JP2004222485A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。
【解決手段】整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ（第１，第２コンバータ部１０１，１０２）を複数備える。このスイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータである。そして、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路については、ＡＣ１５０Ｖ以下では倍電圧整流回路で、ＡＣ１５０Ｖ以上では全波整流回路となるように切り換え制御を行う構成とする。力率改善は、力率改善用トランス（疎結合トランスＶＦＴ）によって、各複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して、整流ダイオードにより整流電流を断続させ、これにより交流入力電流の導通角を拡大させることで行う。
【選択図】図２

Description

本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。

そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図８の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。
この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。

また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutの変動差分を検出する。つまり、負荷１０に入力すべき直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖout（直流入力電圧）の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。

乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。

さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器１１によって生成される電流指令値は、直流入力電圧（Ｖout）の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、直流入力電圧（Ｖout）の変動も抑制されることになる。

図９（ａ）は、上記図８に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。

また、図９（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図９（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図９（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。

上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図９（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図９（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。

また、図１０には、図８の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図８と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図８においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。

そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。

また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。

除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。

乗算器１１には、上記除算器１３により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図８にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。

図１１は、上記図１０に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。つまり、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

そして、この図１１に示す電源回路は、近年において普及してきているプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などの表示装置に備えられる。つまり、図１１に示す電源回路は、このようなプラズマディスプレイパネルを備える表示装置（プラズマディスプレイ装置）の内部回路のための動作電源を供給するものとされる。

この場合の商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ，ＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
また、この場合には、電源を起動／停止するためのメインスイッチＳＷを商用交流電源ＡＣラインに直列に挿入して示している。

商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対しては、それぞれ、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極入力端子と負極入力端子が共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子どうしと、負極出力端子（アース接地）どうしが接続されるようになっている。つまり、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。

また、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子と負極出力端子（一次側アース）間には、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。

上記ノーマルモードノイズフィルタ４の後段に対して、アクティブフィルタ回路８が備えられる。
このアクティブフィルタ回路８は、図１０により説明した構成に基づいているものである。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2から入力される整流出力についてスイッチングを行う、ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを備える。このような昇圧型コンバータは、例えばスイッチング素子と、このスイッチング素子をＰＷＭ制御方式によって駆動するためのコントロール回路系を備えて形成される。

また、この場合のようにして、例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の重負荷の条件に対応する場合には、スイッチング素子を複数設け、これらを並列接続することなどが行われる。重負荷時において、特に交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる電流が非常に高くなる。そこで、このようにして複数のスイッチング素子を並列接続することで、各スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピークレベルは抑えられることになる。これによりアクティブフィルタ回路８としての信頼性が高められることとなる、

また、コントロール回路系は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成され、例えば１石のＩＣとされる。図１０に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このコントロール回路系としてのＩＣ内に搭載されていることになる。そして、このコントロール回路系としてのＩＣに対して、図８及び図１０にて説明したようにして、フィードバック回路系及びフィードフォワード回路系が接続され、これらの回路系からの帰還出力に基づいて、スイッチング素子をＰＷＭ制御によって駆動する。

そして、上記構成によるアクティブフィルタ回路８内のスイッチング素子のスイッチング駆動は、図８及び図１０により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率が１に近づくように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。

また、この図１１に示すアクティブフィルタコントロール回路３によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１０では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１３に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路としても構成されている。

そして、この場合においては、アクティブフィルタ回路８の後段には、３本で１組とされる平滑コンデンサＣｉA，ＣｉB，ＣｉCが並列に接続されている。
上記平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB//ＣｉC]の組は、図８，図１０における出力コンデンサＣoutに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB//ＣｉC]の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。そして、上記もしているように、この場合の平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB//ＣｉC]の両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）としては、３７５Ｖで安定化されるものとなる。

そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする複数の複合共振形コンバータが備えられる。ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンバータの動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を１スイッチングコンバータ内において複合的に動作させる構成のスイッチングコンバータをいう。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。ここでの複合共振形コンバータは、以降説明するようにして、電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えて形成される。

例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての構成を採る。

この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。

コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。この場合には、抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉが電源入力端子Ｖccに入力されるようになっている。また、アース端子Ｅは一次側アースに直接接続される。

そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。

コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。

このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。

また、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔには、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータ（ここでは図示せず）から出力される立ち上げ信号Ｖｔ１が入力される。
コントロールＩＣ２は、この立ち上げ信号が入力されたタイミングで起動して動作を開始するようになっている。つまり、ドライブ信号出力端子ＶGH、及びドライブ信号出力端子ＶGLからのドライブ信号出力を開始する。従って、第１コンバータ部２０１の動作開始タイミングは、コントロールＩＣ２の立ち上げ信号Ｖｔ１の入力タイミングによって決定されることになる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このように、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線として、２組の二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bが互いに独立するようにして巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2aに対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣo1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo1が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅo1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。

また、この場合においては、二次側直流出力電圧Ｅo1を分岐して、二次側出力電圧Ｅo，Ｅo2を生成するように回路が形成されている。
二次側出力電圧Ｅoを生成する回路系は、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ7、整流ダイオードＤcn，高周波ノイズ除去用のチョークコイルＬ11，平滑コンデンサＣo、及びＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御を実行する制御回路７を図示するようにして接続した、降圧形コンバータとして形成される。
スイッチング素子Ｑ7は、制御回路７によってスイッチング駆動されることで、二次側出力電圧Ｅo1をスイッチングして交番出力を得る。この交番出力は、チョークコイルＬ11、整流ダイオードＤcn及び平滑コンデンサＣoから成る半波整流回路によって整流平滑化されることになって、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅoを生成する。
ここで、制御回路７は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ7は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、スイッチング周波数は一定とされた上で、１スイッチング周期内のオン期間が可変されるようにしてスイッチング動作が制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが一定となるように制御されることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が図られる。

二次側出力電圧Ｅo1を生成する回路系としても、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ8、整流ダイオードＤcn，チョークコイルＬ12，平滑コンデンサＣo2、及び制御回路７を、上記した二次側出力電圧Ｅo1を生成する回路系と同様の態様により接続した、降圧形コンバータとして形成される。
従って、この場合にも、平滑コンデンサＣo2の両端電圧としては、制御回路７のＰＷＭ制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅo1が得られることになる。

また、二次巻線Ｎ2bに対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣo3から成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路の整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣo3の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo3を得るようにされている。

第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3，ＤD4、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1等を、上記第１コンバータ部２０１と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
また、第２コンバータ部２０２の二次側は、二次巻線Ｎ2のセンタータップを二次側アースに接続したうえで、この二次巻線Ｎ2に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo4，Ｃo5、ノイズ除去用の抵抗Ｒ1から成る両波整流回路が形成される。これにより、平滑コンデンサＣo5の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅo4が生成される。
また、第２コンバータ部２０２においては、制御回路７が、平滑コンデンサＣo4の両端に得られる二次側整流平滑電圧のレベルに基づいて、一次側コンバータのスイッチング周波数制御を実行する結果、二次側直流出力電圧Ｅo4に対する安定化が図られるようにされている。
また、第２コンバータ部２０２において、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３が入力される。

また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo6，Ｃo7、抵抗Ｒ2を、第２コンバータ部２０２と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、この第３コンバータ部２０３においても、制御回路７によるスイッチング周波数制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅo5が得られる。
また、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ２が入力される。

上記構成では、二次側から、６つの二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5が得られることになるが、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様については、例えば下記のようになっている。
Ｅo：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅo1：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅo2：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅo3：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅo4：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅo5：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ

そして、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部２０１：７５Ｗ
第２コンバータ部２０２：１７５Ｗ
第３コンバータ部２０３：３５０Ｗ
であり、総合で６００Ｗとなる。

また、上記したような各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力に応じて、絶縁コンバータトランスについては、次のようにしてコアが選定される。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−３５
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−３：ＥＥＲ−４２

また、降圧形コンバータにおけるチョークコイルＬ11，Ｌ12は、それぞれ、ＥＥ−２５のフェライトコアである。

上記図１１に示したようにして、プラズマディスプレイ装置に備えられる電源回路としては、それぞれ異なる負荷条件に対応させた複数の二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5を出力するようにされている。また、特にプラズマディスプレイ装置においては、その回路構成の都合上、電源が起動して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ（３７５Ｖ））が立ち上がったときに、各二次側直流出力電圧について、しかるべき順序で以て、順次立ち上がらせる必要がある。
具体的には、先ず、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅoを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅo5、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅo4を立ち上げるようにする。

そこで、上記したような二次側直流出力電圧の立ち上げ順序とするために、マイクロコンピュータは、各コンバータ部（２０１，２０２，２０３）におけるコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対して、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力して制御を行っている。この立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３による二次側直流出力電圧の立ち上げ順序の制御動作を、図１２のタイミングチャートに示す。

