗ
第３コンバータ部１０２：３５０Ｗ
となって、これにより総合で６００Ｗとなるようにしている。
【０１２４】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５を生成して負荷に供給する構成の下では、図７においても説明したように、電源起動時において、二次側直流出力電圧についてしかるべき順序で以て立ち上がらせる必要がある。つまり、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅｏを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ５、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるようにすることが要求される。
【０１２５】
このような二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御について、図６を参照して説明する。
ここで、二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御のため、図１においては図示していないマイクロコンピュータからは、立ち上げ信号（起動制御信号）Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力可能とされている。しかしながら、前述もしたように、図１に示す回路において、二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御のために、利用する立ち上げ信号は、最も早いタイミングの立ち上げ信号Ｖｔ１のみである。なお、ここでいうマイクロコンピュータとは、図１に示す電源回路が搭載される機器に備えられているものとされる。そして、図１に示す電源回路は、メイン電源であり、このメイン電源がオフとなっているときには、マイクロコンピュータは、ここでは図示していないスタンバイ電源によって動作している。従って、メイン電源が立ち上がっていなくとも、スタンバイ電源によって動作しているために、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力することは可能とされている。
【０１２６】
立ち上げ信号Ｖｔ１は、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２における起動端子Ｖｔに対して入力されるようになっている。
マイクロコンピュータは、メイン電源がオンとなったことを認識すると、図６（ａ）に示すように、時点ｔ１とされる所定のタイミングにより立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これに応じて、図６（ｂ）に示すように、第１コンバータ部１０１も時点１から起動することとなって、二次側直流出力電圧Ｅｏが立ち上がることになる。
【０１２７】
また、この時点ｔ１に対応しては、同じ第１コンバータ部１０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧も立ち上がることになる。ただし、この場合にも、二次側直流出力電圧Ｅｏ４については、図６（ｈ）に示すように、時点ｔ１において立ち上がることはない。その前段の直流出力電圧Ｅ４は、図６（ｃ）に示すように第１コンバータ部１０１の起動に応じて時点ｔ１から立ち上がる。
【０１２８】
また、立ち上げ信号Ｖｔ１がＨレベルとなる時点ｔ１は、ほぼメイン電源のオン時点に対応している。この図に示す第２コンバータ部１０２の起動端子には、立ち上げ信号が入力されることなくオープンとなっている。この場合には、電源入力端子Ｖｃｃから入力される起動時の電圧に応じて、コントロールＩＣ２が動作を開始することになる。
このため、第２コンバータ部１０２も、時点ｔ１とほぼ同じタイミングでスイッチング動作を開始するようにして起動することになる。そして、これに応じては、図６（ｄ）に示すように、第２コンバータ部１０２の二次側に備えられる平滑コンデンサＣｏ７の両端電圧である直流電圧Ｅ５も、ほぼ時点ｔ１から立ち上がることになる。ただし、この時点では、ＤＣスイッチ回路６ＡのトランジスタＱ７はオフ状態となっているので、平滑コンデンサＣｏ８の両端電圧となる二次側直流出力電圧Ｅｏ５は、図６（ｆ）に示すように立ち上がってはいない。
【０１２９】
ここでは、二次側直流出力電圧Ｅｏが、時点ｔ１から或る時間経過した時点ｔ１Ａにおいて規定レベルに達した状態となる。これに応じて、オン／オフ制御信号として二次側直流出力電圧Ｅｏが入力される、第２コンバータ部１０２のＤＣスイッチ回路６Ａでは、例えばこの時点ｔ１Ａのタイミングで、図６（ｅ）に示すようにしてトランジスタＱ８のベース電圧が徐々に上昇していくようにされる。このベース電圧の上昇の傾きは、抵抗Ｒ８と時定数コンデンサＣ８の時定数によって決定される。
そして、例えば時点ｔ２において、トランジスタＱ８のベース電圧が所定レベルにまで至ったとされると、このときにトランジスタＱ８が完全にオン状態とされることになる。そして、このときにはトランジスタＱ７も完全にオンとなる状態が得られており、図６（ｄ）に示す平滑コンデンサＣｏ７の両端電圧である直流電圧Ｅ５が、トランジスタＱ７を介して、平滑コンデンサＣｏ８に供給されることになる。これにより、平滑コンデンサＣｏ８の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ５は、図６（ｆ）に示すようにして、時点ｔ２から立ち上がるようにされる。
【０１３０】
そして、上記のようにして時点ｔ２において立ち上がった二次側直流出力電圧Ｅｏ５は、第１コンバータ部１０１側のＤＣスイッチ回路６に対してオン／オフ制御信号として入力されることになる。
これに応じて、ＤＣスイッチ回路６では、図６（ｇ）に示すようにして、抵抗Ｒ４と時定数コンデンサＣ３の時定数によって決定される時間で以て、トランジスタＱ６のベース電圧が上昇していく動作が得られる。
そして、例えば時点ｔ３において、トランジスタＱ６のベース電圧が所定レベルにまで至って完全にオン状態になったとされると、トランジスタＱ５も完全にオンとなる状態が得られることになる。この結果、図６（ｃ）に示す直流電圧Ｅ４が、トランジスタＱ５を介して、平滑コンデンサＣｏ６に供給されることになる。これにより、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ４は、図６（ｈ）に示すようにして、時点ｔ３から立ち上がることになる。
このようにして、図１に示す電源回路においては、図７の回路と同様の、二次側直流出力電圧の立ち上げタイミングが得られるようにされている。
【０１３１】
なお、参考までに、図１に示す電源回路において備えられる各トランスのコアの形状サイズについて記しておく。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４２
ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２：ＥＥ−２８
ＰＲＴ：フェライトコア（１５ｍｍ×１５ｍｍ×２０ｍｍ）
【０１３２】
このようにして構成される図１に示す本実施の形態の電源回路と、先行技術として示した図７の回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、実験結果によると、図７に示した電源回路では、力率ＰＦ＞０．７５となるのは、負荷電力Ｐｏ６００Ｗ〜５００Ｗの範囲である。これに対して、図１に示す回路では負荷電力Ｐｏ６００Ｗ〜１００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＞０．７５となる特性が得られ、例えば国内高調波歪み規制をクリアする範囲が拡大されることになる。
【０１３３】
また図１に示す回路では、パワーチョークコイルＰＣＨが省略され、代わりに、疎結合トランスＶＦＴが設けられている。
これにより、図１に示す回路では、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスによる整流平滑電圧のレベル低下がなくなることから、より高い電力変換効率が得られることになる。特に、本実施の形態では、スイッチング出力の電圧帰還分が整流電流経路に重畳されるので、この点でも、整流平滑電圧Ｅｉのレベル低下が有効に抑制される。
また、パワーチョークコイルＰＣＨは、相当に重量があり、また、大型なものであることから、基板サイズ及び基板重量を大幅に拡大させていた。
これに対して、図１に示す回路の場合、力率改善に必要とされる疎結合トランスＶＦＴとフィルタコンデンサＣＮを総合しても、パワーチョークコイルＰＣＨと比較した場合には、相当に軽量で小型なものとなる。つまり、本実施の形態の電源回路は、力率改善機能を有する負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能な電源回路として、図７に示す電源回路よりも、大幅な小型、軽量化が図られることになる。
例えば重量に関しては、図７に示す回路に備えられるパワーチョークコイルＰＣＨは１つあたり２５０ｇであり、２つ合わせて５００ｇとなるのに対して、図１に示す回路に備えられる疎結合トランスＶＦＴは１つあたり５０ｇであり、２つ合わせて１００ｇとなる。つまり、重量的に見ただけでも、図１に示す回路では、力率改善のための回路部品の重量について、ほぼ１／５にまで削減されている。
【０１３４】
また、パワーチョークコイルＰＣＨが省略されることで、このパワーチョークコイルＰＣＨにて発生する漏洩磁束による負荷側への影響も考慮する必要がない。このため、例えばパワーチョークコイルＰＣＨに磁気シールド板を施すような対策も不要となるから、この点でも、回路の小型軽量化に寄与することになる。
【０１３５】
また、図１に示す電源回路では、一次側において直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路を、倍電圧全波整流回路としている。この倍電圧整流回路の平滑回路系は、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と平滑コンデンサＣｉＣとを並列接続して整流電流経路を分流させている。これにより、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間において、整流ダイオードＤａ，Ｄｃに流れるのは、整流電流ｉ１が分流した整流電流ｉ１ｂの成分のみとなる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間においては、整流ダイオードＤｂには、整流電流ｉ２が分流した整流電流ｉ１ｂの成分のみが流れる。
これにより、上記各整流ダイオードに流れる整流電流のピークレベルは、例えば図７の回路における倍電圧半波整流回路よりも抑制されることになり、これらの整流ダイオードの順方向電圧降下による電力損失も低減される。そして、これにより、電源回路としての電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の大幅な向上に寄与することになる。
【０１３６】
また、図７に示す回路においては、二次側直流電圧の安定化のために、スイッチング周波数制御方式に対して、降圧型コンバータを組み合わせた構成を採っているが、降圧形コンバータによるＰＷＭ制御は、例えば負荷電流の増加に応じて電力損失が増加して、電力変換効率を低下させる要因となる。これは、例えば降圧形コンバータ以外の定電圧化の手段として、３端子のシリーズレギュレータやトロイダルコアを備えるマグアンプ（磁気増幅器）の回路等を備えた場合にも同様のことがいえる。
これに対して、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴを備えて、整流電流経路に挿入した直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲのインダクタンスを可変することで安定化を図ることとしている。直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲにおける電力損失は少なく、被制御巻線ＮＲのインダクタンス可変のために制御回路等が必要とする制御電力は０．４Ｗ程度となる。これによっても、電力変換効率の向上に寄与している。
【０１３７】
このようにして、図１に示す回路では、大幅な電力変換効率の向上が図られている。
例えば、図７の電源回路ではＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が８５．９％、交流入力電力が６９８．４Ｗであるのに対して、図１の電源回路では、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が９１．４％で５．５％向上している。また、交流入力電力は６５６．５Ｗであり４１．９Ｗ低減している。
また、直交型制御トランスＰＲＴを備える安定化のための回路構成は、低コストでもある。
【０１３８】
また、図１に示す回路では、倍電圧整流回路の平滑回路部を上記のようにして形成していることで、平滑コンデンサＣｉＣについては、その両端電圧が整流平滑電圧Ｅｉレベルとして得られるようになっている。つまり、平滑コンデンサＣｉＣについては、図５に示す回路における平滑回路部のようにして、アッパーサイドとローアーサイドの平滑コンデンサのリップルが二重に重畳された整流平滑電圧Ｅｉを生成することにはならない。
この結果、図１の整流回路の整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧は、図５の整流回路の約１／２にまで抑制され、これに伴って、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の各二次側直流出力電圧に現れるリップル電圧も約１／２に抑制されることになる。なお、本実施の形態において、例えば平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢについては、１０００μＦ／２００Ｖ，平滑コンデンサＣｉＣについては、５６０μＦ／４００Ｖを選定することで、瞬時停電が生じても、商用交流電源の１周期の動作を保証することができる。
また、図７に示す電源回路では、整流平滑電圧Ｅｉを生成するための平滑コンデンサとして４本を備えているが、図１に示す回路では、上記平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣの３本であり、これによる回路規模の縮小、及び低コスト化も図られることになる。
【０１３９】
また、図１に示す電源回路では、降圧形コンバータが省略されており、ハードスイッチング動作をするコンバータが無くなっていることが分かる。本実施の形態においては、直交型制御トランスＰＲＴ及び制御回路７を備えて、直流的な制御電流供給によって二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２などの安定化を図る構成としていることで、降圧形コンバータの省略を可能としている。
これにより、図１の電源回路を形成する第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作のみとなるから、図７に示した電源回路と比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
また、図７に示す電源回路では、３段の複合共振形コンバータ部が設けられているのに対して、図１に示す電源回路では、第１及び第２コンバータ部１０１，１０２の２つとしている。このようにして複合共振形コンバータ部の数が削減されることによっても、上記した回路の小型軽量化が促進され、また、電力変換効率向上の一要因にもなっている。また、ソフトスイッチング動作であるから、もともとスイッチングノイズは少ないものの、複合共振形コンバータ部の数が削減されれば、それだけスイッチングノイズも減少されることとなって、この点でのメリットも得られている。
【０１４０】
このため、図１に示した回路では、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格値をクリアすることが充分に可能とされる。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１４１】
また、図７に示す電源回路の場合には、３組のコンバータ部２０１，２０２，２０３と、２組の降圧形コンバータが、それぞれ異なるスイッチング周波数で動作する構成となっていた。
これに対して、本実施の形態では、互いに異なるスイッチング周波数によって独立してスイッチング動作を実行するのは、２組のコンバータ部１０１，１０２のみとなる。コンバータ部１０１，１０２のスイッチング周波数は、定電圧化のために、例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で、二次側直流出力電圧Ｅ４，Ｅｏ５のレベルに応じてそれぞれ変化する。
このようして、異なるスイッチング周波数によりスイッチング動作するコンバータの数が削減されることによっては、一次側と二次側のアース電位の干渉もそれだけ少なくなるから、電源回路の動作もより安定することとなる。
【０１４２】
ところで、図６に示す回路において、複合共振形コンバータとして、コンバータ部２０１，２０２，２０３の３つを設けているのは、図９にも示したように、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３の３段階で二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングを制御しなければならないことも要因となっている。
つまり、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３ごとに出力される立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３ごとに対応して、二次側直流出力電圧を立ち上げようとした場合に、これに応じて、３つの複合共振形コンバータを備え、各複合共振形コンバータのコントロールＩＣ２の起動を、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３によりコントロールするという構成が、これまでにおいて行われてきたからである。
【０１４３】
これに対して、図１に示す回路では、ＤＣスイッチ回路６，６Ａを設け、立ち上げ信号Ｖｔ１のみにより、これらＤＣスイッチ回路６，６Ａのオン／オフ状態を制御して、二次側直流出力電圧Ｅｏ４についての立ち上げをコントロールするようにしている。これにより、二次側直流出力電圧の立ち上げコントロールに必要なコントロールＩＣが削減可能となった結果、図１に示す回路では、コンバータ部を１つ削減することが可能となっているものである。
【０１４４】
図２は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１３に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系（ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖ）とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【０１４５】
この図２に示す電源回路は、先に図１に示した電源回路を基本構成として、ワイドレンジの商用交流電源に対応する構成を採っている。このために、整流回路切換モジュール５が備えられている。
【０１４６】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、商用交流電源ＡＣを、ダイオードＤ１０及びコンデンサＣ１０により半波整流して得た直流電圧が、検出電圧として入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される直流電圧レベルは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶＡＣ）のレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。また、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされている。
また、端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【０１４７】
また、上記リレーＲＬによってオン／オフ制御されるスイッチＳは、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点と、整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）との間に対して直列に挿入される。
【０１４８】
上記した構成による整流回路系の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される交流入力電圧ＶＡＣのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、入力された直流電圧のレベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【０１４９】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルが入力されたとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１もオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳ１がオフの状態では、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点と、整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）が、接続されない状態となる。
