JP2002354810A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
- Publication number
- JP2002354810A JP2002354810A JP2001160458A JP2001160458A JP2002354810A JP 2002354810 A JP2002354810 A JP 2002354810A JP 2001160458 A JP2001160458 A JP 2001160458A JP 2001160458 A JP2001160458 A JP 2001160458A JP 2002354810 A JP2002354810 A JP 2002354810A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- voltage
- circuit
- switching
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源回路の小型軽量化、ＡＣ／ＤＣ電力変換
効率の向上。 【解決手段】 一次側が一石構成の電圧共振形コンバー
タとされ、二次側に電圧共振回路或いは電流共振回路を
備えた複合共振形コンバータの構成を採って直流定電圧
を得る。さらにこの複合共振形コンバータにフライバッ
クトランスを結合して高圧レギュレータ回路を構成し、
直流高電圧を得る。そしてメインスイッチング素子の駆
動はドライブトランスによる自励発振駆動回路により行
う。ドライブトランスには一次電流検出巻線と駆動巻線
と制御巻線が巻回されているが、制御巻線に対して並列
に、コンデンサと導通制御素子との直列回路が接続され
ていることで、導通制御素子の導通角制御によりメイン
スイッチング素子のスイッチング周波数が制御されるよ
うにする。
効率の向上。 【解決手段】 一次側が一石構成の電圧共振形コンバー
タとされ、二次側に電圧共振回路或いは電流共振回路を
備えた複合共振形コンバータの構成を採って直流定電圧
を得る。さらにこの複合共振形コンバータにフライバッ
クトランスを結合して高圧レギュレータ回路を構成し、
直流高電圧を得る。そしてメインスイッチング素子の駆
動はドライブトランスによる自励発振駆動回路により行
う。ドライブトランスには一次電流検出巻線と駆動巻線
と制御巻線が巻回されているが、制御巻線に対して並列
に、コンデンサと導通制御素子との直列回路が接続され
ていることで、導通制御素子の導通角制御によりメイン
スイッチング素子のスイッチング周波数が制御されるよ
うにする。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-Ray Tu
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
【０００３】このようにして、陰極線管表示装置として
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１
５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨ
ＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なか
らず普及している。上記したようなテレビジョン受像機
において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流出力電圧を
印加する場合には、例えば水平同期信号周波数３１．５
ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直流出力電圧
が変動することとなって、ＣＲＴに表示される画面の輝
度やラスターサイズが変化してしまうことになる。この
ため、上記したアノード電圧を生成する電源回路では安
定化を行うことがが不可欠となる。
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１
５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨ
ＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なか
らず普及している。上記したようなテレビジョン受像機
において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流出力電圧を
印加する場合には、例えば水平同期信号周波数３１．５
ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直流出力電圧
が変動することとなって、ＣＲＴに表示される画面の輝
度やラスターサイズが変化してしまうことになる。この
ため、上記したアノード電圧を生成する電源回路では安
定化を行うことがが不可欠となる。
【０００４】本出願人は、このようなことを背景とし
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図１１の
回路図に示す。
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図１１の
回路図に示す。
【０００５】この図１１に示す電源回路においては、先
ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ
1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接
続形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成
している。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑
コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶACの
２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生
成する。
ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ
1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接
続形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成
している。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑
コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶACの
２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生
成する。
【０００６】上記直流入力電圧を入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。