ここで、図１１に示す電源回路は、いわゆるメイン電源の構成であり、ここにはスタンバイ電源は示していない。マイクロコンピュータは、このスタンバイ電源が供給されているからメイン電源が起動されていない状態でも、動作することが可能である。
そして、メイン電源である図１１に示す回路を起動させるために、メインスイッチＳＷがオフからオンに切り換えられたとすると、商用交流電源ＡＣが回路に投入されて整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが規定レベル（例えば３７５Ｖ）にまで上昇したことがマイクロコンピュータによって検出されると、マイクロコンピュータは、時点ｔ１のタイミングで、立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これにより、立ち上げ信号Ｖｔ１が入力されている第１コンバータ部２０１のコントロールＩＣ２は、時点ｔ１からスイッチング駆動動作を開始する。そして、これに応じて、第１コンバータ部２０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧Ｅoは、時点ｔ１における０レベルから上昇を開始して或る時間が経過した時点で、規定のレベル（５Ｖ）にまで上昇する。そして、以降は、降圧形コンバータによる定電圧制御動作によって、この１２Ｖで安定化された状態を維持する。
なお、確認のために述べておくと、同じ第１コンバータ部２０１にて生成される残りの二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3も、二次側直流出力電圧Ｅoとほぼ同じタイミングで立ち上がることになる。

そして、立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記のようにして、時点ｔ１から二次側直流出力電圧Ｅo1が規定レベルに上昇して安定した後の、時点ｔ２においてＬレベルからレベルに切り換えて出力されるように設定されている。
これにより、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣが時点ｔ２において起動する。これに応じて、時点ｔ２以降においては、二次側直流出力電圧Ｅo5が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（２００Ｖ）で一定となるようにして立ち上がることになる。

また、上記のように二次側直流出力電圧Ｅo5が規定レベルで安定した状態となった後の時点ｔ３において、マイクロコンピュータは、立ち上げ信号Ｖｔ３をＬレベルからＨレベルに切り換える。これに応じて、第２コンバータ部２０２のコントロールＩＣが時点ｔ３において起動し、時点ｔ３以降において、二次側直流出力電圧Ｅo4が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（７０Ｖ）で一定となるようにして立ち上がる。
このようにして、図１１に示す電源回路では、二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングをコントロールして、電源回路としての適切な起動動作を得るようにしている。

特開平６−３２７２４６号公報（図１１）

これまでの説明から分かるように、先行技術として図１１に示した電源回路は、従来から知られている図８及び図１０に示した構成を基本とするアクティブフィルタを実装して構成されている。また、図１１に示す回路の場合には、アクティブフィルタの後段に対して、３つの複合共振形コンバータを並列に接続している。さらには、第１コンバータ部２０１としての複合共振形コンバータには、二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo2を得るための、降圧形コンバータが設けられる。
このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。また、スイッチング制御方式による定電圧制御のための回路系と、二次側に設けられる所要数の降圧形コンバータとを組み合わせることによって、各二次側直流出力電圧の安定化を図っている。

しかしながら、上記図１１に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図１１に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。

ここで、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）は、９５％程度である。
また、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、９３％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｗ時では９５％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
９３％×９５％＝８８．３％
となる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、
９５％×９５％＝９０．２％
となる。
また、これに対応して、交流入力電力は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では６７９．５Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６６５。２Ｗとなる。
つまり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。

また、図１１に示す回路では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件のもとで、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）ついては、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ〜２３０Ｖの範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
また、アクティブフィルタ回路８内では、昇圧型コンバータとしてのスイッチング動作が行われるが、このスイッチング動作は、dv/di，di/dtによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きい。 また、アクティブフィルタの後段においては、３組の複合共振形コンバータと２組の降圧形コンバータを備えているので、これらのスイッチングノイズも無視できない程度に大きなものとなる。特に、降圧形コンバータはハードスイッチング動作であるから、スイッチングノイズ発生量は多い。これに対して、複合共振形コンバータはソフトスイッチング動作であり、ハードスイッチングコンバータと比較すればスイッチングノイズは小さいが、この場合には３組備えられているので、それだけ全体としてのノイズ量は増加することになる。このようなことから、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。

そして、これらの必要性から、図１１に示す電源回路としては、先ず商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系において、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の２組を備えている。
また、アクティブフィルタ回路８内には、複数組のパワーチョークコイルを備える必要がある。さらに、スイッチングのための半導体素子については、複数組のスイッチング素子（トランジスタ、ダイオード等）を並列接続したうえで、これらが適正に駆動されるように駆動回路を付加する必要がある。そして、これらの半導体素子に対しては、大型の放熱板を取り付ける必要もある。
さらに、図１１に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のコモンモードチョークコイルと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、アクティブフィルタ回路８内においては、スイッチング素子に対して、ＲＣスナバ回路を設けるなどの必要性も出てくる。特に、図１１の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗は、セメント抵抗であり大型である。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、図１１に示すスイッチング電源回路では、３種のスイッチングコンバータが混在しているということがいえる。つまり、アクティブフィルタ回路８における昇圧型コンバータ、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３を形成する複合共振形コンバータ、第１コンバータ部２０１に付加される降圧形コンバータである。
この場合において、アクティブフィルタ回路８の昇圧型コンバータのスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。さらに、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚのスイッチング周波数となる。
このようにして、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なる場合においては、１次側と二次側のアース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。

また、図１１に示す電源回路においては、複合共振形コンバータとして、コンバータ部２０１，２０２，２０３の３つを備えた構成を採っている。これについては、図１２を参照して説明したように、この場合には、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３の３段階で二次側直流出力電圧の立ち上げタイミングを制御しなければならないことに起因している。
つまり、立ち上げ信号は、コントロールＩＣ２を起動させるためのもの（起動制御信号）として出力されるものである。従って、図１２に示した時点ｔ１，ｔ２，ｔ３に対応した二次側直流出力電圧の立ち上げシーケンスを実現するためには、これに応じて、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３によりそれぞれ起動する３つのコントロールＩＣが必要であることになる。そこで、これら３つのコントロールＩＣ２ごとに対応させて３つの複合共振形コンバータを備えることとし、要求される立ち上げシーケンスの順序に応じて、これら３つの複合共振形コンバータにより生成すべき二次側直流出力電圧を割り当てるようにしたものである。

しかしながら、上記のようにして二次側直流出力電圧を順次立ち上げていく構成では、立ち上げ信号の数に応じたコントロールＩＣが必要であることになり、従って、立ち上げ信号の数に応じたコンバータ部が必要となる。つまり、二次側直流出力電圧の立ち上げシーケンスの段階数が増加するのに応じて、コンバータ部の数も増加させる必要が生じるということを意味する。
これは、二次側直流出力電圧の立ち上げシーケンスの段階数の増加に対応させようとすると、そのためだけにコンバータ部の数が増加してしまい、結果、コントロールＩＣや絶縁コンバータトランスＰＩＴ、スイッチング素子などをはじめとして、コンバータ部を構成する部品が必要以上に増加していくことになるという不都合を招く。このようなコンバータ部の数の増加は、電源回路基板の大型化、重量増加につながるため、好ましいことではない。また、コンバータ部が増加することで、一次側スイッチング素子のスイッチング損失もその分増加することになるので、電力変換効率的にも不利である。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、本発明のスイッチング電源回路は、、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。
そして、複数のスイッチングコンバータ部の各々は、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスとを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路とを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで複数の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。
また、複数の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える。
また、周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段を備える。
また、所定の二次側直流出力電圧が立ち上がったとされるときから所定時間経過したタイミングで、他の所定の二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路をオフ状態からオン状態に切り換えるように動作するスイッチ手段を備える。
また、力率を改善する力率改善回路を備え、この力率改善回路は、一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装し、これら力率改善用一次巻線と力率改善用二次巻線とが疎結合となるようにして構成される力率改善用トランスと、整流電流経路の所要部位に挿入され、力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起された交番電圧に基づいてスイッチング動作を行うことで整流電流を断続する整流ダイオード素子と、を備えて形成することとした。

上記構成による本願発明のスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するのにあたって、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備えるようにされる。
そして、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採っていることになる。
また、力率改善は、疎結合による力率改善用トランスによって、複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して、整流ダイオードにより整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成する。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
また、スイッチ手段によっては、二次側整流電流経路をオフ状態からオン状態に切り換えるようにされるが、この動作は、その二次側整流電流経路により生成される二次側直流出力電圧を０レベルの状態から規定レベルに立ち上げる動作となる。そして、この二次側整流電流経路をオフ状態からオン状態に切り換える動作は、複数の二次側直流出力電圧のうちで、所定の二次側直流出力電圧が立ち上がったとされるときから所定時間経過したタイミングで行われるようにされる。つまり、複数の二次側直流電圧について、立ち上げタイミングをコントロールしながら、順次立ち上げていくことが可能とされる。