このため、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉで整流して得られる整流電流により、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列接続回路と平滑コンデンサＣｉＣとを並列接続して形成される平滑回路部に対して充電する動作が得られる。
これは、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作となる。これにより、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列接続回路と平滑コンデンサＣｉＣの並列接続から成る平滑回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【０１５０】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳ１はオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳ１がオンの状態では、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点と、整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）が、接続される状態となる。従って、整流動作としては、先に図３により説明した倍電圧全波整流動作が得られる。
【０１５１】
このようにして、図２に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧全波整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば通常の全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。
【０１５２】
図２に示す回路における第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の構成、力率改善回路３による力率改善動作、及び二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御などのための構成としては、図１の場合と同様であることからここでの説明は省略する。
また、確認のために述べておくと、ＡＣ２００Ｖ系時において全波整流回路による等倍電圧整流動作が行われる場合にも、疎結合トランスＶＦＴにより電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオードが整流電流をスイッチングする動作が得られ、力率改善が図られることになる。
【０１５３】
なお、このようにして構成される図２の電源回路における力率改善特性としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜２５Ｗの範囲で力率ＰＦ＞７．５であり、国内高調波歪規制をクリアする。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜３００Ｗの範囲で、欧州の規制値をクリア可能な力率の値が得られている。
【０１５４】
また、図２に示す電源回路における、各トランス（ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２，ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２、ＰＲＴ−１〜ＰＲＴ−４）、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣについては、図１の回路と同様のコアサイズ、定数のものを選定することができる。
【０１５５】
このようにして構成される図２に示す電源回路と、図１３に示した電源回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１３に示す電源回路では、力率改善のためにアクティブフィルタを備えており、このアクティブフィルタの出力が例えば３７５Ｖで一定に制御されることを利用して、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時にかかわらず、後段の複合共振形コンバータの直流入力電圧を一定としている。つまり、ワイドレンジ対応の電源回路を構成している。
これに対して、図２に示す電源回路では、疎結合トランスＶＦＴによってスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還することで力率改善を図っている。また、ＡＣ１００Ｖ系時に倍電圧全波整流回路を形成し、ＡＣ２００Ｖ系では全波整流回路を形成するように整流回路系を切り換えることで、ワイドレンジ対応としている。つまり、図２に示す電源回路では、ワイドレンジ対応で力率改善機能を有する電源回路として、アクティブフィルタが省略された構成を採っているものである。
【０１５６】
アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１３による説明からも分かるように、実際には、複数本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を整流電流経路に追加するのみであり、また、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２は、前述もしたように、ＥＥ−２８型の小型なコアによる部品素子である。従って、アクティブフィルタと比較すれば相当に少ない部品点数となり、また、部品素子の基板実装面積も縮小する。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１３に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１５７】
また、アクティブフィルタは、ハードスイッチング動作をする昇圧型コンバータを備えて成るものであり、従って、スイッチングノイズが大きい。図２に示す回路では、このアクティブフィルタが省略されていることで、スイッチングノイズのレベルが大幅に低減されることになる。
また、図２の回路でも、図１の回路と同様にして、直交型制御トランスＰＲＴ及び制御回路７によるインダクタンス制御とすることで、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２などの安定化を図る構成を採っており、また、ＤＣスイッチ回路６，６Ａを備えることで、立ち上げ信号Ｖｔ１のみによって、所要数の二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御が行われるようにされている。
これにより、二次側の降圧形コンバータが省略される。また、図１３に示す電源回路では、複合共振形コンバータ部の数が３であるのに対して、図２に示す電源回路でも、第１及び第２コンバータ部１０１，１０２の２つとなる。
この結果、図２の電源回路もスイッチングコンバータ部の数が削減されているものであり、その分の部品点数の削減及びコスト削減が図られることになる。
【０１５８】
また、図１３に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのＡＣ−ＤＣ電力変換効率として見ればよいことになる。そして、本実施の形態のようにして、電圧帰還方式による力率改善回路を備える場合、その電力変換効率は、力率改善回路を備えない場合の複合共振形コンバータとほぼ同等であることが分かっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、前述もしたように、電力変換効率について、図１３に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
【０１５９】
そのうえで、さらに図２に示す回路では、ＡＣ１００Ｖ系時において倍電圧全波整流回路が形成されるようになっている。これにより、例えばＡＣ１００Ｖ系時において、倍電圧半波整流回路が形成される構成と比較すれば、図１としても説明したように、この整流回路系における電力損失も大幅に低減され、この点でも電力変換効率の向上に寄与することになる。
実験結果としては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時においては、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は９４．０％であり、図１３に示す回路よりも２．３％向上している。交流入力電力は、６３８．３Ｗであり、図１３の回路に対して２６．９Ｗ低減している。力率ＰＦ＝０．７８となる結果が得られた。
負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時においては、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は９１．４％であり、図１３に示す回路に対して３．１％向上している。上記しているように、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）の向上分が２．３％であることと比較しても、倍電圧全波整流回路による電力損失の低減が、電力変換効率の向上に大きく寄与していることが分かる。交流入力電力は、６５７．２Ｗであり、図１３に示す回路よりも２２．３Ｗ低減している。また、この条件では、力率ＰＦ＝０．８３となる結果が得られた。
【０１６０】
また、図２に示す回路としても、図１３に示す回路と比較すれば、一次側と二次側のアース電位の干渉が少なくなって、電源回路の動作が安定する効果が得られる。
つまり、図１３に示す回路の場合、アクティブフィルタ回路８と、３組のコンバータ部２０１，２０２，２０３と、２組の降圧形コンバータが、それぞれ異なるスイッチング周波数で動作する構成となっていた。
これに対して図２に示す回路では、定電圧化のために、コンバータ部１０１，１０２のスイッチング周波数が、例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で、二次側直流出力電圧Ｅ４，Ｅｏ５のレベルに応じてそれぞれ変化するのみとなる。つまり、互いに異なるスイッチング周波数によって独立してスイッチング動作を実行するのは、２組のコンバータ部１０１，１０２のみとされている。
また、上記のようにして、スイッチングコンバータ数が削減されることによってよっても、スイッチングノイズは、さらに低減されることになる。しかも、この場合には、コンバータ部１０１，１０２は共にノイズの少ない共振形であるから、ノイズ低減の効果は大きい。これにより、図２に示した回路としても、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格値をクリアすることが充分に可能となるものである。
【０１６１】
また、本発明としては、これまでに説明した上記各実施の形態としての電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１６２】
また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成のうちから、適用可能なものを採用してよい。
【０１６３】
また、本発明に基づく電源回路としては、スイッチングコンバータ部の段数についても、例えば実施の形態として示したように２段（コンバータ部１０１，１０２）であることに限定される必要はなく、この段数は、例えば対応すべき負荷電力や、必要とされる二次側直流出力電圧の数などに応じて適宜変更されてよい。また、これらの各コンバータ部において生成する二次側直流出力電圧の数としても特に限定されるものではない。そのうえでも、本発明によっては、実施の形態において説明したように、ＤＣスイッチ回路６，６Ａ等を備える構成を採ることで、同数の二次側直流出力電圧を得る場合において必要とされるスイッチングコンバータ部の数は、先行技術に基づいて、同一の負荷条件及び二次側直流出力電圧数に対応する電源回路を構成した場合よりも少なくなるものである。
【０１６４】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備える単レンジ対応又はワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、パワーチョークコイル又はアクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
さらに、例えばＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して上記直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成するための整流回路としては、倍電圧全波整流回路としており、分岐した整流電流が整流ダイオードに流れる整流電流経路が在るようにされる。これにより、例えば倍電圧半波整流回路の場合よりも、整流ダイオードにおける電力損失は低減される。つまり、この点でも、電力変換効率の向上に大きく寄与している。
【０１６５】
また、本発明のスイッチングコンバータ部は、電流共振形コンバータを基本構成とする複合共振形コンバータと、力率改善用トランス（疎結合トランス）によりスイッチング出力を電圧帰還する力率改善回路を備える構成であり、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、本発明としては、例えばパワーチョークコイルなどの大型部品の省略、あるいは、アクティブフィルタなどの多くの部品点数からなる回路が省略されることになる。さらには、スイッチングノイズが大幅に低減されることによるノイズフィルタのための部品点数も削減される。この結果、電源回路サイズの小型／軽量化を有効に図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
特に本発明によるスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するものであるが、重負荷に対応する場合、チョークインプット方式では例えば正／負の各ラインに対して複数個のパワーチョークコイルを挿入する必要が生じたり、また、アクティブフィルタ方式の場合には、実際のアクティブフィルタの回路構成としてさらに多くの部品を必要とする。従って、本発明によりパワーチョークコイル又はアクティブフィルタが省略されることによる、回路の小型軽量化とコストダウンの効果は、非常に有効なものとなる。
さらに、本発明としての構成によれば、これまでよりも一次側と二次側のアース電位の干渉が少なくなるので、アース電位が安定することとなって、信頼性も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】実施の形態としての倍電圧全波整流回路の動作を示す回路図である。
【図４】実施の形態のコントロールＩＣによるスイッチング素子の駆動タイミングを示すを示す波形図である。
【図５】疎結合トランスの構造例を示す断面図である。
【図６】実施の形態の電源回路における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【図７】先行技術としてパワーチョークコイルを備えるスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】倍電圧半波整流回路の動作を示す回路図である。
【図９】先行技術の電源回路における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【図１０】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１１】図１０に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１２】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１３】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３ 力率改善回路、４ ノーマルモードノイズフィルタ、５ 整流回路切換モジュール、６ ＤＣスイッチ回路、７ 制御回路、１０１ 第１コンバータ部、１０２ 第２コンバータ部、Ｄｉ，ＤＢＲブリッジ整流回路、ＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣ，Ｃｏ７，Ｃｏ８，Ｃｏ９ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバータトランス、Ｃ１ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ１ 一次巻線、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＬ アクロスコンデンサ、ＬＮ チョークコイル、ＣＮ フィルタコンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
そこで、力率改善のための構成を付加したスイッチング電源回路が各種提案されている。このようなスイッチング電源回路の１つとして、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを直列に挿入することで、交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るように構成した、いわゆるチョークインプット方式のものが知られている（特許文献１参照）。
【０００４】
また、近年においては、テレビジョン受像機、モニタ装置としてプラズマディスプレイなどが普及してきている。このようなプラズマディスプレイに備えられる電源回路としては、例えば負荷電力６００Ｗ程度の、これまでのテレビジョン受像機やモニタ装置の電源回路よりも重負荷の条件に対応することが要求される。
【０００５】
図７は、プラズマディスプレイなどに搭載され、約６００Ｗの負荷電力に対応可能な電源回路として、チョークインプット方式による力率改善機能を付加した構成例を示している。また、この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１４４Ｖの範囲に対応する。つまり、例えばＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源に対応する。
【０００６】
この図に示す電源回路の場合には、先ず、商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨをそれぞれ直列に挿入している。ここで、商用交流電源ＡＣの正／負の何れか一方のラインのみではなく、両ラインにパワーチョークコイルＰＣＨを挿入することとしているのは、負荷電力６００Ｗ程度の比較的重負荷の条件に対応して充分な力率改善効果が得られるようにするためである。
このようにして、商用交流電源ＡＣのラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨを挿入することで、周知のようにして、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスの作用によって、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードに流入する交流入力電流は、その高調波が抑制されることになる。つまり、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大されて力率改善が図られる。
【０００７】
また、商用交流電源ＡＣに対しては、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと３本のアクロスコンデンサＣＬを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。このコモンモードノイズフィルタにより、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。
【０００８】
そして、商用交流電源ＡＣラインにおいて、上記したラインノイズフィルタの後段に対しては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧半波整流回路が設けられる。この倍電圧半波整流回路は、４本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成るブリッジ整流回路Ｄｉと、４本の平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂを備えて形成される。
【０００９】