【０００７】メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対
しては、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ８の並列回路を介して
ドライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮDが接続され、駆
動巻線ＮDの他端は一次側アースに接地される。メイン
スイッチング素子Ｑ1のエミッタは一次側アースに接続
される。またメインスイッチング素子Ｑ１のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に形成され
ている一次巻線Ｎ1の一端と接続される。また、メイン
スイッチング素子Ｑ1のコレクタと平滑コンデンサＣｉ2
の負極（１次側アース）間に挿入されるダイオードＤ１
により、メインスイッチング素子Ｑ１のターンオンの開
始期間においてクランプ電流の経路を形成するようにさ
れる。
しては、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ８の並列回路を介して
ドライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮDが接続され、駆
動巻線ＮDの他端は一次側アースに接地される。メイン
スイッチング素子Ｑ1のエミッタは一次側アースに接続
される。またメインスイッチング素子Ｑ１のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に形成され
ている一次巻線Ｎ1の一端と接続される。また、メイン
スイッチング素子Ｑ1のコレクタと平滑コンデンサＣｉ2
の負極（１次側アース）間に挿入されるダイオードＤ１
により、メインスイッチング素子Ｑ１のターンオンの開
始期間においてクランプ電流の経路を形成するようにさ
れる。
【０００８】メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒ
が並列に接続されている。この一次側並列共振コンデン
サＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1側の
リーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成する。そして、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列
共振回路の作用によって一次側並列共振コンデンサＣｒ
の両端に発生する両端電圧Ｖ1は、正弦波状のパルス波
形となって電圧共振形の動作が得られるようになってい
る。
エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒ
が並列に接続されている。この一次側並列共振コンデン
サＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1側の
リーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成する。そして、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列
共振回路の作用によって一次側並列共振コンデンサＣｒ
の両端に発生する両端電圧Ｖ1は、正弦波状のパルス波
形となって電圧共振形の動作が得られるようになってい
る。
【０００９】ドライブトランスＣＤＴは、巻線ＮEの一
端に補助スイッチング素子Ｑ30のコレクタが接続され
る。補助スイッチング素子Ｑ30のコレクタ−エミッタ間
には並列に、コンデンサＣ31、抵抗Ｒ32の直列回路が接
続される。またベース−エミッタ間にバイアス抵抗Ｒ31
が接続される。そして補助スイッチング素子Ｑ30のベー
スには、発振・制御ＩＣ２からのスイッチング制御信号
がバッファ回路３を介してベース電流として印加される
構成を採っている。
端に補助スイッチング素子Ｑ30のコレクタが接続され
る。補助スイッチング素子Ｑ30のコレクタ−エミッタ間
には並列に、コンデンサＣ31、抵抗Ｒ32の直列回路が接
続される。またベース−エミッタ間にバイアス抵抗Ｒ31
が接続される。そして補助スイッチング素子Ｑ30のベー
スには、発振・制御ＩＣ２からのスイッチング制御信号
がバッファ回路３を介してベース電流として印加される
構成を採っている。
【００１０】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側には、駆動巻線Ｎ３が巻回されており、駆動巻線Ｎ
３に励起された電流はダイオードＤ10、コンデンサＣ10
によって整流平滑される。この整流平滑電圧は、発振・
制御ＩＣ２、バッファ回路３に対する動作電源として供
給される。またコンデンサＣ10の正極側が巻線ＮEに接
続されることで、駆動巻線Ｎ３、ダイオードＤ10、コン
デンサＣ10が巻線ＮEに対する電流源としても機能す
る。なお、起動時には、発振・制御ＩＣ２、バッファ回
路３、巻線ＮEに対しては、起動抵抗Ｒｓを介して直流
入力電圧Ｅｉラインから起動電流が流されることにな
る。
次側には、駆動巻線Ｎ３が巻回されており、駆動巻線Ｎ
３に励起された電流はダイオードＤ10、コンデンサＣ10
によって整流平滑される。この整流平滑電圧は、発振・
制御ＩＣ２、バッファ回路３に対する動作電源として供
給される。またコンデンサＣ10の正極側が巻線ＮEに接
続されることで、駆動巻線Ｎ３、ダイオードＤ10、コン
デンサＣ10が巻線ＮEに対する電流源としても機能す
る。なお、起動時には、発振・制御ＩＣ２、バッファ回
路３、巻線ＮEに対しては、起動抵抗Ｒｓを介して直流
入力電圧Ｅｉラインから起動電流が流されることにな
る。
【００１１】発振・制御ＩＣ２には、フォトカプラＰＣ
のフォトトランジスタが接続されており、フォトトラン
ジスタに流れる電流量に応じた発振信号を出力し、バッ
ファ回路３を介して補助スイッチング素子Ｑ30に対する
ベース電流とする。つまりフォトトランジスタに流れる
電流量に応じて補助スイッチング素子Ｑ30をスイッチン
グ制御する。そして補助スイッチング素子Ｑ30のスイッ
チング動作により、ドライブトランスＣＤＴを介してメ
インスイッチング素子Ｑ１のベース電流ＩBが制御さ
れ、つまりメインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング
動作が制御されることになる。これにより、メインスイ
ッチング素子Ｑ1は、発振・制御ＩＣ２の発振周波数に
より決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作
を行うことになる。
のフォトトランジスタが接続されており、フォトトラン
ジスタに流れる電流量に応じた発振信号を出力し、バッ
ファ回路３を介して補助スイッチング素子Ｑ30に対する
ベース電流とする。つまりフォトトランジスタに流れる
電流量に応じて補助スイッチング素子Ｑ30をスイッチン