このことから本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有することになる。

また、本発明のスイッチング電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
特に本発明によるスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するものであるが、重負荷に対応するアクティブフィルタは、さらに多くの部品を必要とするから、本発明によりアクティブフィルタが省略されることによる、回路の小型軽量化とコストダウンの効果は、非常に有効なものとなる。

さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側と二次側のアース電位の干渉が少なくなるので、アース電位が安定することとなって、信頼性が向上する。

また、先行技術としては、複数の二次側直流出力電圧について規定される立ち上げシーケンスを実現するのに、各スイッチングコンバータ部のコントロールＩＣ（スイッチング駆動手段）を立ち上げ信号により起動させる構成としていた。このために、二次側直流出力電圧を立ち上げるべき段階数、つまり、立ち上げ信号（起動制御信号）の数に応じたスイッチングコンバータ部を備える必要が生じていた。
これに対して本発明では、スイッチ手段を備えて、複数の二次側直流電圧について立ち上げタイミングをコントロールしながら順次立ち上げていくことを可能としている。これによって、二次側直流出力電圧を立ち上げるべき段階数に応じて数のスイッチングコンバータ部を備える必要はないこととなり、必要に応じて、スイッチングコンバータ部の数を従来よりも削減することができる。これによっても、部品素子数の削減と、これに伴う小型軽量化、及びコスト削減が図られるとともに、スイッチングコンバータ部の数が削減された分によるスイッチング損失の低減も図られることになる。

図１は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路を搭載して構成される、プラズマディスプレイ装置の内部構成例について、電源部と機能回路部との関係により示している。
電源部と機能回路部との関係の観点からすると、図１に示す実施の形態としてのプラズマディスプレイ装置１０は、スイッチング電源部１１，プラズマディスプレイパネル部１２、テレビジョン受像機能部１３により構成されるものとして捉えることができる。

スイッチング電源部１１は、図示するようにして、商用交流電源ＡＣを入力して後述するようにしてスイッチング動作を行うことで、プラズマディスプレイパネル部１２及びテレビジョン受像機能部１３のための動作電源として、所定の負荷条件に応じた直流電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3，Ｅo4，Ｅo5を出力するようにされている。
ちなみに、このスイッチング電源部１１は、図２、図６により後述する、本実施の形態としてのスイッチング電源回路に相当するものであり、直流電源電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3，Ｅo4，Ｅo5は、実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側にて二次側直流出力電圧として得られるものである。従って、この図１に示すブロック構成は、後述する第１及び第２の実施の形態に対して共通な構成となる。

プラズマディスプレイパネル部１２は、プラズマディスプレイとしての表示デバイスを備えて画像表示を行うための部位とされる。

プラズマディスプレイの表示原理としては、周知のようにして、例えば２枚のガラス基板を対向させることで形成して空間内にガスを封入したうえで、このガス内に対して電圧を印加して真空放電を起こさせる。これにより、ガラス基板の空間内においては、ガスが電離してプラズマ状態となり紫外線が放射される。ここで、ガラス基板間の空間内に蛍光体層を形成しておくと、この蛍光体層では、上記紫外線が照射されることで、所定色の可視光を放射する。このような蛍光体としてＲ，Ｇ，Ｂの３色に対応するものを形成しておき、例えばマトリクス状に形成した表示セルごとに上記した放電発光現象が得られるようにすることで、カラー画像表示が可能となる。

また、上記したようなプラズマディスプレイ装置を表示駆動する方式としては、サブフィールド方式が知られている。
サブフィールド方式は、１フィールドを、複数のサブフィールドに分割して、各サブフィールドごとに、表示セルの発光期間を制御することで、各表示セルの階調（輝度）を表現する駆動方式である。また、このようにして表示セルを発光駆動させるのにあたっては、各サブフィールド期間において、ライン走査を行うごとにデータ線を駆動して発光させるべき表示セルを設定した上で、サスティンパルスの印加を行うようにされる。そして、この際、１画素を形成するＲ，Ｇ，Ｂの各表示セルの階調を制御することで、画面全体の階調バランスだけではなく、１画素ごとの色再現が行われることになる。つまり、カラー画像の表現が可能となる。

そして、プラズマディスプレイ部１２の内部構造例としては、上記表示セルが配置される表示パネル部と、サブフィールド方式による表示を行うために画像データに応じてデータ線を駆動するデータ駆動回路と、サスティンパルスを印加するためのサスティンパルス用駆動回路を備える。また、プラズマディスプレイ部１２としての動作制御を実行する制御部から成る。この制御部は、プラズマディスプレイ部１２における画像表示動作についての各種制御を実行する。例えば入力される画像データに応じてどのようなサブフィールドパターンとするのかを決定し、また、決定したサブフィールドパターンに基づいて、データ駆動回路及びサスティンパルス用駆動回路の駆動動作を制御するようにもされる。また、周知のようにして、プラズマディスプレイ装置では、表示画像品質の向上や低消費電力化を目的として、ＰＬＥ(Peak Luminace Enhancement)制御という輝度制御を実行するようにされているが、このＰＬＥ制御のための演算処理なども実行するようにされる。

この場合のプラズマディスプレイ装置１０は、テレビジョン放送を受信表示するテレビジョン受像機としての機能も有している。つまり、受信した放送波から目的とするチャンネルを選局して映像信号／音声信号を復調する機能である。テレビジョン受像機能部１３は、このための機能回路部である。

そこで、テレビジョン受像機能部１３としては、所定種類の放送波（例えば地上波であるとか、衛星放送であるとかの種別となる）を受信選局するチューナ（フロントエンド）と、チューナにより受信選局された信号から映像信号／音声信号を復調するデコーダ等を備えて構成されることになる。
テレビジョン受像機能部１３において復調処理を行って得た映像信号は、映像信号データに変換したうえでプラズマディスプレイパネル部１２に入力する。これにより、プラズマディスプレイパネル部１２では、テレビジョン放送についての画像表示が行われることになる。また、復調された音声信号は、同じテレビジョン受像機能部１３において備えられているとされる音声信号出力回路系に入力されることで、例えばスピーカなどから音声として出力するようにされる。

そして、この場合において、スイッチング電源部１１からは、先にも説明したようにして、６つの直流電源電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3，Ｅo4，Ｅo5が得られるが、これらの直流電圧は、次のような負荷条件に対応する電源電圧として利用される。

先ず、これら６つの直流電源電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3，Ｅo4，Ｅo5のうち、プラズマディスプレイ部１２に供給されているのは直流電源電圧Ｅo，Ｅo4，Ｅo5となる。
直流電源電圧Ｅoはロジック電源といわれているもので、プラズマディスプレイ部１２における制御回路としてのＩＣなどに供給されるべき電源となる。
また、直流電源電圧Ｅo4はデータ電源といわれ、データ線を駆動するためのデータ線駆動回路のために供給されるべき電源である。
直流電圧Ｅo5は、維持（サスティン）電源といわれるもので、前述したサスティンパルスを出力させるための電源として用いられる。つまり、直流電圧Ｅo5は、サスティンパルス用駆動回路のために供給されるべき電源となる。

そして、残る直流電源電圧Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3がテレビジョン受像機能部１３に供給されることになるが、直流電源電圧Ｅo1はアナログＩＣドライブ用電源といわれ、例えばチューナなどを備えるＩＣ(Integrated Circuit)などのための電源として供給されるものとなる。また、近年のテレビジョン受像機としては、例えば受信選局された信号の復調処理や各種の映像／音声信号処理について、デジタル信号処理により行うようになってきており、そのためのデジタルシグナルプロセッサなどのためのＩＣを備える。テレビジョン受像機能部１３としてもこのようなデジタルＩＣを備えており、直流電源電圧Ｅo2は、このデジタルＩＣに供給すべき電源となる。つまり、デジタルＩＣドライブ用電源となる。
直流電源電圧Ｅo3は、音声出力用電源といわれ、音声信号を出力すべき音声出力回路系に供給すべき電源となる。

図２は、上記図１に示したスイッチング電源部１１に適用できるスイッチング電源回路として、本発明の第１の実施の形態となるスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１１に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
つまり、本実施の形態としてのプラズマディスプレイ装置１０は、例えば我が国や米国などの商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州などのＡＣ２００Ｖ系の地域との、何れの地域においても動作が可能ないわゆるワールドワイド仕様とされる。また、プラズマディスプレイ装置全体の電力仕様としては、総合で６００Ｗ以上とされる。

この図１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２組のアクロスコンデンサＣLから成るラインノイズフィルタが備えられる。つまり、この場合には、コモンモードノイズを除去するラインノイズフィルタとしては１段のみが設けられる。