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｃのカソードと整流ダイオードＤｄのカソードは、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂの正極端子に接続される。
整流ダイオードＤａのアノードと整流ダイオードＤｂのアノードは一次側アースに接続される。
【００１０】
また、整流ダイオードＤｄのアノードと整流ダイオードＤｂのカソードの接続点は、整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードの接続点と接続される。これにより、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間における整流電流は、整流ダイオードＤｃ／／Ｄｄに並列に流れる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間における整流電流は、整流ダイオードＤａ／／Ｄｂに並列に流れる。
【００１１】
平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ２Ａは、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。同様にして、平滑コンデンサＣｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ｂも、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。また、平滑コンデンサＣｉ１Ａ−Ｃｉ２Ａの接続点と、平滑コンデンサＣｉ１Ｂ−Ｃｉ２Ｂの接続点が互いに接続される。この接続態様では、平滑コンデンサＣｉ１Ａ，ＣｉＢはアッパーサイド側で並列接続されていることになる。また、平滑コンデンサＣｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂもローアーサイド側で並列接続の関係にある。
【００１２】
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作について、図８を参照して説明する。
図８では、説明を簡単にするために、倍電圧半波整流回路の基本的な構成を示しており、図７において実際に形成されている倍電圧半波整流回路との関係としては次のようになっている。
アッパーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂは、平滑コンデンサＣｉ１に相当する。同様にして、ローアーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂは、平滑コンデンサＣｉ２に相当する。
また、整流ダイオードＤｉ１は、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間における整流電流が並列に流れる整流ダイオードＤｃ／／Ｄｄの組に相当する。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間における整流電流が並列して流れる整流ダイオードＤａ／／Ｄｂは整流ダイオードＤｉ２に相当する。
【００１３】
先ず、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間においては、整流ダイオードＤｉ１（Ｄｃ／／Ｄｄ）が導通して整流電流ｉ１が流れ、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間においては、整流ダイオードＤｉ２（Ｄａ／／Ｄｂ）が導通して整流電流ｉ２が流れ、ローアーサイドの平滑コンデンサＣｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
この結果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）−Ｃｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流電圧が得られることになる。また、アッパーサイドの平滑コンデンサに整流電流が流れる期間は、交流入力電圧ＶＡＣが正となる半波の期間であり、ローアーサイドの平滑コンデンサが流れる期間は交流入力電圧ＶＡＣが負となる半波の期間である。つまり、各平滑コンデンサに対応した半波整流動作により倍電圧を得る、倍電圧半波整流動作が行われている。
【００１４】
ここで、図７に示す回路において、整流電流が２本の整流ダイオードに並列に流れるように構成し、また、平滑コンデンサについて、アッパーサイドとローアーサイドとで共に２本を並列に設けているのは、約６００Ｗという重負荷の条件に対応する必要があることによる。
つまり、重負荷の条件になるほど、整流回路系に流れる整流電流は増加する。そこで、整流電流が流れる整流ダイオード及び平滑コンデンサについて、並列接続すれば平滑コンデンサに流れる整流電流は分岐することになる。つまり、１本の整流ダイオード及び平滑コンデンサに流れる電流レベルが抑制されることとなって、これらの部品にかかる負担が軽減される。
なお、平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂについては、例えば１０００μＦ／２００Ｖを選定し、瞬時停電であっても商用交流電源の１周期の動作が保証されるようにしている。また、整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄについては、２５Ａ品を選定するようにしている。また、これらの整流ダイオードＤａ〜Ｄｄについては、低速リカバリ型が選定される。
【００１５】
そして、図７に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする電流共振形コンバータについて、複数を備えることとしている。
また、この図に示す電流共振形コンバータは、後述するようにして部分共振回路が組み合わされることで、いわゆる複合共振形コンバータとしての構成をとる。 この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。
なお、ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンバータの動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を１スイッチングコンバータ内において複合的に動作させる構成のスイッチングコンバータをいう。
【００１６】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての構成を採る。
【００１７】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
【００１８】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合には、抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉが電源入力端子Ｖｃｃに入力されるようになっている。また、アース端子Ｅは一次側アースに直接接続される。
【００１９】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００２０】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００２１】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００２２】
また、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔには、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータ（ここでは図示せず）から出力される立ち上げ信号Ｖｔ１が入力される。
コントロールＩＣ２は、この立ち上げ信号が入力されたタイミングで起動して動作を開始するようになっている。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ、及びドライブ信号出力端子ＶＧＬからのドライブ信号出力を開始する。従って、第１コンバータ部２０１の動作開始タイミングは、コントロールＩＣ２の立ち上げ信号Ｖｔ１の入力タイミングによって決定されることになる。
【００２３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００２４】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このように、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。
【００２５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線として、２組の二次巻線Ｎ２ａ，Ｎ２ｂが互いに独立するようにして巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２ａに対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２６】
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００２７】
また、この場合においては、二次側直流出力電圧Ｅｏ１を分岐して、二次側出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ２を生成するように回路が形成されている。
二次側出力電圧Ｅｏを生成する回路系は、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ７、整流ダイオードＤｃｎ１，高周波ノイズ除去用のチョークコイルＬ１１，平滑コンデンサＣｏ、及びＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を実行する制御回路７を図示するようにして接続した、降圧形コンバータとして形成される。
スイッチング素子Ｑ７は、制御回路７によってスイッチング駆動されることで、二次側出力電圧Ｅｏ１をスイッチングして交番出力を得る。この交番出力は、チョークコイルＬ１１、整流ダイオードＤｃｎ及び平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路によって整流平滑化されることになって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する。
ここで、制御回路７は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ７は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数は一定とされた上で、１スイッチング周期内のオン期間が可変されるようにしてスイッチング動作が制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが一定となるように制御されることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００２８】
二次側出力電圧Ｅｏ１を生成する回路系としても、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ８、整流ダイオードＤｃｎ，チョークコイルＬ１２，平滑コンデンサＣｏ２、及び制御回路７を、上記した二次側出力電圧Ｅｏ１を生成する回路系と同様の態様により接続した、降圧形コンバータとして形成される。
従って、この場合にも、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧としては、制御回路７のＰＷＭ制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られることになる。
【００２９】
また、二次巻線Ｎ２ｂに対しては、ブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣｏ３から成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路の整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣｏ３の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ３を得るようにされている。
【００３０】
第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１等を、上記第１コンバータ部２０１と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
また、第２コンバータ部２０２の二次側は、二次巻線Ｎ２のセンタータップを二次側アースに接続したうえで、この二次巻線Ｎ２に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏ４，Ｃｏ５、ノイズ除去用の抵抗Ｒ１から成る両波整流回路が形成される。これにより、平滑コンデンサＣｏ５の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が生成される。
また、第２コンバータ部２０２においては、制御回路７が、平滑コンデンサＣｏ４の両端に得られる二次側整流平滑電圧のレベルに基づいて、一次側コンバータのスイッチング周波数制御を実行する結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ４に対する安定化が図られるようにされている。
また、第２コンバータ部２０２において、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３が入力される。
【００３１】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏ６，Ｃｏ７、抵抗Ｒ２を、第２コンバータ部２０２と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、この第３コンバータ部２０３においても、制御回路７によるスイッチング周波数制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ５が得られる。
また、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ２が入力される。
【００３２】
上記構成では、二次側から、６つの二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５が得られることになるが、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様については、例えば下記のようになっている。
Ｅｏ：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅｏ２：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅｏ３：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅｏ４：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅｏ５：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
そして、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部２０１：７５Ｗ
第２コンバータ部２０２：１７５Ｗ
第３コンバータ部２０３：３５０Ｗ
であり、総合で６００Ｗとなる。
また、上記したような各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力に応じて、絶縁コンバータトランスについては、次のようにしてコアが選定される。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−３５
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−３：ＥＥＲ−４２
また、降圧形コンバータにおけるチョークコイルＬ１１，Ｌ１２は、それぞれ、ＥＥ−２５のフェライトコアである。
【００３３】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５が使用される場合においては、電源が起動して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ（３７５Ｖ））が立ち上がったときに、各二次側直流出力電圧について、しかるべき順序で以て、順次立ち上がらせる必要がある。
具体的には、先ず、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅｏを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ５、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるようにする。
【００３４】
上記したような二次側直流出力電圧の立ち上げ順序とするために、マイクロコンピュータは、各コンバータ部（２０１，２０２，２０３）におけるコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対して、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力して制御を行っている。この立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３による二次側直流出力電圧の立ち上げ順序の制御動作を、図９のタイミングチャートに示す。
【００３５】
ここで、図７に示す電源回路は、いわゆるメイン電源の構成であり、ここにはスタンバイ電源は示していない。マイクロコンピュータは、このスタンバイ電源が供給されているからメイン電源が起動されていない状態でも、動作することが可能である。
そして、メイン電源である図７に示す回路を起動させるために、メインスイッチＳＷがオフからオンに切り換えられたとすると、商用交流電源ＡＣが回路に投入されて整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが規定レベル（例えば３７５Ｖ）にまで上昇したことがマイクロコンピュータによって検出されると、マイクロコンピュータは、図９に示す時点ｔ１のタイミングで、図９（ａ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これにより、立ち上げ信号Ｖｔ１が入力されている第１コンバータ部２０１のコントロールＩＣ２は、時点ｔ１からスイッチング駆動動作を開始する。そして、これに応じて、第１コンバータ部２０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧Ｅｏは、図９（ｂ）に示すようにして、時点ｔ１における０レベルから上昇を開始して或る時間が経過した時点で、規定のレベル（５Ｖ）にまで上昇する。そして、以降は、降圧形コンバータによる定電圧制御動作によって、この１２Ｖで安定化された状態を維持する。
なお、確認のために述べておくと、同じ第１コンバータ部２０１にて生成される残りの二次側直流出力電圧Ｅｏ１，Ｅｏ２，Ｅｏ３も、二次側直流出力電圧Ｅｏとほぼ同じタイミングで立ち上がることになる。
【００３６】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記のようにして、時点ｔ１から二次側直流出力電圧Ｅｏ１が規定レベルに上昇して安定した後の時点ｔ２において、図９（ｃ）に示すように、Ｌレベルからレベルに切り換えて出力されるように設定されている。
これにより、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣが時点ｔ２において起動する。これに応じて、時点ｔ２以降においては、図９（ｄ）に示す二次側直流出力電圧Ｅｏ５が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（２００Ｖ）で一定となるようにして立ち上がることになる。
【００３７】
また、上記のように二次側直流出力電圧Ｅｏ５が規定レベルで安定した状態となった後の時点ｔ３において、マイクロコンピュータは、図９（ｅ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ３をＬレベルからＨレベルに切り換える。これに応じて、第２コンバータ部２０２のコントロールＩＣが時点ｔ３において起動し、時点ｔ３以降において、図９（ｆ）に示す二次側直流出力電圧Ｅｏ４が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（７０Ｖ）で一定となるようにして立ち上がる。
このようにして、図７に示す電源回路では、二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングをコントロールして、電源回路としての適切な起動動作を得るようにしている。
【００３８】