グ制御する。そして補助スイッチング素子Ｑ30のスイッ
チング動作により、ドライブトランスＣＤＴを介してメ
インスイッチング素子Ｑ１のベース電流ＩBが制御さ
れ、つまりメインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング
動作が制御されることになる。これにより、メインスイ
ッチング素子Ｑ1は、発振・制御ＩＣ２の発振周波数に
より決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作
を行うことになる。
【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
の一端は、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタに接
続され、他端は平滑コンデンサＣｉ１の正極に接続され
る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
は、二次巻線Ｎ2が巻装されている。
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
の一端は、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタに接
続され、他端は平滑コンデンサＣｉ１の正極に接続され
る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
は、二次巻線Ｎ2が巻装されている。
【００１３】この場合、二次巻線Ｎ2の一端は二次側ア
ースに接続され、他端は整流ダイオードＤO1のアノード
に接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平滑
コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって、そ
の電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ（例えば１３５Ｖ）
とされる水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1を得るよう
にしている。
ースに接続され、他端は整流ダイオードＤO1のアノード
に接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平滑
コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって、そ
の電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ（例えば１３５Ｖ）
とされる水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1を得るよう
にしている。
【００１４】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベル（例えば１５Ｖ）の二次側直流出力電圧ＥO2
を得るようにもされている。
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベル（例えば１５Ｖ）の二次側直流出力電圧ＥO2
を得るようにもされている。
【００１５】二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において電圧共振動作が得られる。
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において電圧共振動作が得られる。
【００１６】即ち、図１１に示す電源回路では、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作
を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二
次側にも電圧共振動作を得るための並列共振回路が備え
られる。なお、本明細書では、このように一次側及び二
次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイ
ッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチ
ングコンバータ」ともいうことにする。
ンバータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作
を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二
次側にも電圧共振動作を得るための並列共振回路が備え
られる。なお、本明細書では、このように一次側及び二
次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイ
ッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチ
ングコンバータ」ともいうことにする。
【００１７】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に対しては、アクティブクランプ回路２０が備えら
れる。このアクティブクランプ回路２０は、補助スイッ
チング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL2、クランプダ
イオードＤD2を備えて形成される。なお、クランプダイ
オードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッ
チング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわゆる
ボディダイオードが使用される。また、補助スイッチン
グ素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、駆動
巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成る。
次側に対しては、アクティブクランプ回路２０が備えら
れる。このアクティブクランプ回路２０は、補助スイッ
チング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL2、クランプダ
イオードＤD2を備えて形成される。なお、クランプダイ
オードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッ
チング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわゆる
ボディダイオードが使用される。また、補助スイッチン
グ素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、駆動
巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成る。