また、このラインノイズフィルタの後段における商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対しては、それぞれチョークコイルＬN，ＬNが直列に挿入される。そして、チョークコイルＬN，ＬNと、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子／負極入力端子との接続点間に対して、２本の並列接続されたフィルタコンデンサＣN//ＣNが接続される。
これらチョークコイルＬN，ＬN及びフィルタコンデンサＣN//ＣNによっては、ノーマルモードノイズフィルタ４が形成され、商用交流電源の整流電流経路に発生するノーマルモードノイズを抑制する。このノーマルモードノイズフィルタ４は、力率改善回路３の一部となる。

そして、本実施の形態の電源回路では、商用交流電源ＡＣに対して、整流回路系を含んで形成される力率改善回路３が接続される構成を採る。この力率改善回路３は、図示するようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉ、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ1，Ｃｉ2，Ｃｉ2、フィルタコンデンサＣN//ＣN、及び疎結合トランス（力率改善用トランス）ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を備えて形成される。疎結合トランスＶＦＴ−１は、第１コンバータ部１０１に対応して備えられ、疎結合トランスＶＦＴ−２は、第２コンバータ部１０２に対応して備えられる。

ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２の各二次巻線Ｎ12の並列接続回路を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子は、商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ1，Ｃｉ2，Ｃｉ2から成る平滑回路の正極側に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、一次側アースと接続される。

この場合、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ1，Ｃｉ2，Ｃｉ2から成る平滑回路としては次のようにして形成されている。つまり、２組の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路を並列に接続しているものである。
そして、並列接続関係にある平滑コンデンサＣｉ1//Ｃｉ1の各正極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。また、平滑コンデンサＣｉ1//Ｃｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2//Ｃｉ2の正極端子との接続点は、リレースイッチＳを介して、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子に対して接続される。このリレースイッチＳは、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。

整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記のようにして形成される整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、商用交流電源ＡＣを、ダイオードＤ10及びコンデンサＣ10により半波整流して得た直流電圧が、検出電圧として入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される直流電圧レベルは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされている。
また、端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。

上記した構成による整流回路系の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される交流入力電圧ＶACのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、入力された直流電圧のレベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。

ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上に対応するレベルが入力されたとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１もオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳ１がオフの状態では、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して、２組の直列接続された平滑コンデンサ[Ｃｉ1−Ｃｉ2]//[Ｃｉ1−Ｃｉ2]の並列回路に整流電流を充電する動作が得られる。これは、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作となる。これにより、平滑コンデンサ[Ｃｉ1−Ｃｉ2]//[Ｃｉ1−Ｃｉ2]から成る平滑回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。

これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳ１はオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳ１がオンの状態では、交流入力電圧ＶACが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1//Ｃｉ1の並列接続回路のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2//Ｃｉ2の並列接続回路のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1//Ｃｉ1，Ｃｉ2//Ｃｉ2の各並列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1//Ｃｉ1，Ｃｉ2//Ｃｉ2の各並列接続回路を直列に接続した、平滑回路全体としての両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。

このようにして、図２に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
なお、単に倍電圧整流動作と全波整流動作の切り換えを行うのであれば、例えば１組の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の並列接続回路によっても可能である。
本実施の形態において、この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の並列接続回路を２組並列に接続しているのは、本実施の形態の電源回路が負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上という重負荷の条件に対応することによる。重負荷の条件になるほど、整流回路系において平滑回路を形成するコンデンサに流入する電流は増加する。そこで、本実施の形態のようにして、平滑コンデンサを並列接続すれば平滑コンデンサに流れる整流電流は分岐することになる。つまり、１つの平滑コンデンサに流れる電流レベルが抑制されることとなって、平滑コンデンサにかかる負担が軽減される。
なお、このような整流回路系を含んで形成される本実施の形態の力率改善回路３による力率改善動作については後述する。

図２に示す回路において、上記した平滑回路（平滑コンデンサ［Ｃｉ1−Ｃｉ2]//［Ｃｉ1−Ｃｉ2]）の両端電圧として得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図示するようにして第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の２つが備えられる。これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対して並列となるようにして接続される。
また、これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、それぞれ他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。また、第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、それぞれ、電圧帰還方式による力率改善回路３を形成する疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を備えることで力率改善を図るようにも構成される。

ここで、第１コンバータ部１０１の構成について説明する。
この第１コンバータ部１０１は、上記もしているように、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ結合による回路は、整流平滑電圧Ｅｉに対して並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。 このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。この場合には、整流平滑電圧Ｅｉが抵抗Ｒｓを介して電源入力端子Ｖccに入力されている。
また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。

そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートに印加される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるドライブ信号は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される。

また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２に対しては、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が備えられる。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトされる。

コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。

上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶGH1としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図３（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図３（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶGH1によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶGH1は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶGH1が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。

一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図３（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGL1が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶGL1は、図３（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧ＶGH1と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶGH1に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図３（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ1がターンオフしてスイッチング素子Ｑ2がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ2がターンオフして、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。

この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣpにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。

絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ1と、所要数の二次巻線が巻装される。
絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、この場合、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側直列共振コンデンサＣ1と疎結合トランスＶＦＴ−１の一次巻線Ｎ11の直列接続を介して接続される。また、他端は、一次側アースに接続される。

ここで、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。

上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す第１コンバータ部１０１は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。

ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。

この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、二次巻線Ｎ2，Ｎ2A，Ｎ2Bの３つの二次巻線がそれぞれ独立するようにして巻装される。
先ず、二次巻線Ｎ2からは、二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2を生成するようにされており、このうち、二次側直流出力電圧Ｅoを生成するための回路系は次のようになる。
つまり、二次巻線Ｎ2に形成したタップ出力を二次側アースに接地させた上で、このタップ出力をセンター位置とした所定の巻数分の位置から、１つずつ両端タップを引き出す。そして、各両端タップに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮR1，ＮR2の直列接続を介して整流ダイオードＤo1、Ｄo2を接続し、また、平滑コンデンサＣoを接続することで、両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅoは、安定化のために、分岐して制御回路７に対して入力される。

直交型制御トランスＰＲＴ−１は、例えば制御巻線Ｎcに対して、被制御巻線ＮR1，ＮR2の巻方向が直交する関係となるようにして、制御巻線Ｎc及び制御巻線ＮR1，ＮR2をコアに巻装して構成される。このようにして構成される直交型制御トランスＰＲＴ−１は、可飽和リアクトルとなる。
この場合の制御回路７では、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を制御電流として出力する。この制御電流レベルの変化に応じて、可飽和リアクトルである直交型制御トランスＰＲＴ−１では、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが可変される。被制御巻線ＮR1，ＮR2は、二次側直流出力電圧Ｅoのための整流回路系において直列に挿入されているので、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが変化すれば、平滑コンデンサＣoに流入する整流電流量が変化することになって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを可変制御することで定電圧制御が行われることになる。

また、二次側直流出力電圧Ｅo1のための整流回路系は、図示するようにして、二次巻線Ｎ2の一方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮR−整流ダイオードＤo3を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣo1を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅo1のための整流回路系においても、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路７を備えることで、上述のようにして、二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧化が図られる。

また、二次側直流出力電圧Ｅo2のための整流回路系も、二次巻線Ｎ2の他方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−３の被制御巻線ＮR−整流ダイオードＤo4を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣo2を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅo2のための整流回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−３及び制御回路７を備えており、二次側直流出力電圧Ｅo2についての定電圧化が図られる。

また、二次側直流出力電圧Ｅo3は、二次巻線Ｎ2Aに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ2Aのセンタータップを０電位に接続した上で、整流ダイオードＤo5，Ｄo6及び平滑コンデンサＣo3から成る。
そして、両波整流回路に対しては、直交型制御トランスＰＲＴ−４の被制御巻線ＮR1，ＮR2が図示するようにして直列に挿入され、制御回路７は二次側直流出力電圧Ｅo3に応じたレベルの制御電流を直交型制御トランスＰＲＴ−４の制御巻線Ｎcに対して出力するようにされている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅo3についての定電圧化が図られるようになっている。

さらに、二次側直流出力電圧Ｅo4については、二次巻線Ｎ2Bに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ2Bのセンタータップを二次側アースに接続するとともに、整流ダイオードＤo7，Ｄo8及び平滑コンデンサＣo5を接続して、先ずは、直流電圧Ｅ4を得るようにされ、この直流電圧Ｅ4のラインと、平滑コンデンサＣo6の間に、ＤＣスイッチ回路６のトランジスタＱ5を直列に挿入して形成される。二次側直流出力電圧Ｅo4は、平滑コンデンサＣo6の両端電圧として得られる。

この二次側直流出力電圧Ｅo4に対する安定化は、スイッチング周波数制御方式によって行われる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅo4は分岐して、検出電圧として制御回路１に入力される。制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅo4のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力として、第１コンバータ部１０１内のコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。このコントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになる。この結果、二次側直流出力電圧Ｅo4のレベルが一定となるように定電圧制御が行われる。