上記図７に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジとしての商用交流電源入力に対応する構成とされていたのであるが、電源回路としては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応するようにも構成する場合がある。つまり、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の商用交流電源入力に対応した、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）の構成を採るものも知られている。
【００３９】
そして、ワイドレンジ対応の電源回路に対して力率改善機能を与えるのにあたっては、整流回路系において、アクティブフィルタを設ける構成を採ることができる。アクティブフィルタは、ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを備えて力率を１に近付けるように動作するもので、力率改善のための手段の１つとして広く知られている。（例えば特許文献２参照）。
【００４０】
図１０の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。
この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣｏｕｔが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣｏｕｔに供給されることで、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧として、直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【００４１】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【００４２】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬｗが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬＶが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔの変動差分を検出する。つまり、負荷１０に入力すべき直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【００４３】
電流検出ラインＬＩから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬＩから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔ（直流入力電圧）の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【００４４】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬＩから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶＡＣと同一波形の電流指令値を生成する。
【００４５】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ１からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器１１によって生成される電流指令値は、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動も抑制されることになる。
【００４６】
図１１（ａ）は、上記図１０に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを示している。電圧Ｖｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉｉｎの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖｉｎ）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉｉｎと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００４７】
また、図１１（ｂ）は、出力コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）Ｐｃｈｇの変化を示す。出力コンデンサＣｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１１（ｃ）は、上記出力コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。この充放電電流Ｉｃｈｇは、上記図１１（ｂ）の入出力エネルギーＰｃｈｇの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣｏｕｔにおけるエネルギーＰｃｈｇの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００４８】
上記充放電電流Ｉｃｈｇは、入力電流Ｖｉｎとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣｏｕｔとの間のエネルギーの流れによって、図１１（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖｄが生じる。このリップル電圧Ｖｄは、無効なエネルギー保存のために、図１１（ｃ）に示す充放電電流Ｉｃｈｇに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣｏｕｔの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００４９】
また、図１２には、図１０の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１０と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１０においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００５０】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔを、分圧抵抗Ｒｖｏ−Ｒｖｄにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖｒｅｆに対する分圧された直流電圧Ｖｏｕｔの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒｖｌ、コンデンサＣｖｌによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖｖｅａとして除算器１３に出力する。
【００５１】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖｆｆが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖｆｆは、入力電圧Ｖｉｎを平均化回路１６（Ｒｆ１１，Ｒｆ１２，Ｒｆ１３，Ｃｆ１１，Ｃｆ１２）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖｆｆを二乗して除算器１３に出力する。
【００５２】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖｖｅａについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行いい、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖｖｅａは、乗算器１１で整流入力信号Ｉｖａｃにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖｆｆ）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００５３】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖｖｅａを除算した出力と、抵抗Ｒｖａｃを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉａｃ）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉａｃ）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉｍｏを生成して出力する。これは、図１０にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖｏｕｔは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖｏｕｔのみではなく、入力電流Ｖｉｎも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００５４】
図１３は、ワイドレンジ対応で、約６００Ｗの負荷電力に対応する電源回路として、上記図１２に示した構成に基づくアクティブフィルタを備えて構成した例を示すものである。
この図に示す電源回路は、ワイドレンジ対応として交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲に対応する。また、アクティブフィルタの後段におけるスイッチングコンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。この図に示す電源回路も、例えばプラズマディスプレイなどに搭載される。
なお、図７と同一部分に対しては同一符号を付して説明を省略する。
【００５５】
この図１３に示す電源回路の場合、商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ，ＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
また、この場合には、電源を起動／停止するためのメインスイッチＳＷを商用交流電源ＡＣラインに直列に挿入して示している。
【００５６】
商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対しては、それぞれ、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極入力端子と負極入力端子が共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子どうしと、負極出力端子（アース接地）どうしが接続されるようになっている。つまり、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００５７】
また、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子と負極出力端子（一次側アース）間には、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００５８】
上記ノーマルモードノイズフィルタ４の後段に対して、アクティブフィルタ回路８が備えられる。
このアクティブフィルタ回路８は、図１０により説明した構成に基づいているものである。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２から入力される整流出力についてスイッチングを行う、ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを備える。このような昇圧型コンバータは、例えばスイッチング素子と、このスイッチング素子をＰＷＭ制御方式によって駆動するためのコントロール回路系を備えて形成される。
【００５９】
また、この場合のようにして、例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の重負荷の条件に対応する場合には、昇圧型コンバータを形成するスイッチング素子を複数設け、これらを並列接続することなどが行われる。重負荷時において、特に交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる電流が非常に高くなる。そこで、このようにして複数のスイッチング素子を並列接続することで、各スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピークレベルは抑えられることになる。これによりアクティブフィルタ回路８としての信頼性が高められることとなる、
【００６０】
また、コントロール回路系は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成され、例えば１石のＩＣとされる。図１２に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このコントロール回路系としてのＩＣ内に搭載されていることになる。そして、このコントロール回路系としてのＩＣに対して、図１０及び図１２にて説明したようにして、フィードバック回路系及びフィードフォワード回路系が接続され、これらの回路系からの帰還出力に基づいて、スイッチング素子をＰＷＭ制御によって駆動する。
【００６１】
そして、上記構成によるアクティブフィルタ回路８内のスイッチング素子のスイッチング駆動は、図１０及び図１２により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率が１に近づくように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００６２】
また、この図１３に示すアクティブフィルタ回路８によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１０では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１３に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路として構成されている。
【００６３】
そして、この場合においては、アクティブフィルタ回路８の後段には、３本で１組とされる平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣが並列に接続されている。
上記平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ／／ＣｉＣ］の組は、図１０及び図１２における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ／／ＣｉＣ］の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。そして、上記もしているように、この場合の平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ／／ＣｉＣ］の両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）としては、３７５Ｖで安定化されるものとなる。
【００６４】
そして、この図に示す電源回路においても、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする複数の複合共振形コンバータが備えられる。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。
なお、これら第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の構成は図７と同様であることから、ここでの説明は省略する。
【００６５】
【特許文献１】
特開平７−２６３２６２（図１９）
【特許文献２】
特開平６−３２７２４６号公報（図１１）
【００６６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記図７及び図１３に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図７の電源回路において力率改善のために備えられるパワーチョークコイルＰＣＨは、例えば珪素鋼板のコアと、銅線による巻線とによって構成される。このため、コアの鉄損と、銅線の抵抗による銅損が生じ、その分、このパワーチョークコイルＰＣＨの部分での電力損失が増加することになる。
また、チョークコイルのインダクタンスと抵抗成分によって、交流入力電圧ＶＡＣの電圧降下も生じることになる。特に負荷電力６００に近い重負荷の条件では６０Ｖ以上低下する。これにより、交流入力電圧ＶＡＣを整流して得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）も低下することになる。
このようなことから、直流入力電圧を入力して動作する複合共振形コンバータとしての電力変換効率は低下して、交流入力電力も増加することとなる。
【００６７】
例えば図７に示す電源回路の場合、パワーチョークコイルＰＣＨの挿入によって、重負荷時においても力率ＰＦは０．５５から０．７５に改善されるが、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時における総合的な電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、８５．９％にまで低下する。また、交流入力電力Ｐｉｎは、６９８．４Ｗであり、そのうち９８．４Ｗが電力損失分に相当する。
【００６８】
また、パワーチョークコイルＰＣＨは、電源回路を構成する部品の中でも大型で重量があることから、基板における占有面積が大きく、また、回路基板も重量化してしまうという問題を有している。さらに、パワーチョークコイルＰＣＨは、漏洩磁束の発生も比較的大きい部品となるが、部品の配置や、漏洩磁束量などの条件によっては、パワーチョークコイルＰＣＨの漏洩磁束が負荷側に影響を与える場合がある。このような場合には、パワーチョークコイルＰＣＨから輻射する漏洩磁束を抑える対策として、磁気シールドなどの部品を追加することになり、基板の大型化、重量化が助長されてしまうことがある。
【００６９】
また、図７に示す回路の場合においては、必要数の二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５を得るのに、第１、第２、及び第３コンバータ部２０１，２０２，２０３による、３段の複合共振形コンバータを備えているが、このようにして、電力変換の段数が多いことによっても、電力変換効率の低下を招いている。また、構成部品点数もそれだけ多くなって回路基板サイズが拡大し、コストアップにもつながる。
【００７０】
さらに、図７に示す回路としては、３組の複合共振形コンバータに加えて、２組の降圧形コンバータを備えていることになるので、これらのスイッチングノイズも無視できない程度に大きなものとなる。特に、降圧形コンバータはハードスイッチング動作であるから、スイッチングノイズ発生量は多い。
【００７１】
さらに、スイッチング周波数については、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータは、７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲であるのに対して、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚとなる。
このようにして、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なる場合においては、１次側と二次側のアース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００７２】
また、アクティブフィルタを備えて力率改善を図るようにされた、図１３に示す電源回路では、次の問題を有する。
図１３に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合したものとなる。
【００７３】
ここで、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）は、９５％程度である。
また、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、９３％、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｗ時では９５％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、
９３％×９５％＝８８．３％
となる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、
９５％×９５％＝９０．２％
となる。
また、これに対応して、交流入力電力は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では６７９．５Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６６５．２Ｗとなる。
つまり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００７４】