【００１８】この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のドレインはクランプコンデンサＣCL2を介して二次巻
線Ｎ2に対して接続される。また、補助スイッチング素
子Ｑ2のソースは二次側アース（二次巻線Ｎ2の一端）に
対して接続される。つまり、アクティブクランプ回路２
０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラン
プダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に対
して、クランプコンデンサＣCL2を直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対し
て並列に接続して構成されるものである。また、この場
合には二次巻線Ｎ2と二次側並列共振コンデンサＣ2とに
より二次側並列共振回路が形成されていることから、ア
クティブクランプ回路２０は、二次側並列共振回路に対
して並列に接続されているものと見ることもできる。
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のドレインはクランプコンデンサＣCL2を介して二次巻
線Ｎ2に対して接続される。また、補助スイッチング素
子Ｑ2のソースは二次側アース（二次巻線Ｎ2の一端）に
対して接続される。つまり、アクティブクランプ回路２
０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラン
プダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に対
して、クランプコンデンサＣCL2を直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対し
て並列に接続して構成されるものである。また、この場
合には二次巻線Ｎ2と二次側並列共振コンデンサＣ2とに
より二次側並列共振回路が形成されていることから、ア
クティブクランプ回路２０は、二次側並列共振回路に対
して並列に接続されているものと見ることもできる。
【００１９】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、二次巻線Ｎ２の一端を巻き
上げるようにして形成されている。
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、二次巻線Ｎ２の一端を巻き
上げるようにして形成されている。
【００２０】補助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、第
１制御回路１Ａとも接続されている。この場合、第１制
御回路１Ａに対しては、検出電圧として二次側直流出力
電圧ＥO1が入力される。第１制御回路１Ａは、入力され
た二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、その
レベルを可変した制御電圧を印加する。これにより、補
助スイッチング素子Ｑ2は、ゲート閾値電圧（バイア
ス）が可変されることになって、１スイッチング周期内
におけるオン期間（導通角）が可変制御される、つま
り、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチング動作
が行われるものとされる。クランプコンデンサＣCL2に
は、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コン
デンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れるよう
にされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変
制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる電流
量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コンデ
ンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにして二
次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化する
ことで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列
共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧
が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも
可変制御されることになる。このようにして、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧
の安定化が図られる。
１制御回路１Ａとも接続されている。この場合、第１制
御回路１Ａに対しては、検出電圧として二次側直流出力
電圧ＥO1が入力される。第１制御回路１Ａは、入力され
た二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、その
レベルを可変した制御電圧を印加する。これにより、補
助スイッチング素子Ｑ2は、ゲート閾値電圧（バイア
ス）が可変されることになって、１スイッチング周期内
におけるオン期間（導通角）が可変制御される、つま
り、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチング動作
が行われるものとされる。クランプコンデンサＣCL2に
は、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コン
デンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れるよう
にされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変
制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる電流
量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コンデ
ンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにして二
次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化する
ことで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列
共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧
が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも
可変制御されることになる。このようにして、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧
の安定化が図られる。
【００２１】高圧発生回路４０は、フライバックトラン
スＦＢＴと高圧整流回路によって構成されており、フラ
イバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ0に得られる巻線
電圧を利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに
対応した直流高電圧を生成する。一次巻線Ｎ0の一端は
メインスイッチング素子Ｑ１のエミッタに接続される。
また一次巻線Ｎ0の他端には一次側直列共振コンデンサ
Ｃ５が接続され、一次側直列共振コンデンサＣ５の他端
は一次側アースに接地されている。これにより一次巻線
Ｎ0のリーケージインダクタンスと一次側直列共振コン
デンサＣ５により直列共振回路が形成され、メインスイ
ッチング素子Ｑ１からのスイッチング出力が、当該直列
共振回路に供給される構成となる。従ってフライバック
トランスＦＢＴは一次巻線Ｎ0に得られる共振電圧を二
次側に伝送する。
スＦＢＴと高圧整流回路によって構成されており、フラ
イバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ0に得られる巻線
電圧を利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに
対応した直流高電圧を生成する。一次巻線Ｎ0の一端は
メインスイッチング素子Ｑ１のエミッタに接続される。
また一次巻線Ｎ0の他端には一次側直列共振コンデンサ
Ｃ５が接続され、一次側直列共振コンデンサＣ５の他端
は一次側アースに接地されている。これにより一次巻線
Ｎ0のリーケージインダクタンスと一次側直列共振コン
デンサＣ５により直列共振回路が形成され、メインスイ
ッチング素子Ｑ１からのスイッチング出力が、当該直列
共振回路に供給される構成となる。従ってフライバック
トランスＦＢＴは一次巻線Ｎ0に得られる共振電圧を二
次側に伝送する。
【００２２】フライバックトランスＦＢＴの二次側に
は、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、いわゆるスリット捲
き、或いは層間捲きによって分割されて巻装されてい
る。この場合、一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVとは密結合
となるように巻装されている。なお、この場合の一次巻
線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．
９５とされている。フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、一次巻線Ｎ0に発生する巻線電圧が、昇圧巻線
ＮHVと一次巻線Ｎ0との巻線比（ＮHV／Ｎ0）に応じて昇
圧された昇圧電圧が得られることになる。
は、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、いわゆるスリット捲
き、或いは層間捲きによって分割されて巻装されてい
る。この場合、一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVとは密結合
となるように巻装されている。なお、この場合の一次巻
線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．
９５とされている。フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、一次巻線Ｎ0に発生する巻線電圧が、昇圧巻線
ＮHVと一次巻線Ｎ0との巻線比（ＮHV／Ｎ0）に応じて昇
圧された昇圧電圧が得られることになる。
【００２３】この図１１に示す電源回路の場合、フライ
バックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線Ｎ
HV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した
状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されて
いる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが
平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧
整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続され
る。
バックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線Ｎ
HV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した
状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されて
いる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが
平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧
整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続され
る。
【００２４】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００２５】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHV（例えば３１．５ＫＶ）が得られ
ることになる。
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHV（例えば３１．５ＫＶ）が得られ
ることになる。
【００２６】また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対し
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した直流高
電圧ＥHVが第２制御回路１Ｂに入力される。さらに平滑
コンデンサＣOHVと二次側アース間には抵抗Ｒ３が接続
されることで平滑コンデンサＣOHVと抵抗Ｒ３の接続点
から、直流高電圧ＥHVの白ピーク信号のリップル電圧が
検出され、第２制御回路１Ｂに入力される。
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した直流高
電圧ＥHVが第２制御回路１Ｂに入力される。さらに平滑
コンデンサＣOHVと二次側アース間には抵抗Ｒ３が接続
されることで平滑コンデンサＣOHVと抵抗Ｒ３の接続点
から、直流高電圧ＥHVの白ピーク信号のリップル電圧が
検出され、第２制御回路１Ｂに入力される。