ＤＣスイッチ回路（スイッチ手段）６は、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３に応じて、二次側直流出力電圧Ｅo4の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ回路６は、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ5、バイポーラのトランジスタＱ6、ツェナーダイオードＤZ、及び抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4を図示するようにして接続して形成される。つまり、トランジスタＱ5のドレインを平滑コンデンサＣo5の正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣo6の正極端子と接続する。トランジスタＱ5のゲートは、抵抗Ｒ2を介してトランジスタＱ6のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ5のゲート−ドレイン間には、抵抗Ｒ1//ツェナーダイオードＤZの並列回路が接続される。ここでは、ツェナーダイオードＤZのアノードがトランジスタＱ5のゲート側で、カソードがドレイン側となるようにされる。
トランジスタＱ6のベースには抵抗Ｒ4を介した立ち上げ信号Ｖｔ３が、オン／オフ制御信号として入力されるようになっている。また、トランジスタＱ6のベース−エミッタ間には、抵抗Ｒ3が挿入される。トランジスタＱ6のエミッタは二次側アースに接続される。

後述もするように、立ち上げ信号Ｖｔ３は、ＬレベルとＨレベルで切り換えが行われる信号である。立ち上げ信号Ｖｔ３がＬレベル（０レベル）である場合、トランジスタＱ6はオフ状態を維持するが、このときには、トランジスタＱ5におけるゲート−ソース間電圧が閾値を満たさないことから、トランジスタＱ5もオフとなる。このため、平滑コンデンサＣo5の正極端子と、平滑コンデンサＣo6の正極端子とは接続されないことになって、平滑コンデンサＣo6への整流電流の充電は行われないことになる。このため、平滑コンデンサＣo5の両端に直流電圧Ｅ4が得られているとしても、平滑コンデンサＣo6の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅo4は０レベルのままである。
これに対して、立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルに立ち上がって所定の正極レベルが得られると、トランジスタＱ6はオン状態に切り換わって、抵抗Ｒ2の両端に電位が生じる。これによって、ツェナーダイオードＤZのアノードは、トランジスタＱ6のコレクタ−エミッタを介して二次側アースに対して接続されることとなって、直流電圧Ｅ4によって導通することになる。ツェナーダイオードＤZが導通することによっては、トランジスタＱ5のゲートに対して閾値を満たすレベルのゲート電圧が印加されることになって、トランジスタＱ5もオンとなる。これにより、平滑コンデンサＣo5の正極端子と、平滑コンデンサＣo6の正極端子が接続されることとなって、平滑コンデンサＣo6で整流電流が充放電される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo4が発生することになる。

第２コンバータ部１０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3，ＤD4、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1、疎結合トランスＶＦＴ−２、第１コンバータ部１０１と同様にして接続している。これにより、一次側スイッチングコンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。

また、第２コンバータ部１０２の二次側においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2に設けたセンタータップを二次側アースに接地したうえで、図示するようにして、整流ダイオードＤo9，Ｄo10、ノイズ除去用抵抗Ｒ5、平滑コンデンサＣo7及びＣo8を接続することで両波整流回路を形成している。そして、この両波整流回路による整流動作により、平滑コンデンサＣo8の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅo5が得られることになる。
この二次側直流出力電圧Ｅo5に対する定電圧制御は、制御回路１を備えていることからも分かるように、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御方式により行われる。

続いて、上記のようにして構成される図２に示す電源回路における力率改善のための構成について説明する。
この図に示す回路においては、力率改善のために力率改善回路３が備えられる。この力率改善回路３は、商用交流電源ＡＣを整流平滑化する整流回路系に対して、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を電圧帰還する構成を採る。そして、この場合においては、スイッチング出力を電圧帰還するための手段として、疎結合トランスＶＦＴ−１、ＶＦＴ−２を備える。

ここで、疎結合トランスＶＦＴ（ＶＦＴ−１、ＶＦＴ−２）の構造例を図４に示しておく。
この図に示すように、疎結合トランスＶＦＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ11が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ12が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして疎結合トランスＶＦＴ全体としての構造が得られる。
また、この場合には、中央磁脚の接合部分に対して所要のギャップ長のギャップＧを形成するようにしており、これにより、結合係数について０．７５以下となる疎結合の状態が得られるようにしている。

そして、力率改善回路３による力率改善動作としては次のようになる。
先ず、説明を分かりやすくするため、第１コンバータ部１０１側のみによる力率改善動作について述べる。
第１コンバータ部１０１に備えられる疎結合トランスＶＦＴ−１においては、一次巻線Ｎ11に対して、第１コンバータ部１０１における一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が伝達される。これに応じて、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12には、交番電圧が励起されることになる。
ここで、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、商用交流電源ＡＣの正極ラインにおいて、チョークコイルＬNとブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子との間に挿入されている。つまり、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は整流電流経路に挿入されていることになる。疎結合トランスＶＦＴによっては、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還する動作が得られることになる。

上記のようにして整流電流経路に対してスイッチング出力が電圧帰還されることで、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型の整流ダイオード（Ｄa〜Ｄd）に整流電流が流れるとき、これらの整流ダイオードでは、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番電圧によって、スイッチング動作を行う駆動される。これにより、整流ダイオードに流れる整流電流は断続されることになり、整流電流としては交番波形となる。つまり、交流入力電流ＩACを源として流れる整流電流について高周波成分が重畳される。

そして、上記した整流電流における高周波成分は、先ず、商用交流電源ＡＣが２００Ｖ系とされて全波整流回路が形成されている場合には、次のようにして流れる。
交流入力電圧ＶACが正の期間内では、フィルタコンデンサＣNから商用交流電源ＡＣの正極ラインを介して、二次巻線Ｎ12→ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤa→平滑コンデンサ［Ｃｉ1//Ｃｉ1]−［Ｃｉ2//Ｃｉ2]→一次側アース→整流ダイオードＤd→商用交流電源ＡＣの負極ラインによる整流電流経路で流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負の期間内では、フィルタコンデンサＣNから商用交流電源ＡＣの負極ラインを介して、整流ダイオードＤc→平滑コンデンサ［Ｃｉ1//Ｃｉ1]−［Ｃｉ2//Ｃｉ2]→一次側アース→整流ダイオードＤb→二次巻線Ｎ12による整流電流経路で流れる。

また、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系とされて倍電圧整流回路が形成されている場合には、次のようにして流れる。
交流入力電圧ＶACが正の期間内では、フィルタコンデンサＣNから商用交流電源ＡＣの正極ラインを介して、二次巻線Ｎ12→ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤa→平滑コンデンサ［Ｃｉ1//Ｃｉ1]→商用交流電源ＡＣの負極ラインによる整流電流経路で流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負の期間内では、フィルタコンデンサＣNから商用交流電源ＡＣの負極ラインを介して、平滑コンデンサ［Ｃｉ2//Ｃｉ2]→一次側アース→整流ダイオードＤb→二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣの正極ラインによる整流電流経路で流れる。

上記した整流電流経路とされることから分かるように、整流電流は、交流入力電圧が正／負の両期間において、高速リカバリ型の整流ダイオード（Ｄa〜Ｄd）の何れかを流れるようにされる。つまり、整流電流は、高速リカバリ型の整流ダイオードによってスイッチングされるようにして断続されていることが分かる。そして、このようにして整流電流がスイッチングにより断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、交流入力電流ＩACの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。

そして、図２に示す力率改善回路３の実際としては、第２コンバータ部１０２の疎結合トランスＶＦＴ−２も備えた構成となっている。
ここで、疎結合トランスＶＦＴ−２の二次巻線Ｎ12は、第１コンバータ部１０１の疎結合トランスＶＦＴ−２の二次巻線Ｎ12に対して並列に接続されている。従って、上記した整流電流経路においては、実際には、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２の各二次巻線Ｎ12//Ｎ12の並列回路に整流電流が流れることになり、二次巻線Ｎ12//Ｎ12の並列回路が整流電流経路内に含まれることになる。
これは、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２によって、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の両方のスイッチング出力を整流電流経路に帰還するように構成していることを意味する。
つまり、本実施の形態では、第１コンバータ部１０１に対応しては疎結合トランスＶＦＴ−１により電圧帰還して力率改善を図り、また、第２コンバータ部１０２に対応しては疎結合トランスＶＦＴ−２により電圧帰還して力率改善を図る構成を採っているものである。なお、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２の各一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12のインダクタンス値については、例えば、力率ＰＦ＝０．８程度が得られるようにして選定を行うようにされる。

また、図２に示す電源回路の構成によると、第１コンバータ部１０１において、二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo4の５つの二次側直流出力電圧を生成し、第２コンバータ部１０２において二次側直流出力電圧Ｅo5を生成するようにしている。
つまり、本実施の形態としても、図１１にて説明した先行技術の場合と同様にして、