また、図１３に示す回路では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件のもとで、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）ついては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ〜２３０Ｖの範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
また、図７の回路と同じように３組の複合共振形コンバータと２組の降圧形コンバータを備えているが、図１３に示す回路では、さらに、アクティブフィルタ回路８における昇圧型コンバータが追加されることになる。この昇圧型コンバータのスイッチング動作も、ｄｖ／ｄｉ，ｄｉ／ｄｔによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きい。このようなことから、より重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【００７５】
このため、図１３に示す電源回路としては、先ず商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系において、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の２組を備えている。
また、アクティブフィルタ回路８内には、複数組のパワーチョークコイルを備える必要がある。さらに、スイッチングのための半導体素子については、複数組のスイッチング素子（トランジスタ、ダイオード等）を並列接続したうえで、これらが適正に駆動されるように駆動回路を付加する必要がある。そして、これらの半導体素子に対しては、大型の放熱板を取り付ける必要もある。
また、図１３に示す回路としても、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のコモンモードチョークコイルと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタを必要としている。
さらに、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、アクティブフィルタ回路８内においては、スイッチング素子に対して、ＲＣスナバ回路を設けるなどの必要性も出てくる。特に、図１３の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗は、セメント抵抗であり大型である。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００７６】
また、図１３に示すスイッチング電源回路では、アクティブフィルタ回路８における昇圧型コンバータ、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３を形成する複合共振形コンバータ、第１コンバータ部２０１に付加される降圧形コンバータの、３種のスイッチングコンバータが混在していることになる。
この場合において、アクティブフィルタ回路８の昇圧型コンバータのスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、前述もしているように、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲であり、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚのスイッチング周波数である。
従って、この場合にも、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なることで、一次側と二次側のアース電位が干渉する問題が生じていることになる。
【００７７】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のようにして構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源の２倍に対応するとされるレベルの上記整流平滑電圧を、全波整流動作を含む整流動作により生成する倍電圧全波整流回路を備える整流回路と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。
そして、上記複数のスイッチングコンバータ部の各々は、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。また、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、１以上の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える。また、直流出力電圧生成手段により複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段と、力率を改善する力率改善回路とを備える。
また、上記力率改善回路は、一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装し、これら力率改善用一次巻線と力率改善用二次巻線とが疎結合となるようにして構成される力率改善用トランスと、整流電流経路の所要部位に挿入され、力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起された交番電圧に基づいてスイッチング動作を行うことで整流電流を断続する整流ダイオード素子とを備えて形成することとした。
【００７８】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するのにあたって、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作する複数のスイッチングコンバータ部を複数備えることができる。
そして、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採っていることになる。
また、力率改善は、疎結合による力率改善用トランスによって、複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して、整流ダイオードにより整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、商用交流電源レベルに応じて倍電圧全波整流整流回路を備えることとしている。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
また、二次側直流出力電圧を複数出力する場合においては、一次側のスイッチング手段のスイッチング周波数を制御する周波数制御型と、二次側に備えられる制御トランスにより、二次巻線に接続された被制御巻線のインダクタンスを可変制御するインダクタンス制御型とを組み合わせるようにされている。例えばこれにより、二次側直流出力電圧を安定化するために降圧形コンバータなどのハードスイッチング回路を設ける必要はなくなる。
【００７９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図７に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系（ＡＣ８５Ｖ〜１４４Ｖ）の単レンジで動作する構成を採る。
【００８０】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２組のアクロスコンデンサＣＬから成るラインノイズフィルタが備えられる。つまり、この場合には、コモンモードノイズを除去するラインノイズフィルタとしては１段のみが設けられる。
【００８１】
また、このラインノイズフィルタの後段における商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対しては、それぞれチョークコイルＬＮ，ＬＮが直列に挿入される。そして、チョークコイルＬＮ，ＬＮと、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子／負極入力端子との接続点間に対して、２本の並列接続されたフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮが接続される。
これらチョークコイルＬＮ，ＬＮ及びフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮによっては、ノーマルモードノイズフィルタ４が形成され、商用交流電源の整流電流経路に発生するノーマルモードノイズを抑制する。このノーマルモードノイズフィルタ４は、力率改善回路３の一部となる。
【００８２】
そして、本実施の形態の電源回路では、商用交流電源ＡＣに対して、整流回路系を含んで形成される力率改善回路３が接続される構成を採る。この力率改善回路３は、図示するようにして、高速リカバリ型の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成るブリッジ整流回路Ｄｉ、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣ、フィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮ、及び疎結合トランス（力率改善用トランス）ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を備えて形成される。疎結合トランスＶＦＴ−１は、第１コンバータ部１０１に対応して備えられ、疎結合トランスＶＦＴ−２は、第２コンバータ部１０２に対応して備えられる。
【００８３】
そして、本実施の形態において、上記力率改善回路３に含まれる整流回路としては倍電圧全波整流回路が形成される。この倍電圧全波整流回路は、上記力率改善回路３を形成する部位のうち、ブリッジ整流回路Ｄｉ（整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄ）、及び３本の平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣから成る。
整流ダイオードＤａのアノードと、整流ダイオードＤｄの接続点は、疎結合トランスＶＦＴ−１の二次巻線Ｎ１２の直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｂのアノードと整流ダイオードＤｃのカソードは、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｂのカソードは、平滑コンデンサＣｉＡ，Ｃｉｃの正極端子に対して接続される。
整流ダイオードＤｄ，Ｄｃの各アノードは一次側アースに接続される。
【００８４】
また、倍電圧全波整流回路の平滑回路系としては、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と、平滑コンデンサＣｉＣを、並列に接続して形成している。
つまり、平滑コンデンサＣｉＡの負極端子と平滑コンデンサＣｉＢの正極端子を接続した上で、平滑コンデンサＣｉＡの正極端子を、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点に対して接続する。
また、直列接続された平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）に対して接続している。
また、平滑コンデンサＣｉＣの正極端子は、平滑コンデンサＣｉＡの正極端子と同じく、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点に対して接続される。
平滑コンデンサＣｉＢ，ＣｉＣの負極端子は、共に一次側アースに対して接続される。
【００８５】
上記のようにして形成される倍電圧全波整流回路の動作について、図３を参照して説明する。図３には、図１から倍電圧全波整流回路を形成する回路部分を抜き出して示している。また、この図では、説明を簡単にするために、整流ダイオードＤａ，Ｄｄの接続点と商用交流電源ＡＣの正極ライン間に挿入される、疎結合トランスＶＦＴ−１の二次巻線Ｎ１２は省略している。
【００８６】
先ず交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤａ，Ｄｃが導通する。これにより、図３（ａ）に示すようにして、商用交流電源ＡＣの正極ライン側から流れる整流電流ｉ１は、先ず、整流ダイオードＤａを流れる。そして、この後において、整流電流ｉ１は、平滑コンデンサＣｉＡに流れる整流電流ｉ１ａと平滑コンデンサＣｉＣに流れる整流電流ｉ１ｂとに分岐する。
平滑コンデンサＣｉＡに流入した整流電流ｉ１ａは、そのまま商用交流電源ＡＣの負極ラインに流入する。平滑コンデンサＣｉＣに流入した整流電流ｉ１ｂは、一次側アースを介して整流ダイオードＤｃを流れた後、商用交流電源ＡＣの負極ラインに流れる。つまり、整流電流ｉ１ａ，ｉ１ｂは、商用交流電源ＡＣの負極ライン側で合流し、整流電流ｉ１（＝ｉ１ａ＋ｉ１ｂ）として流れる。
このような整流電流の経路によって、平滑コンデンサＣｉＡと平滑コンデンサＣｉＣに対して充電が行われて電荷が蓄積される。
【００８７】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤｂ，Ｄｄが導通する。これにより、図３（ｂ）に示すようにして、商用交流電源ＡＣの負極ライン側から流れる整流電流ｉ２は、先ず、平滑コンデンサＣｉＢに流れる整流電流ｉ２ａと、整流ダイオードＤｂに流れる整流電流ｉ２ｂとに分岐する。
整流電流ｉ２ａは、平滑コンデンサＣｉＢに流入した後、一次側アースを介するようにして整流ダイオードＤｄに流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに流れる。また、整流電流ｉ２ｂは、平滑コンデンサＣｉＣを流れた後、一次側アースを介するようにして整流ダイオードＤｄに流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに流れる。この場合も、整流電流ｉ２ａ，ｉ２ｂは、商用交流電源ＡＣの正極ライン側で合流し、整流電流ｉ２（＝ｉ２ａ＋ｉ２ｂ）として流れることになる。
そして、上記した整流電流経路によっては、平滑コンデンサＣｉＢと平滑コンデンサＣｉＣに対して充電が行われて電荷が蓄積されることとなる。
【００８８】
ここで、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの各々に対しては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各半周期において、交流入力電圧ＶＡＣに対応する電位による充電が行われる。このため、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢのそれぞれの両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧（直流電圧）が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
このため、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路に対して並列接続される平滑コンデンサＣｉＣに対する充電により得られる両端電圧としても、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
【００８９】
このような動作の結果、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と、平滑コンデンサＣｉＣとの並列接続により形成される平滑回路部の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、平滑コンデンサＣｉＣに対する整流平滑動作としては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負極性の両期間により充電が行われる全波整流動作が得られている。つまり、倍電圧全波整流動作が得られているものである。
なお、このような整流回路系を含んで形成される本実施の形態の力率改善回路３による力率改善動作については後述する。
【００９０】
図１に示す回路において、上記した平滑回路部（平滑コンデンサ［ＣｉＡ−ＣｉＢ］／／ＣｉＣ）の両端電圧として得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図示するようにして第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の２つが備えられる。これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対して並列となるようにして接続される。
また、これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、それぞれ他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。また、第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、それぞれ、電圧帰還方式による力率改善回路３を形成する疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を備えることで力率改善を図るようにも構成される。
【００９１】
ここで、第１コンバータ部１０１の構成について説明する。
この第１コンバータ部１０１は、上記もしているように、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のハーフブリッジ結合による回路は、整流平滑電圧Ｅｉに対して並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００９２】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９３】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合には、整流平滑電圧Ｅｉが抵抗Ｒｓを介して電源入力端子Ｖｃｃに入力されている。
また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００９４】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加される。
【００９５】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２に対しては、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が備えられる。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトされる。
【００９６】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００９７】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図４（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図４（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００９８】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図４（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図４（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図４（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００９９】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【０１００】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と、所要数の二次巻線が巻装される。
絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、この場合、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側直列共振コンデンサＣ１と疎結合トランスＶＦＴ−１の一次巻線Ｎ１１の直列接続を介して接続される。また、他端は、一次側アースに接続される。
【０１０１】
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【０１０２】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す第１コンバータ部１０１は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【０１０３】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、二次巻線をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【０１０４】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａ，Ｎ２Ｂの３つの二次巻線がそれぞれ独立するようにして巻装される。
先ず、二次巻線Ｎ２からは、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２を生成するようにされており、このうち、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するための回路系は次のようになる。
つまり、二次巻線Ｎ２に形成したタップ出力を二次側アースに接地させた上で、このタップ出力をセンター位置とした所定の巻数分の位置から、１つずつ両端タップを引き出す。そして、各両端タップに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２を接続し、また、平滑コンデンサＣｏを接続することで、両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏは、安定化のために、分岐して制御回路７に対して入力される。
【０１０５】
直交型制御トランスＰＲＴ−１は、例えば制御巻線Ｎｃに対して、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の巻方向が直交する関係となるようにして、制御巻線Ｎｃ及び制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２をコアに巻装して構成される。このようにして構成される直交型制御トランスＰＲＴ−１は、可飽和リアクトルとなる。
この場合の制御回路７では、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を制御電流として出力する。この制御電流レベルの変化に応じて、可飽和リアクトルである直交型制御トランスＰＲＴ−１では、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが可変される。被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２は、二次側直流出力電圧Ｅｏのための整流回路系において直列に挿入されているので、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが変化すれば、平滑コンデンサＣｏに流入する整流電流量が変化することになって、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを可変制御することで定電圧制御が行われることになる。
【０１０６】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための整流回路系は、図示するようにして、二次巻線Ｎ２の一方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ−整流ダイオードＤｏ３を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣｏ１を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための整流回路系においても、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路７を備えることで、上述のようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ１についての定電圧化が図られる。
【０１０７】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系も、二次巻線Ｎ２の他方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−３の被制御巻線ＮＲ−整流ダイオードＤｏ４を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣｏ２を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−３及び制御回路７を備えており、二次側直流出力電圧Ｅｏ２についての定電圧化が図られる。
【０１０８】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ３は、二次巻線Ｎ２Ａに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ２Ａのセンタータップを０電位に接続した上で、整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６及び平滑コンデンサＣｏ３から成る。
そして、両波整流回路に対しては、直交型制御トランスＰＲＴ−４の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２が図示するようにして直列に挿入され、制御回路７は二次側直流出力電圧Ｅｏ３に応じたレベルの制御電流を直交型制御トランスＰＲＴ−４の制御巻線Ｎｃに対して出力するようにされている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ３についての定電圧化が図られるようになっている。
【０１０９】
さらに、二次側直流出力電圧Ｅｏ４については、二次巻線Ｎ２Ｂに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ２Ｂのセンタータップを二次側アースに接続するとともに、整流ダイオードＤｏ７，Ｄｏ８及び平滑コンデンサＣｏ５を接続して、先ずは、直流電圧Ｅ４を得るようにされ、この直流電圧Ｅ４のラインと、平滑コンデンサＣｏ６の間に、ＤＣスイッチ回路６のトランジスタＱ５を直列に挿入して形成される。二次側直流出力電圧Ｅｏ４は、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧として得られる。
【０１１０】
この二次側直流出力電圧Ｅｏ４に対する安定化は、スイッチング周波数制御方式によって行われる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ４は分岐して、検出電圧として制御回路１に入力される。制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅｏ４のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力として、第１コンバータ部１０１内のコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。このコントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになる。この結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ４のレベルが一定となるように定電圧制御が行われる。
【０１１１】
ＤＣスイッチ回路６は、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３に応じて、二次側直流出力電圧Ｅｏ４の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ回路６は、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ５、バイポーラのトランジスタＱ６、ツェナーダイオードＤＺ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、及び時定数コンデンサＣ３を図示するようにして接続して形成される。
つまり、トランジスタＱ５のドレインを平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣｏ６の正極端子と接続する。トランジスタＱ５のゲートは、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ６のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ５のゲート−ドレイン間には、抵抗Ｒ１／／ツェナーダイオードＤＺの並列回路が接続される。ここでは、ツェナーダイオードＤＺのアノードがトランジスタＱ５のゲート側で、カソードがドレイン側となるようにされる。
トランジスタＱ６のベースには抵抗Ｒ４を介した立ち上げ信号Ｖｔ３が、オン／オフ制御信号として入力されるようになっている。また、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間には、抵抗Ｒ３が挿入される。トランジスタＱ６のエミッタは二次側アースに接続される。
そして、時定数コンデンサＣ３は、正極端子をトランジスタＱ６のベースに接続し、負極端子を二次側アースに接続するようにされる。この時定数コンデンサＣ３には、例えば電解コンデンサが用いられる。
また、この場合には、ＤＣスイッチ回路６に入力されるオン／オフ制御信号として、第２コンバータ部１０２の二次側直流出力電圧Ｅｏ５を入力するようにしている。
【０１１２】
このような構成では、二次側直流出力電圧Ｅｏ５がオン／オフ制御信号として入力開始される時点から、トランジスタＱ６が完全にオン状態となる時点について、抵抗Ｒ４と時定数コンデンサＣ３の時定数に応じて設定された所定の遅延時間が与えられることになる。
【０１１３】
ここで、オン／オフ制御信号である二次側直流出力電圧Ｅｏ５が０レベルである場合、トランジスタＱ６はオフ状態を維持するが、このときには、トランジスタＱ５におけるゲート−ソース間電圧が閾値を満たさないことから、トランジスタＱ５もオフとなる。このため、平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と、平滑コンデンサＣｏ６の正極端子とは接続されないことになって、平滑コンデンサＣｏ６への整流電流の充電は行われないことになる。このため、平滑コンデンサＣｏ５の両端に直流電圧Ｅ４が得られているとしても、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ４は０レベルのままである。
これに対して、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が所定レベルにまで立ち上がって所定の正極レベルが得られると、上記抵抗Ｒ４と時定数コンデンサＣ３の時定数に応じて設定された遅延時間を経過した後に、トランジスタＱ６は完全なオン状態に切り換わって、抵抗Ｒ２の両端に電位を生じさせる。
これによって、ツェナーダイオードＤＺのアノードは、トランジスタＱ６のコレクタ−エミッタを介して二次側アースに対して接続されることとなって、直流電圧Ｅ４によって導通することになる。ツェナーダイオードＤＺが導通することによっては、トランジスタＱ５のゲートに対して閾値を満たすレベルのゲート電圧が印加されることになって、トランジスタＱ５もオンとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と、平滑コンデンサＣｏ６の正極端子が接続されることとなって、平滑コンデンサＣｏ６で整流電流が充放電される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が発生することになる。
【０１１４】
第２コンバータ部１０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、疎結合トランスＶＦＴ−２、第１コンバータ部１０１と同様にして接続している。これにより、一次側スイッチングコンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。
【０１１５】
また、この場合の第２コンバータ部１０２の二次側においては、ＤＣスイッチ回路６Ａを備えた両波整流回路が形成されている。
この両波整流回路は、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ２に設けたセンタータップを二次側アースに接地したうえで、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ９，Ｄｏ１０、及び平滑コンデンサＣｏ７を接続している。
そして、ＤＣスイッチ回路６Ａを形成するＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ７のドレイン−ソースを介して、平滑コンデンサＣｏ７と、平滑コンデンサＣｏ８の正極端子が接続されている。
先ず、整流ダイオードＤｏ９，Ｄｏ１０、及び平滑コンデンサＣｏ７から成る整流回路により両波整流が行われることで、平滑コンデンサＣｏ７の両端電圧として直流電圧Ｅ５が得られる。このとき、ＤＣスイッチ回路６ＡにおいてトランジスタＱ７がオン状態にあるとすると、この直流電圧Ｅ５による平滑コンデンサＣｏ８への充電が行われ、平滑コンデンサＣｏ８の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が得られることになる。
この二次側直流出力電圧Ｅｏ５に対する定電圧制御としては、制御回路１が直流電圧Ｅ５を入力して、コントロールＩＣ２に出力を行っていることからも分かるように、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御方式により行われる。
【０１１６】
ＤＣスイッチ回路６Ａは、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ７、バイポーラのトランジスタＱ８、ツェナーダイオードＤＺ、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０、時定数コンデンサＣ８を、ＤＣスイッチ回路６の場合とほぼ同様に接続して形成される。従って、このＤＣスイッチ回路６Ａとしても、オン／オフ制御信号の入力が開始されてからトランジスタＱ７が完全にオンとなるまでの時間について、抵抗Ｒ８と時定数コンデンサＣ８の時定数に応じた遅延が与えられる。そして、ＤＣスイッチ回路６Ａにおいては、オン／オフ制御信号として、第１コンバータ部１０１側で生成される二次側直流出力電圧Ｅｏが入力される。
【０１１７】
図７の回路で説明したようにして、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号はＶｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３の３つとされているが、図１に示す電源回路が使用する立ち上げ信号はＶｔ１のみとされている。この場合、立ち上げ信号Ｖｔ１は、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに入力するようにしている。
【０１１８】
続いて、上記のようにして構成される図１に示す電源回路における力率改善のための構成について説明する。
この図に示す回路においては、力率改善のために力率改善回路３が備えられる。この力率改善回路３は、商用交流電源ＡＣを整流平滑化する整流回路系に対して、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を電圧帰還する構成を採る。そして、この場合においては、スイッチング出力を電圧帰還するための手段として、疎結合トランスＶＦＴ−１、ＶＦＴ−２を備える。
【０１１９】
ここで、疎結合トランスＶＦＴ（ＶＦＴ−１、ＶＦＴ−２）の構造例を図５に示しておく。
この図に示すように、疎結合トランスＶＦＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ１１が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ１２が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして疎結合トランスＶＦＴ全体としての構造が得られる。
また、この場合には、中央磁脚の接合部分に対して所要のギャップ長のギャップＧを形成するようにしており、これにより、結合係数について０．７５以下となる疎結合の状態が得られるようにしている。
【０１２０】
そして、力率改善回路３による力率改善動作としては次のようになる。
先ず、説明を分かりやすくするため、第１コンバータ部１０１側のみによる力率改善動作について述べる。
第１コンバータ部１０１に備えられる疎結合トランスＶＦＴ−１においては、一次巻線Ｎ１１に対して、第１コンバータ部１０１における一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が伝達される。これに応じて、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ１２には、交番電圧が励起されることになる。
ここで、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ１２は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｄの接続点との間に挿入されている。つまり、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ１２は整流電流経路に挿入されていることになる。疎結合トランスＶＦＴによっては、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還する動作が得られることになる。
【０１２１】
上記のようにして整流電流経路に対してスイッチング出力が電圧帰還されることで、先に図３により説明したようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型の整流ダイオード（Ｄａ〜Ｄｄ）に整流電流が流れるとき、これらの整流ダイオードでは、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ１２に励起された交番電圧によって、スイッチング動作を行うように駆動される。
これにより、整流ダイオードに流れる整流電流は、スイッチングにより断続されることになり、整流電流としては交番波形となる。つまり、交流入力電流ＩＡＣを源として流れる整流電流について高周波成分が重畳される。
このようにして整流電流が断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１２２】
そして、図１に示す力率改善回路３の実際としては、第２コンバータ部１０２の疎結合トランスＶＦＴ−２も備えた構成となっている。
ここで、疎結合トランスＶＦＴ−２の二次巻線Ｎ１２は、第１コンバータ部１０１の疎結合トランスＶＦＴ−２の二次巻線Ｎ１２に対して並列に接続されている。従って、上記した整流電流経路においては、実際には、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２の各二次巻線Ｎ１２／／Ｎ１２の並列回路に整流電流が流れることになり、二次巻線Ｎ１２／／Ｎ１２の並列回路が整流電流経路内に含まれることになる。
これは、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２によって、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の両方のスイッチング出力を整流電流経路に帰還するように構成していることを意味する。
つまり、本実施の形態では、第１コンバータ部１０１に対応しては疎結合トランスＶＦＴ−１により電圧帰還して力率改善を図り、また、第２コンバータ部１０２に対応しては疎結合トランスＶＦＴ−２により電圧帰還して力率改善を図る構成を採っているものである。なお、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２の各一次巻線Ｎ１１、二次巻線Ｎ１２のインダクタンス値については、例えば、力率ＰＦ＝０．８程度が得られるようにして選定を行うようにされる。
【０１２３】
また、図１に示す電源回路の構成によると、第１コンバータ部１０１において、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ４の５つの二次側直流出力電圧を生成し、第２コンバータ部１０２において二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成するようにしている。
つまり、本実施の形態としても、図７にて説明した先行技術の場合と同様にして、
Ｅｏ：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅｏ２：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅｏ３：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅｏ４：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅｏ５：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
を得るようにされている。