Ｅo：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅo1：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅo2：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅo3：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅo4：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅo5：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
を得るようにされている。
但し、本実施の形態においては、第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の、２つのコンバータ部によって上記６つの負荷（二次側直流出力電圧）をまかなうこととしており、従って、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部１０１：２５０Ｗ
第３コンバータ部１０２：３５０Ｗ
となって、これにより総合で６００Ｗとなるようにしている。

そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5を生成して負荷に供給する構成の下では、図１１においても説明したように、電源起動時において、二次側直流出力電圧についてしかるべき順序で以て立ち上がらせる必要がある。つまり、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅoを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅo5、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅo4を立ち上げるようにすることが要求される。

図２に示す電源回路では、このような二次側直流出力電圧の順次立ち上げを、次のようにして行うこととしている。
先ず、二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御のため、図２においては図示していないマイクロコンピュータからは、本来、コントロールＩＣの起動をコントロールするための信号（起動制御信号）である、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力可能とされている。
なお、ここでいうマイクロコンピュータとは、図２に示す電源回路が搭載される機器に備えられているものとされる。そして、図２に示す電源回路は、メイン電源であり、このメイン電源がオフとなっているときには、マイクロコンピュータは、ここでは図示していないスタンバイ電源によって動作している。従って、メイン電源が立ち上がっていなくとも、スタンバイ電源によって動作しているために、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力することは可能とされている。

なお、図１に示したプラズマディスプレイ装置１０としても、メイン電源であるスイッチング電源部１１と、プラズマディスプレイパネル部１２、及びテレビジョン受像機能部１３との関係に基づいた構成のみを示しているもので、このマイクロコンピュータ及びスタンバイ電源については、その図示を省略していたものである。

そして、立ち上げ信号Ｖｔ１は、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２における起動端子Ｖｔに対して入力されるようになっている。立ち上げ信号Ｖｔ2は、第２コンバータ部１０２における起動端子Ｖｔに対して入力される。また、立ち上げ信号Ｖｔ3については、先にも説明したように、第１コンバータ部１０１の二次側において、二次側直流出力電圧Ｅo4の整流回路に備えられる、ＤＣスイッチ回路のトランジスタＱ6をオン／オフするためのオン／オフ制御信号として入力されている。

ここで、図５（ａ）（ｄ）（ｆ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３は、それぞれ、時点ｔ１、ｔ２、ｔ３のタイミングで、順次、ＬレベルからＨレベルに切り換わるようにして出力されるようにされている。また、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３が全てＬレベルとなっている時点ｔ１以前においては、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２は起動していない状態にある。

例えばマイクロコンピュータは、メイン電源がオンとなって、整流平滑電圧Ｅｉが規定のレベルにまで立ち上がったことを認識すると、先ず、時点ｔ１とされる所定のタイミングにより、図５（ａ）に示すようにして立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。
これにより、時点ｔ１において、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２が起動する。つまり、第１コンバータ部１０１が起動を開始することになる。これに応じて、第１コンバータ部１０１の二次側にて得られる各二次側直流出力電圧が立ち上ることになる。つまり、例えば図５（ｂ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅoは、時点ｔ１以前では０レベルであったが、時点ｔ１以降において、平滑コンデンサＣoの充電量が増加していくのに応じて上昇するようにして立ち上がっている。そして、規定レベルに至ったとされると、以降はこの規定レベルにより定電圧制御された状態が維持される。
ただし、二次側直流出力電圧Ｅo4については、図５（ｃ）に示す直流電圧Ｅ4が時点ｔ１で立ち上がっているのに拘わらず、図５（ｇ）に示すようにして、同様には立ち上がらない。これは、時点ｔ１のタイミングでは、オン／オフ制御されるＤＣスイッチ回路６において、トランジスタＱ5がオフ状態だからである。前述したように、ＤＣスイッチ回路６では、オン／オフ制御信号である立ち上げ信号Ｖｔ３がＬレベルでは、トランジスタＱ5をオフ状態とするように動作する。トランジスタＱ5をオフ状態であるとき、平滑コンデンサＣo6には整流電流が充電されず、二次側直流出力電圧Ｅo4が生成されることはない。

そして、図５（ｄ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記Ｖｔ１がＨレベルに変化した時点ｔ１の後の時点ｔ２においてＨレベルに切り換わって出力される。なお、この時点ｔ２のタイミングは、例えば時点ｔ１にＨレベルとされた立ち上げ信号Ｖｔ１に応じて、例えば二次側直流出力電圧Ｅoが規定レベルにまで完全に立ち上がることで、二次側直流出力電圧Ｅoを電源とする回路部の動作の開始が保証される時点以降となるように設定される。

そして、立ち上げ信号Ｖｔ２がＨレベルに切り換わるのに応じては、第２コンバータ部１０２のコントロールＩＣ２が起動することになる。これにより、時点ｔ２からは、図５（ｅ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅo5が立ち上がることになる。

そして、二次側直流出力電圧Ｅo5が規定レベルにまで完全に立ち上がって定電圧化された状態が得られている時点ｔ３のタイミングにより、図５（ｆ）に示すようにして、最後の立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルに切り換えられる。
この場合には、立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルとなるのに応じて、ＤＣスイッチ回路６におけるトランジスタＱ5がオン状態に切り換わることになる。これに応じて、直流電圧Ｅ4は、トランジスタＱ5のドレイン−ソースを介して平滑コンデンサＣo6に充電されることになり、ここではじめて、図５（ｇ）に示すようにして二次側直流出力電圧Ｅo4が立ち上がることになる。
このようにして、本実施の形態では、電源起動時における二次側直流出力電圧の立ち上げ順として、図１１の場合と同等の適正なものとなるように制御している。

なお、参考までに、図２に示す電源回路において備えられる各トランスのコアの形状サイズについて記しておく。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４２
ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２：ＥＥ−２８
ＰＲＴ：フェライトコア（１５mm×１５mm×２０mm）

また、この図２に示す電源回路についての実験結果について述べておくこととする。
負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の条件では、総合電力変換効率ηAC→DC＝９２．５％であり、図１１に示す先行技術の電源回路の特性よりも３．２％向上している。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の条件では、総合電力変換効率ηAC→DC＝９４．０％であり、図１１に示す電源回路よりも２．３％向上するという結果が得られた。
また、力率特性としては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の条件では、力率ＰＦ＝０．８３が得られた。そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜２５Ｗの範囲でＰＦ＞０．７５が得られており、我が国（日本国）の高調波歪み規制値を満足している。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の条件では、力率ＰＦ＝０．７８が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜３００Ｗの範囲で規定以上の力率が得られ、欧州の高調波歪み規制値を満足することができた。

このようにして構成される図２に示す本実施の形態の電源回路と、先行技術として示した図１１の回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図２に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善回路３を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１１による説明からも分かるように、実際には、複数本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図２に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２を整流電流経路に追加するのみであり、また、疎結合トランスＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２は、前述もしたように、ＥＥ−２８型の小型なコアによる部品素子である。従って、アクティブフィルタと比較すれば相当に少ない部品点数となり、また、部品素子の基板実装面積も縮小する。
これにより、図２に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１１に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、図２に示す電源回路では、アクティブフィルタ及び降圧形コンバータが省略されており、ハードスイッチング動作をするコンバータが無くなっていることが分かる。ここで、本実施の形態においては、直交型制御トランスＰＲＴ及び制御回路７を備えて、直流的な制御電流供給によって二次側直流出力電圧Ｅo,Ｅo1,Ｅo2などの安定化を図る構成としていることで、降圧形コンバータの省略を可能としている。
そして、図２の電源回路を形成する第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作のみとなるから、図１１に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
また、図１１に示す電源回路では、複合共振形コンバータ部の数が３であるのに対して、図２に示す電源回路では、第１及び第２コンバータ部１０１，１０２の２つとしている。このようにして複合共振形コンバータ部の数が削減されることによっても、上記した回路の小型軽量化が促進される。また、ソフトスイッチング動作であるから、もともとスイッチングノイズは少ないものの、複合共振形コンバータ部の数が削減されれれば、それだけスイッチングノイズも減少されることとなって、この点でのメリットも得られている。

このため、図２に示した回路では、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣLから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格値をクリアすることが充分に可能とされる。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。

また、図１１に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC/DC）とにより決定されるものであった。これに対して、図２に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのAC-DC電力変換効率として見ればよいことになる。そして、本実施の形態のようにして、電圧帰還方式による力率改善回路を備える場合、その電力変換効率は、力率改善回路を備えない場合の複合共振形コンバータとほぼ同等であることが分かっている。
これにより、図２に示す電源回路としては、前述もしたように、電力変換効率について、図１１に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。