但し、本実施の形態においては、第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の、２つのコンバータ部によって上記６つの負荷（二次側直流出力電圧）をまかなうこととしており、従って、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部１０１：２５０Ｗ
第３コンバータ部１０２：３５０Ｗ
となって、これにより総合で６００Ｗとなるようにしている。
【０１２４】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５を生成して負荷に供給する構成の下では、図７においても説明したように、電源起動時において、二次側直流出力電圧についてしかるべき順序で以て立ち上がらせる必要がある。つまり、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅｏを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ５、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるようにすることが要求される。
【０１２５】
このような二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御について、図６を参照して説明する。
ここで、二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御のため、図１においては図示していないマイクロコンピュータからは、立ち上げ信号（起動制御信号）Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力可能とされている。しかしながら、前述もしたように、図１に示す回路において、二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御のために、利用する立ち上げ信号は、最も早いタイミングの立ち上げ信号Ｖｔ１のみである。なお、ここでいうマイクロコンピュータとは、図１に示す電源回路が搭載される機器に備えられているものとされる。そして、図１に示す電源回路は、メイン電源であり、このメイン電源がオフとなっているときには、マイクロコンピュータは、ここでは図示していないスタンバイ電源によって動作している。従って、メイン電源が立ち上がっていなくとも、スタンバイ電源によって動作しているために、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力することは可能とされている。
【０１２６】
立ち上げ信号Ｖｔ１は、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２における起動端子Ｖｔに対して入力されるようになっている。
マイクロコンピュータは、メイン電源がオンとなったことを認識すると、図６（ａ）に示すように、時点ｔ１とされる所定のタイミングにより立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これに応じて、図６（ｂ）に示すように、第１コンバータ部１０１も時点１から起動することとなって、二次側直流出力電圧Ｅｏが立ち上がることになる。
【０１２７】
また、この時点ｔ１に対応しては、同じ第１コンバータ部１０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧も立ち上がることになる。ただし、この場合にも、二次側直流出力電圧Ｅｏ４については、図６（ｈ）に示すように、時点ｔ１において立ち上がることはない。その前段の直流出力電圧Ｅ４は、図６（ｃ）に示すように第１コンバータ部１０１の起動に応じて時点ｔ１から立ち上がる。
【０１２８】
また、立ち上げ信号Ｖｔ１がＨレベルとなる時点ｔ１は、ほぼメイン電源のオン時点に対応している。この図に示す第２コンバータ部１０２の起動端子には、立ち上げ信号が入力されることなくオープンとなっている。この場合には、電源入力端子Ｖｃｃから入力される起動時の電圧に応じて、コントロールＩＣ２が動作を開始することになる。
このため、第２コンバータ部１０２も、時点ｔ１とほぼ同じタイミングでスイッチング動作を開始するようにして起動することになる。そして、これに応じては、図６（ｄ）に示すように、第２コンバータ部１０２の二次側に備えられる平滑コンデンサＣｏ７の両端電圧である直流電圧Ｅ５も、ほぼ時点ｔ１から立ち上がることになる。ただし、この時点では、ＤＣスイッチ回路６ＡのトランジスタＱ７はオフ状態となっているので、平滑コンデンサＣｏ８の両端電圧となる二次側直流出力電圧Ｅｏ５は、図６（ｆ）に示すように立ち上がってはいない。
【０１２９】
ここでは、二次側直流出力電圧Ｅｏが、時点ｔ１から或る時間経過した時点ｔ１Ａにおいて規定レベルに達した状態となる。これに応じて、オン／オフ制御信号として二次側直流出力電圧Ｅｏが入力される、第２コンバータ部１０２のＤＣスイッチ回路６Ａでは、例えばこの時点ｔ１Ａのタイミングで、図６（ｅ）に示すようにしてトランジスタＱ８のベース電圧が徐々に上昇していくようにされる。このベース電圧の上昇の傾きは、抵抗Ｒ８と時定数コンデンサＣ８の時定数によって決定される。
そして、例えば時点ｔ２において、トランジスタＱ８のベース電圧が所定レベルにまで至ったとされると、このときにトランジスタＱ８が完全にオン状態とされることになる。そして、このときにはトランジスタＱ７も完全にオンとなる状態が得られており、図６（ｄ）に示す平滑コンデンサＣｏ７の両端電圧である直流電圧Ｅ５が、トランジスタＱ７を介して、平滑コンデンサＣｏ８に供給されることになる。これにより、平滑コンデンサＣｏ８の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ５は、図６（ｆ）に示すようにして、時点ｔ２から立ち上がるようにされる。
【０１３０】
そして、上記のようにして時点ｔ２において立ち上がった二次側直流出力電圧Ｅｏ５は、第１コンバータ部１０１側のＤＣスイッチ回路６に対してオン／オフ制御信号として入力されることになる。
これに応じて、ＤＣスイッチ回路６では、図６（ｇ）に示すようにして、抵抗Ｒ４と時定数コンデンサＣ３の時定数によって決定される時間で以て、トランジスタＱ６のベース電圧が上昇していく動作が得られる。
そして、例えば時点ｔ３において、トランジスタＱ６のベース電圧が所定レベルにまで至って完全にオン状態になったとされると、トランジスタＱ５も完全にオンとなる状態が得られることになる。この結果、図６（ｃ）に示す直流電圧Ｅ４が、トランジスタＱ５を介して、平滑コンデンサＣｏ６に供給されることになる。これにより、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ４は、図６（ｈ）に示すようにして、時点ｔ３から立ち上がることになる。
このようにして、図１に示す電源回路においては、図７の回路と同様の、二次側直流出力電圧の立ち上げタイミングが得られるようにされている。
【０１３１】
なお、参考までに、図１に示す電源回路において備えられる各トランスのコアの形状サイズについて記しておく。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４２
ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２：ＥＥ−２８
ＰＲＴ：フェライトコア（１５ｍｍ×１５ｍｍ×２０ｍｍ）
【０１３２】
このようにして構成される図１に示す本実施の形態の電源回路と、先行技術として示した図７の回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、実験結果によると、図７に示した電源回路では、力率ＰＦ＞０．７５となるのは、負荷電力Ｐｏ６００Ｗ〜５００Ｗの範囲である。これに対して、図１に示す回路では負荷電力Ｐｏ６００Ｗ〜１００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＞０．７５となる特性が得られ、例えば国内高調波歪み規制をクリアする範囲が拡大されることになる。
【０１３３】
また図１に示す回路では、パワーチョークコイルＰＣＨが省略され、代わりに、疎結合トランスＶＦＴが設けられている。
これにより、図１に示す回路では、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスによる整流平滑電圧のレベル低下がなくなることから、より高い電力変換効率が得られることになる。特に、本実施の形態では、スイッチング出力の電圧帰還分が整流電流経路に重畳されるので、この点でも、整流平滑電圧Ｅｉのレベル低下が有効に抑制される。
また、パワーチョークコイルＰＣＨは、相当に重量があり、また、大型なものであることから、基板サイズ及び基板重量を大幅に拡大させていた。
これに対して、図１に示す回路の場合、力率改善に必要とされる疎結合トランスＶＦＴとフィルタコンデンサＣＮを総合しても、パワーチョークコイルＰＣＨと比較した場合には、相当に軽量で小型なものとなる。つまり、本実施の形態の電源回路は、力率改善機能を有する負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能な電源回路として、図７に示す電源回路よりも、大幅な小型、軽量化が図られることになる。
例えば重量に関しては、図７に示す回路に備えられるパワーチョークコイルＰＣＨは１つあたり２５０ｇであり、２つ合わせて５００ｇとなるのに対して、図１に示す回路に備えられる疎結合トランスＶＦＴは１つあたり５０ｇであり、２つ合わせて１００ｇとなる。つまり、重量的に見ただけでも、図１に示す回路では、力率改善のための回路部品の重量について、ほぼ１／５にまで削減されている。
【０１３４】
また、パワーチョークコイルＰＣＨが省略されることで、このパワーチョークコイルＰＣＨにて発生する漏洩磁束による負荷側への影響も考慮する必要がない。このため、例えばパワーチョークコイルＰＣＨに磁気シールド板を施すような対策も不要となるから、この点でも、回路の小型軽量化に寄与することになる。
【０１３５】
また、図１に示す電源回路では、一次側において直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路を、倍電圧全波整流回路としている。この倍電圧整流回路の平滑回路系は、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と平滑コンデンサＣｉＣとを並列接続して整流電流経路を分流させている。これにより、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間において、整流ダイオードＤａ，Ｄｃに流れるのは、整流電流ｉ１が分流した整流電流ｉ１ｂの成分のみとなる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間においては、整流ダイオードＤｂには、整流電流ｉ２が分流した整流電流ｉ１ｂの成分のみが流れる。
これにより、上記各整流ダイオードに流れる整流電流のピークレベルは、例えば図７の回路における倍電圧半波整流回路よりも抑制されることになり、これらの整流ダイオードの順方向電圧降下による電力損失も低減される。そして、これにより、電源回路としての電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の大幅な向上に寄与することになる。
【０１３６】
また、図７に示す回路においては、二次側直流電圧の安定化のために、スイッチング周波数制御方式に対して、降圧型コンバータを組み合わせた構成を採っているが、降圧形コンバータによるＰＷＭ制御は、例えば負荷電流の増加に応じて電力損失が増加して、電力変換効率を低下させる要因となる。これは、例えば降圧形コンバータ以外の定電圧化の手段として、３端子のシリーズレギュレータやトロイダルコアを備えるマグアンプ（磁気増幅器）の回路等を備えた場合にも同様のことがいえる。
これに対して、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴを備えて、整流電流経路に挿入した直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲのインダクタンスを可変することで安定化を図ることとしている。直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲにおける電力損失は少なく、被制御巻線ＮＲのインダクタンス可変のために制御回路等が必要とする制御電力は０．４Ｗ程度となる。これによっても、電力変換効率の向上に寄与している。
【０１３７】
このようにして、図１に示す回路では、大幅な電力変換効率の向上が図られている。
例えば、図７の電源回路ではＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が８５．９％、交流入力電力が６９８．４Ｗであるのに対して、図１の電源回路では、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が９１．４％で５．５％向上している。また、交流入力電力は６５６．５Ｗであり４１．９Ｗ低減している。
また、直交型制御トランスＰＲＴを備える安定化のための回路構成は、低コストでもある。
【０１３８】
また、図１に示す回路では、倍電圧整流回路の平滑回路部を上記のようにして形成していることで、平滑コンデンサＣｉＣについては、その両端電圧が整流平滑電圧Ｅｉレベルとして得られるようになっている。つまり、平滑コンデンサＣｉＣについては、図５に示す回路における平滑回路部のようにして、アッパーサイドとローアーサイドの平滑コンデンサのリップルが二重に重畳された整流平滑電圧Ｅｉを生成することにはならない。
この結果、図１の整流回路の整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧は、図５の整流回路の約１／２にまで抑制され、これに伴って、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の各二次側直流出力電圧に現れるリップル電圧も約１／２に抑制されることになる。なお、本実施の形態において、例えば平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢについては、１０００μＦ／２００Ｖ，平滑コンデンサＣｉＣについては、５６０μＦ／４００Ｖを選定することで、瞬時停電が生じても、商用交流電源の１周期の動作を保証することができる。
また、図７に示す電源回路では、整流平滑電圧Ｅｉを生成するための平滑コンデンサとして４本を備えているが、図１に示す回路では、上記平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣの３本であり、これによる回路規模の縮小、及び低コスト化も図られることになる。
【０１３９】
また、図１に示す電源回路では、降圧形コンバータが省略されており、ハードスイッチング動作をするコンバータが無くなっていることが分かる。本実施の形態においては、直交型制御トランスＰＲＴ及び制御回路７を備えて、直流的な制御電流供給によって二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２などの安定化を図る構成としていることで、降圧形コンバータの省略を可能としている。
これにより、図１の電源回路を形成する第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作のみとなるから、図７に示した電源回路と比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
また、図７に示す電源回路では、３段の複合共振形コンバータ部が設けられているのに対して、図１に示す電源回路では、第１及び第２コンバータ部１０１，１０２の２つとしている。このようにして複合共振形コンバータ部の数が削減されることによっても、上記した回路の小型軽量化が促進され、また、電力変換効率向上の一要因にもなっている。また、ソフトスイッチング動作であるから、もともとスイッチングノイズは少ないものの、複合共振形コンバータ部の数が削減されれば、それだけスイッチングノイズも減少されることとなって、この点でのメリットも得られている。
【０１４０】
このため、図１に示した回路では、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格値をクリアすることが充分に可能とされる。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１４１】
また、図７に示す電源回路の場合には、３組のコンバータ部２０１，２０２，２０３と、２組の降圧形コンバータが、それぞれ異なるスイッチング周波数で動作する構成となっていた。
これに対して、本実施の形態では、互いに異なるスイッチング周波数によって独立してスイッチング動作を実行するのは、２組のコンバータ部１０１，１０２のみとなる。コンバータ部１０１，１０２のスイッチング周波数は、定電圧化のために、例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で、二次側直流出力電圧Ｅ４，Ｅｏ５のレベルに応じてそれぞれ変化する。
このようして、異なるスイッチング周波数によりスイッチング動作するコンバータの数が削減されることによっては、一次側と二次側のアース電位の干渉もそれだけ少なくなるから、電源回路の動作もより安定することとなる。
【０１４２】
ところで、図６に示す回路において、複合共振形コンバータとして、コンバータ部２０１，２０２，２０３の３つを設けているのは、図９にも示したように、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３の３段階で二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングを制御しなければならないことも要因となっている。
つまり、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３ごとに出力される立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３ごとに対応して、二次側直流出力電圧を立ち上げようとした場合に、これに応じて、３つの複合共振形コンバータを備え、各複合共振形コンバータのコントロールＩＣ２の起動を、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３によりコントロールするという構成が、これまでにおいて行われてきたからである。
【０１４３】
これに対して、図１に示す回路では、ＤＣスイッチ回路６，６Ａを設け、立ち上げ信号Ｖｔ１のみにより、これらＤＣスイッチ回路６，６Ａのオン／オフ状態を制御して、二次側直流出力電圧Ｅｏ４についての立ち上げをコントロールするようにしている。これにより、二次側直流出力電圧の立ち上げコントロールに必要なコントロールＩＣが削減可能となった結果、図１に示す回路では、コンバータ部を１つ削減することが可能となっているものである。
【０１４４】
図２は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１３に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系（ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖ）とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【０１４５】
この図２に示す電源回路は、先に図１に示した電源回路を基本構成として、ワイドレンジの商用交流電源に対応する構成を採っている。このために、整流回路切換モジュール５が備えられている。
【０１４６】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、商用交流電源ＡＣを、ダイオードＤ１０及びコンデンサＣ１０により半波整流して得た直流電圧が、検出電圧として入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される直流電圧レベルは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶＡＣ）のレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。また、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされている。
また、端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【０１４７】
また、上記リレーＲＬによってオン／オフ制御されるスイッチＳは、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点と、整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）との間に対して直列に挿入される。
【０１４８】
上記した構成による整流回路系の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される交流入力電圧ＶＡＣのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、入力された直流電圧のレベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【０１４９】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルが入力されたとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１もオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳ１がオフの状態では、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点と、整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）が、接続されない状態となる。
このため、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉで整流して得られる整流電流により、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列接続回路と平滑コンデンサＣｉＣとを並列接続して形成される平滑回路部に対して充電する動作が得られる。
これは、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作となる。これにより、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列接続回路と平滑コンデンサＣｉＣの並列接続から成る平滑回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【０１５０】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳ１はオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳ１がオンの状態では、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点と、整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）が、接続される状態となる。従って、整流動作としては、先に図３により説明した倍電圧全波整流動作が得られる。
【０１５１】
このようにして、図２に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧全波整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば通常の全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。
【０１５２】
図２に示す回路における第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の構成、力率改善回路３による力率改善動作、及び二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御などのための構成としては、図１の場合と同様であることからここでの説明は省略する。
また、確認のために述べておくと、ＡＣ２００Ｖ系時において全波整流回路による等倍電圧整流動作が行われる場合にも、疎結合トランスＶＦＴにより電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオードが整流電流をスイッチングする動作が得られ、力率改善が図られることになる。
【０１５３】
なお、このようにして構成される図２の電源回路における力率改善特性としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜２５Ｗの範囲で力率ＰＦ＞７．５であり、国内高調波歪規制をクリアする。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜３００Ｗの範囲で、欧州の規制値をクリア可能な力率の値が得られている。
【０１５４】
また、図２に示す電源回路における、各トランス（ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２，ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２、ＰＲＴ−１〜ＰＲＴ−４）、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣについては、図１の回路と同様のコアサイズ、定数のものを選定することができる。
【０１５５】
このようにして構成される図２に示す電源回路と、図１３に示した電源回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１３に示す電源回路では、力率改善のためにアクティブフィルタを備えており、このアクティブフィルタの出力が例えば３７５Ｖで一定に制御されることを利用して、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時にかかわらず、後段の複合共振形コンバータの直流入力電圧を一定としている。つまり、ワイドレンジ対応の電源回路を構成している。
これに対して、図２に示す電源回路では、疎結合トランスＶＦＴによってスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還することで力率改善を図っている。また、ＡＣ１００Ｖ系時に倍電圧全波整流回路を形成し、ＡＣ２００Ｖ系では全波整流回路を形成するように整流回路系を切り換えることで、ワイドレンジ対応としている。つまり、図２に示す電源回路では、ワイドレンジ対応で力率改善機能を有する電源回路として、アクティブフィルタが省略された構成を採っているものである。
【０１５６】
アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１３による説明からも分かるように、実際には、複数本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を整流電流経路に追加するのみであり、また、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２は、前述もしたように、ＥＥ−２８型の小型なコアによる部品素子である。従って、アクティブフィルタと比較すれば相当に少ない部品点数となり、また、部品素子の基板実装面積も縮小する。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１３に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１５７】
また、アクティブフィルタは、ハードスイッチング動作をする昇圧型コンバータを備えて成るものであり、従って、スイッチングノイズが大きい。図２に示す回路では、このアクティブフィルタが省略されていることで、スイッチングノイズのレベルが大幅に低減されることになる。
また、図２の回路でも、図１の回路と同様にして、直交型制御トランスＰＲＴ及び制御回路７によるインダクタンス制御とすることで、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２などの安定化を図る構成を採っており、また、ＤＣスイッチ回路６，６Ａを備えることで、立ち上げ信号Ｖｔ１のみによって、所要数の二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御が行われるようにされている。
これにより、二次側の降圧形コンバータが省略される。また、図１３に示す電源回路では、複合共振形コンバータ部の数が３であるのに対して、図２に示す電源回路でも、第１及び第２コンバータ部１０１，１０２の２つとなる。
この結果、図２の電源回路もスイッチングコンバータ部の数が削減されているものであり、その分の部品点数の削減及びコスト削減が図られることになる。
【０１５８】
また、図１３に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのＡＣ−ＤＣ電力変換効率として見ればよいことになる。そして、本実施の形態のようにして、電圧帰還方式による力率改善回路を備える場合、その電力変換効率は、力率改善回路を備えない場合の複合共振形コンバータとほぼ同等であることが分かっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、前述もしたように、電力変換効率について、図１３に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
【０１５９】
そのうえで、さらに図２に示す回路では、ＡＣ１００Ｖ系時において倍電圧全波整流回路が形成されるようになっている。これにより、例えばＡＣ１００Ｖ系時において、倍電圧半波整流回路が形成される構成と比較すれば、図１としても説明したように、この整流回路系における電力損失も大幅に低減され、この点でも電力変換効率の向上に寄与することになる。
実験結果としては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時においては、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は９４．０％であり、図１３に示す回路よりも２．３％向上している。交流入力電力は、６３８．３Ｗであり、図１３の回路に対して２６．９Ｗ低減している。力率ＰＦ＝０．７８となる結果が得られた。
負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時においては、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は９１．４％であり、図１３に示す回路に対して３．１％向上している。上記しているように、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）の向上分が２．３％であることと比較しても、倍電圧全波整流回路による電力損失の低減が、電力変換効率の向上に大きく寄与していることが分かる。交流入力電力は、６５７．２Ｗであり、図１３に示す回路よりも２２．３Ｗ低減している。また、この条件では、力率ＰＦ＝０．８３となる結果が得られた。
【０１６０】
また、図２に示す回路としても、図１３に示す回路と比較すれば、一次側と二次側のアース電位の干渉が少なくなって、電源回路の動作が安定する効果が得られる。
つまり、図１３に示す回路の場合、アクティブフィルタ回路８と、３組のコンバータ部２０１，２０２，２０３と、２組の降圧形コンバータが、それぞれ異なるスイッチング周波数で動作する構成となっていた。
これに対して図２に示す回路では、定電圧化のために、コンバータ部１０１，１０２のスイッチング周波数が、例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で、二次側直流出力電圧Ｅ４，Ｅｏ５のレベルに応じてそれぞれ変化するのみとなる。つまり、互いに異なるスイッチング周波数によって独立してスイッチング動作を実行するのは、２組のコンバータ部１０１，１０２のみとされている。
また、上記のようにして、スイッチングコンバータ数が削減されることによってよっても、スイッチングノイズは、さらに低減されることになる。しかも、この場合には、コンバータ部１０１，１０２は共にノイズの少ない共振形であるから、ノイズ低減の効果は大きい。これにより、図２に示した回路としても、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格値をクリアすることが充分に可能となるものである。
【０１６１】
また、本発明としては、これまでに説明した上記各実施の形態としての電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１６２】
また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成のうちから、適用可能なものを採用してよい。
【０１６３】
また、本発明に基づく電源回路としては、スイッチングコンバータ部の段数についても、例えば実施の形態として示したように２段（コンバータ部１０１，１０２）であることに限定される必要はなく、この段数は、例えば対応すべき負荷電力や、必要とされる二次側直流出力電圧の数などに応じて適宜変更されてよい。また、これらの各コンバータ部において生成する二次側直流出力電圧の数としても特に限定されるものではない。そのうえでも、本発明によっては、実施の形態において説明したように、ＤＣスイッチ回路６，６Ａ等を備える構成を採ることで、同数の二次側直流出力電圧を得る場合において必要とされるスイッチングコンバータ部の数は、先行技術に基づいて、同一の負荷条件及び二次側直流出力電圧数に対応する電源回路を構成した場合よりも少なくなるものである。
【０１６４】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備える単レンジ対応又はワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、パワーチョークコイル又はアクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
さらに、例えばＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して上記直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成するための整流回路としては、倍電圧全波整流回路としており、分岐した整流電流が整流ダイオードに流れる整流電流経路が在るようにされる。これにより、例えば倍電圧半波整流回路の場合よりも、整流ダイオードにおける電力損失は低減される。つまり、この点でも、電力変換効率の向上に大きく寄与している。
【０１６５】
また、本発明のスイッチングコンバータ部は、電流共振形コンバータを基本構成とする複合共振形コンバータと、力率改善用トランス（疎結合トランス）によりスイッチング出力を電圧帰還する力率改善回路を備える構成であり、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、本発明としては、例えばパワーチョークコイルなどの大型部品の省略、あるいは、アクティブフィルタなどの多くの部品点数からなる回路が省略されることになる。さらには、スイッチングノイズが大幅に低減されることによるノイズフィルタのための部品点数も削減される。この結果、電源回路サイズの小型／軽量化を有効に図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
特に本発明によるスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するものであるが、重負荷に対応する場合、チョークインプット方式では例えば正／負の各ラインに対して複数個のパワーチョークコイルを挿入する必要が生じたり、また、アクティブフィルタ方式の場合には、実際のアクティブフィルタの回路構成としてさらに多くの部品を必要とする。従って、本発明によりパワーチョークコイル又はアクティブフィルタが省略されることによる、回路の小型軽量化とコストダウンの効果は、非常に有効なものとなる。
さらに、本発明としての構成によれば、これまでよりも一次側と二次側のアース電位の干渉が少なくなるので、アース電位が安定することとなって、信頼性も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】実施の形態としての倍電圧全波整流回路の動作を示す回路図である。
【図４】実施の形態のコントロールＩＣによるスイッチング素子の駆動タイミングを示すを示す波形図である。
【図５】疎結合トランスの構造例を示す断面図である。
【図６】実施の形態の電源回路における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【図７】先行技術としてパワーチョークコイルを備えるスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】倍電圧半波整流回路の動作を示す回路図である。
【図９】先行技術の電源回路における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【図１０】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１１】図１０に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１２】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１３】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３ 力率改善回路、４ ノーマルモードノイズフィルタ、５ 整流回路切換モジュール、６ ＤＣスイッチ回路、７ 制御回路、１０１ 第１コンバータ部、１０２ 第２コンバータ部、Ｄｉ，ＤＢＲブリッジ整流回路、ＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣ，Ｃｏ７，Ｃｏ８，Ｃｏ９ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバータトランス、Ｃ１ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ１ 一次巻線、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＬ アクロスコンデンサ、ＬＮ チョークコイル、ＣＮ フィルタコンデンサ
Claims (4)
- 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源の２倍に対応するとされるレベルの上記整流平滑電圧を、全波整流動作を含む整流動作により生成する倍電圧全波整流回路を備える整流回路と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備え、
上記複数のスイッチングコンバータ部の各々は、
上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記１以上の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段と、
上記直流出力電圧生成手段により複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、上記周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段と、
力率を改善する力率改善回路とを備え、
上記力率改善回路は、
上記一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装し、これら力率改善用一次巻線と力率改善用二次巻線とが疎結合となるようにして構成される力率改善用トランスと、
上記整流電流経路の所要部位に挿入され、上記力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起された交番電圧に基づいてスイッチング動作を行うことで整流電流を断続する整流ダイオード素子と、を備えて形成される、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記整流回路は、
入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧全波整流回路と、上記倍電圧全波整流回路とで切り換えが行われるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 所要の二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路をオン／オフするものとされ、
入力される起動制御信号として、上記所要の二次側直流出力電圧以外の二次側直流出力電圧のうちの所定の二次側直流出力電圧が所定以上のレベルにより入力されるのに応じて、上記二次側整流電流経路をオフからオンに切り換えるように動作するスイッチ回路、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記直流出力電圧生成手段により生成される複数の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧が入力され、この入力された二次側直流出力電圧が立ち上がったとされる時点から、時定数回路によって得られる時間差を有して、他の所要の１つの二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路がオフ状態からオン状態となるようにして形成されるスイッチ回路、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
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2003
- 2003-03-03 JP JP2003055841A patent/JP2004266954A/ja active Pending
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