また、図１１に示す電源回路の場合には、アクティブフィルタ回路８と、３組のコンバータ部２０１，２０２，２０３と、２組の降圧形コンバータが、それぞれ異なるスイッチング周波数で動作する構成となっていた。
これに対して、本実施の形態では、互いに異なるスイッチング周波数によって独立してスイッチング動作を実行するのは、２組のコンバータ部１０１，１０２のみとなる。コンバータ部１０１，１０２のスイッチング周波数は、定電圧化のために、例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で、二次側直流出力電圧Ｅ4，Ｅo5のレベルに応じてそれぞれ変化する。
このようして、異なるスイッチング周波数によりスイッチング動作するコンバータの数が削減されることによっては、一次側と二次側のアース電位の干渉もそれだけ少なくなるから、電源回路の動作もより安定することとなる。

ところで、図１１に示す回路において、複合共振形コンバータとして、コンバータ部２０１，２０２，２０３の３つを設けているのは、図１２により説明したように、この場合には、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３の３段階で二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングを制御しなければならないにも起因する。
つまり、これまでにおいては、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３ごとに出力される立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３ごとに対応して、二次側直流出力電圧を立ち上げようとすれば、これに応じて、３つの複合共振形コンバータを備え、各複合共振形コンバータのコントロールＩＣ２の起動を、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３によりコントロールするという構成が採られてきたからである。

これに対して、図２に示す回路では、ＤＣスイッチ回路６を設け、立ち上げ信号Ｖｔ３によっては、このＤＣスイッチ回路６のオン／オフ状態を制御して、二次側直流出力電圧Ｅo4についての立ち上げをコントロールするようにしている。これにより、二次側直流出力電圧の立ち上げコントロールに必要なコントロールＩＣは、１つ削減されることになる。つまり、コンバータ部を１つ削減することが可能となるものである。
このようにしてコンバータ部が削減されることによっては、その分の部品点数の削減も図られることとなる。また、一次側スイッチングコンバータを形成するスイッチング素子によるスイッチング損失も、その分低減されることとなる。

図６は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路では、先ず、第１コンバータ部１０１側に備えられるＤＣスイッチ回路（スイッチ手段）６の内部構成が、図２の場合と異なっている。つまり、ＤＣスイッチ回路６において、時定数コンデンサＣ3が備えられる。時定数コンデンサＣ3は、例えばこの場合には電解コンデンサが用いられ、正極端子をトランジスタＱ6のベースに接続し、負極端子を二次側アースに接続するようにされる。
また、この場合には、ＤＣスイッチ回路６に入力されるオン／オフ制御信号として、立ち上げ信号Ｖｔ３に代えて、第２コンバータ部１０２の二次側直流出力電圧Ｅo5を入力するようにされている。

このような構成では、或る正極性による所定レベルのオン／オフ制御信号の入力が開始される時点から、トランジスタＱ6が完全にオン状態となる時点について、抵抗Ｒ4と時定数コンデンサＣ4の時定数に応じた所定の遅延時間が与えられることになる。これにより、オン／オフ制御信号の入力が開始されてからトランジスタＱ5が完全にオンとなるまでの時間についても、抵抗Ｒ4と時定数コンデンサＣ4の時定数に応じた遅延が与えられることになる。

また、この図に示す回路においては、第２コンバータ部１０２の二次側においても、図２において示されていたノイズ除去用抵抗Ｒ5に代えて、ＤＣスイッチ回路６Ａが備えられる。このＤＣスイッチ回路（スイッチ手段）６Ａについても、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ7、バイポーラのトランジスタＱ8、ツェナーダイオードＤZ、抵抗Ｒ8，Ｒ9，Ｒ10、時定数コンデンサＣ8を、ＤＣスイッチ回路６の場合とほぼ同様に接続して形成される。従って、このＤＣスイッチ回路６Ａとしても、オン／オフ制御信号の入力が開始されてからトランジスタＱ7が完全にオンとなるまでの時間について、抵抗Ｒ8と時定数コンデンサＣ8の時定数に応じた遅延が与えられる。そして、ＤＣスイッチ回路６Ａにおいては、オン／オフ制御信号として、第１コンバータ部１０１側で生成される二次側直流出力電圧Ｅoが入力される。

また、この電源回路においては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号はＶｔ１のみとされ、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに入力するようにしている。

上記図６に示す回路において、二次側直流出力電圧を順次立ち上げるための制御動作を、図７のタイミングチャートにより説明する。
この場合にも、マイクロコンピュータは、メイン電源がオンとなったことを認識すると、図７（ａ）に示すように、時点ｔ１とされる所定のタイミングにより立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これに応じて、図７（ｂ）に示すように、第１コンバータ部１０１も時点１から起動することとなって、二次側直流出力電圧Ｅoが立ち上がることになる。

また、この時点ｔ１に対応しては、同じ第１コンバータ部１０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧も立ち上がることになる。ただし、この場合にも、二次側直流出力電圧Ｅo4については、図７（ｈ）に示すように、時点ｔ１において立ち上がることはない。その前段の直流出力電圧Ｅ4は、図７（ｃ）に示すように第１コンバータ部１０１の起動に応じて時点ｔ１から立ち上がる。

また、立ち上げ信号Ｖｔ１がＨレベルとなる時点ｔ１は、ほぼメイン電源のオン時点に対応している。この図に示す第２コンバータ部１０２の起動端子には、立ち上げ信号が入力されることなくオープンとなっている。この場合には、電源入力端子Ｖｃｃから入力される起動時の電圧に応じて、コントロールＩＣ２が動作を開始するが起動することになる。
このため、第２コンバータ部１０２も、時点ｔ１とほぼ同じタイミングでスイッチング動作を開始するようにして起動することになる。そして、これに応じては、図７（ｄ）に示すように、第２コンバータ部１０２の二次側に備えられる平滑コンデンサＣo7の両端電圧である直流電圧Ｅ5も、ほぼ時点ｔ１から立ち上がることになる。ただし、この時点では、ＤＣスイッチ回路６ＡのトランジスタＱ7はオフ状態となっているので、平滑コンデンサＣo8の両端電圧となる二次側直流出力電圧Ｅo5は、図７（ｆ）に示すように立ち上がってはいない。

ここでは、二次側直流出力電圧Ｅoが、時点ｔ１から或る時間経過した時点ｔ１Aにおいて規定レベルに達した状態となる。これに応じて、オン／オフ制御信号として二次側直流出力電圧Ｅoが入力される、第２コンバータ部１０２のＤＣスイッチ回路６Ａでは、例えばこの時点ｔ１Aのタイミングで、図７（ｅ）に示すようにしてトランジスタＱ8のベース電圧が徐々に上昇していくようにされる。このベース電圧の上昇の傾きは、抵抗Ｒ8と時定数コンデンサＣ8の時定数によって決定される。
そして、例えば時点ｔ２において、トランジスタＱ8のベース電圧が所定レベルにまで至ったとされると、このときにトランジスタＱ8が完全にオン状態とされることになる。そして、このときにはトランジスタＱ7も完全にオンとなる状態が得られており、図７（ｄ）に示す平滑コンデンサＣo7の両端電圧である直流電圧Ｅ5が、トランジスタＱ7を介して、平滑コンデンサＣo8に供給されることになる。これにより、平滑コンデンサＣo8の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅo5は、図７（ｆ）に示すようにして、時点ｔ２から立ち上がるようにされる。

そして、上記のようにして時点ｔ２において立ち上がった二次側直流出力電圧Ｅo5は、第１コンバータ部１０１側のＤＣスイッチ回路６に対してオン／オフ制御信号として入力されることになる。
これに応じて、ＤＣスイッチ回路６では、図７（ｇ）に示すようにして、抵抗Ｒ4と時定数コンデンサＣ3の時定数によって決定される時間で以て、トランジスタＱ6のベース電圧が上昇していく動作が得られる。
そして、例えば時点ｔ３において、トランジスタＱ6のベース電圧が所定レベルにまで至って完全にオン状態になったとされると、トランジスタＱ5も完全にオンとなる状態が得られることになる。この結果、図７（ｃ）に示す直流電圧Ｅ4が、トランジスタＱ5を介して、平滑コンデンサＣo6に供給されることになる。これにより、平滑コンデンサＣo6の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅo4は、図７（ｈ）に示すようにして、時点ｔ３から立ち上がることになる。
このようにして、図６に示す電源回路においても、図１１の回路と同様の、二次側直流出力電圧の立ち上げタイミングが得られるようにされている。

そして、この第２の実施の形態の電源回路としても、第１の実施の形態の電源回路と同様の理由によって、力率改善機能を有する電源回路として、電力変換効率の向上、回路の小型軽量化、アース間干渉の低減による安定性向上などの効果が得られる。
また、コンバータ部が削減されることに依る、部品点数の削減、及びスイッチング損失の低減も図られることになる。

ここで、本発明としてのスイッチングコンバータの構成に基づいた場合には、コンバータ部を１つとすることができる。このことは、図６に示した第２の実施の形態の構成を参照すると分かりやすい。つまり、図６に示した構成では、立ち上げ信号Ｖｔ１により第１コンバータ部１０１を立ち上げた後は、時定数回路を備えるＤＣスイッチ回路６，６Ａに対して二次側直流出力電圧Ｅo5，Ｅoをそれぞれ入力するようにしており、これにより、図７に示したようにして規定の順序により二次側直流出力電圧を立ち上げるようにしているものである。この場合、第２コンバータ部１０２のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては立ち上げ信号を入力させていないから、第２コンバータ部１０２についても省略し、１つのコンバータ部１０１のみによって、必要な二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo6を生成して出力させるように構成することができる。これについては、技術的には容易に可能である。

しかしながら、本実施の形態としては、次のようなことを考慮して、スイッチング電源回路として、図１及び図６に示したようにしてコンバータ部は、２つまでにとどめることとして、１つとする構成にはしないようにしている。
つまり、図１及び図６に示した各実施の形態の電源回路は、図１に示したように、プラズマディスプレイ装置１０のスイッチング電源部１１として搭載される。周知のようにして、プラズマディスプレイ装置１０は、その表示デバイスとしての構造上、例えばＣＲＴ（陰極線管）表示装置と比較すれば、奥行きに関して相当に小さく、薄型とすることができる。そして、このようにして薄型であることが、例えばプラズマディスプレイ装置の設置などの点で大きなメリットとなっている。つまり、プラズマディスプレイ装置としては、できるだけ薄型化が図られることが好ましいということがいえる。

このような事情からすれば、プラズマディスプレイ装置内に搭載される電源回路基板としても、プラズマディスプレイ装置の薄型化を妨げないようなサイズ形状であることが要求される。そのための電源回路基板のサイズ形状としては、その高さを低くすることが要求されることになるが、絶縁コンバータトランスＰＩＴは電源回路を形成する部品のうちでも高さがあることから、電源回路基板の高さは、主に絶縁コンバータトランスＰＩＴの高さによって決まる。

前述もしたように、図１に示した第１の実施の形態の電源回路では、前述もしたように、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２には、それぞれＥＥＲ−４０，ＥＥＲ−４２のコア（ボビン）を用いている。この程度のサイズのコアでは、その高さは、縦使用では約41mm〜46mmの範囲で、横使用では、約30mm〜35mmの範囲となる。従って、電源回路基板の高さとしても、このサイズに応じたものとなる。
なお、図６に示した第２の実施の形態の電源回路についても、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２については、同等のサイズ形状のコア（ボビン）を用いるようにされることから、電源回路基板の高さもほぼ同等であることになる。
そして、現状においては、この程度の電源回路基板の高さであれば、プラズマディスプレイ装置の薄型化を妨げることはないような内部部品のレイアウト構造等となっている。

しかしながら、図１及び図６に示した電源回路と同等の総合負荷の条件（負荷電力６００Ｗ）に対応させることとしたうえで、コンバータ部を１つにしたとすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴも１つのみとなり、上記６００Ｗの負荷条件に応じた一次側から二次側への電力伝送は、この１つの絶縁コンバータトランスＰＩＴにのみ依存することになる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコア（ボビン）サイズとしては、図１又は図６に示した実施の形態の電源回路の場合よりも大型化させる必要がある。つまり、負荷条件は同等としたうえで、コンバータ部を削減することとすれば、その分、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコア（ボビン）サイズを大きくする必要が生じてくる。図１及び図６に示した構成を基として、コンバータ部を１つとした場合、実際においては、小さくともＥＥＲ−４９を選定しなければならない。
ＥＥＲ−４９は、縦使用では約50mm、横使用でも約３７mmであり、ＥＥＲ−４０やＥＥＲ−４２と比較すれば、センチメートル単位でのサイズアップとなってしまう。このために、プラズマディスプレイ装置について、要求されるだけの薄型サイズとすることができなくなる場合が生じてくる。

そこで、本実施の形態としては、コンバータ部については１つとせずに、２つとすることとしているものである。つまり、本実施の形態では、３つのコンバータ部を備えていた先行技術の構成（図１１）から１つのみを削除して、２つのコンバータ部を備える構成としている。これにより、コンバータ部の削減による部品点数削減及び低損失のメリットと、プラズマディスプレイ装置の薄型化を阻害しないこととの両立を図るようにしている。
つまり、本実施の形態の電源回路のコンバータ数は、コンバータ部の削減による効果と、要求される電源回路基板のサイズ形状との兼ね合いによって決定されるべきものであるということがいえる。

また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。

また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成のうちから、適用可能なものを採用してよい。

また、本発明に基づく電源回路としては、先の説明からも理解されるようにして、スイッチングコンバータ部の段数についても、例えば実施の形態として示したように２段（コンバータ部１０１，１０２）であることに限定される必要はなく、この段数は、コンバータ部の削減による効果と、要求される電源回路基板のサイズ形状との兼ね合いによって決められるべきものであるし、また、例えば対応すべき負荷電力や、必要とされる二次側直流出力電圧の数などに応じて適宜変更されてもよい。また、これらの各コンバータ部において生成する二次側直流出力電圧の数としても特に限定されるものではない。そのうえでも、本発明によっては、実施の形態において説明したように、ＤＣスイッチ回路（スイッチ手段）６，６Ａ等を備える構成を採ることで、同数の二次側直流出力電圧を得る場合において必要とされるスイッチングコンバータ部の数は、先行技術に基づいて、同一の負荷条件及び二次側直流出力電圧数に対応する電源回路を構成した場合よりも少なくすることが可能である。
さらに、本発明としてのスイッチング電源回路はプラズマディスプレイ装置以外にも搭載されて構わない。つまり、比較的多数の異なる負荷条件に応じて複数の直流出力電圧（二次側直流出力電圧）を生成する必要があり、かつ、その装置の仕様等の事情に基づいて、直流出力電圧を所定タイミングで順次立ち上げていく必要があるような装置全般に搭載することができる。

本発明の実施の形態としてのプラズマディスプレイ装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態のコントロールＩＣによるスイッチング素子の駆動タイミングを示すを示す波形図である。 疎結合トランスの構造例を示す断面図である。 第１の実施の形態における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。 本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。 アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。 図１１に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。 アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。 先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。 図１１に示す電源回路における、二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３ 力率改善回路、４ ノーマルモードノイズフィルタ、５ 整流回路切換モジュール、６，６Ａ ＤＣスイッチ回路、７ 制御回路、１０ プラズマディスプレイ装置、１１ スイッチング電源部、１２ プラズマディスプレイパネル部、１３ テレビジョン受像機部、１０１ 第１コンバータ部、１０２ 第２コンバータ部、Ｄｉ1 ブリッジ整流回路、Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、ＲＬ リレー、Ｓ リレースイッチ、ＣN フィルタコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣL アクロスコンデンサ、ＶＦＴ 疎結合トランス、Ｎ11 疎結合トランスの一次巻線、Ｎ12 疎結合トランスの二次巻線、ＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２，ＰＲＴ−３，ＰＲＴ−４ 直交型制御トランス、ＮR，ＮR1，ＮR2 被制御巻線、Ｎｃ 制御巻線

Claims (4)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
   上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備え、
   上記複数のスイッチングコンバータ部の各々は、
   上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
   上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで複数の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記複数の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段と、
   上記周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段と、
   所定の二次側直流出力電圧が立ち上がったとされるときから所定時間経過したタイミングで、他の所定の二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路をオフ状態からオン状態に切り換えるように動作するスイッチ手段と、
   力率を改善する力率改善回路とを備え、
   上記力率改善回路は、上記一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装し、これら力率改善用一次巻線と力率改善用二次巻線とが疎結合となるようにして構成される力率改善用トランスと、
   上記整流電流経路の所要部位に挿入され、上記力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起された交番電圧に基づいてスイッチング動作を行うことで整流電流を断続する整流ダイオード素子と、を備えて形成される、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. スイッチングコンバータ部をそれぞれ異なる所定タイミングで起動させるためのものである、複数の起動制御信号がスイッチング電源回路の外部にて出力されており、
   上記スイッチ手段は、特定の上記起動制御信号が入力されるのに応じて、上記二次側整流電流経路をオフ状態からオン状態に切り換えるようにされている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記スイッチ手段は、
   上記直流出力電圧生成手段により生成される複数の二次側直流出力電圧のうち、所定の１つの二次側直流出力電圧を入力し、この入力している二次側直流出力電圧が立ち上がったとされる時点から時定数回路によって得られる時間差を有して、上記二次側整流電流経路をオフ状態からオン状態に切り換えるようにされている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. プラズマディスプレイ装置に対して備えられ、上記二次側直流出力電圧を、上記プラズマディスプレイ装置における所定の機能回路部に対して電源として供給するようにされている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
   
   
   

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