【００２７】第２制御回路１Ｂは、オペアンプＱ５、シ
ャントレギュレータＱ４を有する。上記抵抗Ｒ1，Ｒ2に
より分圧された直流高電圧ＥHVは、コンデンサＣ13で高
周波成分がカットされてオペアンプＱ５の非反転入力端
子に入力される。また上記リップル電圧は、抵抗Ｒ11、
Ｒ12を介して分圧され、コンデンサＣ11で高周波成分が
カットされ、さらにコンデンサＣ11により直流成分がカ
ットされて抵抗Ｒ13を介してオペアンプＱ５の非反転入
力端子に入力される。オペアンプ回路（Ｑ５、抵抗Ｒ1
4、Ｒ15、コンデンサＣ14）は、上記直流高電圧ＥHV及
び上記リップル電圧による入力に対する増幅を行い、そ
の出力をコントロール信号として、可変抵抗ＶＲ１、抵
抗Ｒ16、Ｒ17を介してシャントレギュレータＱ４コント
ロール端子に供給する。
ャントレギュレータＱ４を有する。上記抵抗Ｒ1，Ｒ2に
より分圧された直流高電圧ＥHVは、コンデンサＣ13で高
周波成分がカットされてオペアンプＱ５の非反転入力端
子に入力される。また上記リップル電圧は、抵抗Ｒ11、
Ｒ12を介して分圧され、コンデンサＣ11で高周波成分が
カットされ、さらにコンデンサＣ11により直流成分がカ
ットされて抵抗Ｒ13を介してオペアンプＱ５の非反転入
力端子に入力される。オペアンプ回路（Ｑ５、抵抗Ｒ1
4、Ｒ15、コンデンサＣ14）は、上記直流高電圧ＥHV及
び上記リップル電圧による入力に対する増幅を行い、そ
の出力をコントロール信号として、可変抵抗ＶＲ１、抵
抗Ｒ16、Ｒ17を介してシャントレギュレータＱ４コント
ロール端子に供給する。
【００２８】シャントレギュレータＱ４のアノードは二
次側アースに接地され、カソードはフォトカプラＰＣの
フォトダイオードのカソードに接続されている。なお、
オペアンプＱ５の動作電源及びフォトカプラＰＣのフォ
トダイオードの電流源として上記した直流出力電圧Ｅ02
が供給される。フォトカプラＰＣのフォトダイオードに
は、上記コントロール信号によりシャントレギュレータ
Ｑ４が導通されることで、抵抗Ｒ18を介して電流が流れ
る。つまり第２制御回路１Ｂは、上記直流高電圧ＥHV及
び上記リップル電圧のレベルに応じて、フォトダイオー
ドの電流が制御され、これによってフォトカプラＰＣの
フォトトランジスタの電流が可変制御されることで、発
振・制御ＩＣ２における発振周波数を制御する構成とさ
れる。そして、上記したように発振・制御ＩＣ２におけ
る発振周波数が制御されることで、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変される。この動作
によってフライバックトランスＦＢＴの二次側から出力
される直流高電圧ＥHVの安定化が図られる。
次側アースに接地され、カソードはフォトカプラＰＣの
フォトダイオードのカソードに接続されている。なお、
オペアンプＱ５の動作電源及びフォトカプラＰＣのフォ
トダイオードの電流源として上記した直流出力電圧Ｅ02
が供給される。フォトカプラＰＣのフォトダイオードに
は、上記コントロール信号によりシャントレギュレータ
Ｑ４が導通されることで、抵抗Ｒ18を介して電流が流れ
る。つまり第２制御回路１Ｂは、上記直流高電圧ＥHV及
び上記リップル電圧のレベルに応じて、フォトダイオー
ドの電流が制御され、これによってフォトカプラＰＣの
フォトトランジスタの電流が可変制御されることで、発
振・制御ＩＣ２における発振周波数を制御する構成とさ
れる。そして、上記したように発振・制御ＩＣ２におけ
る発振周波数が制御されることで、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変される。この動作
によってフライバックトランスＦＢＴの二次側から出力
される直流高電圧ＥHVの安定化が図られる。
【００２９】このように、図１１に示す電源回路では、
直流低電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、アクティブクラ
ンプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御
を行うことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
にある直流出力電圧の定電圧化を図り、また、直流高電
圧ＥHVの電圧レベルに応じて、メインスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数を制御することによって、直
流高電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。
直流低電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、アクティブクラ
ンプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御
を行うことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
にある直流出力電圧の定電圧化を図り、また、直流高電
圧ＥHVの電圧レベルに応じて、メインスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数を制御することによって、直
流高電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。
【００３０】なお、直流高電圧ＥHV、つまりアノード電
圧の安定化については、高速過渡応答特性が悪化する
と、例えば図１４のように、本来は実線で示されるよう
な長方形の白色ピーク画像を表示させたときに、これが
破線で示されるように、台形形状となるようにして歪み
が生じる。このため、高速過渡応答の第２制御回路１Ｂ
を上記のようにオペアンプＱ５及びシャントレギュレー
タＱ４を用いて構成し、直流高電圧ＥHVとリップル電圧
を検出して、発振・制御ＩＣ２を制御することで安定化
を図り、直流高電圧ＥHVの定電圧化とともに画面歪を防
止している。
圧の安定化については、高速過渡応答特性が悪化する
と、例えば図１４のように、本来は実線で示されるよう
な長方形の白色ピーク画像を表示させたときに、これが
破線で示されるように、台形形状となるようにして歪み
が生じる。このため、高速過渡応答の第２制御回路１Ｂ
を上記のようにオペアンプＱ５及びシャントレギュレー
タＱ４を用いて構成し、直流高電圧ＥHVとリップル電圧
を検出して、発振・制御ＩＣ２を制御することで安定化
を図り、直流高電圧ＥHVの定電圧化とともに画面歪を防
止している。
【００３１】図１２の波形図は、上記図１１に示した構
成による電源回路における最大負荷時の要部の動作を示
している。一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得ら
れる並列共振電圧Ｖ1は、図１２（ａ）に示すようにし
て、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴO
N1においては０レベルとなる波形が得られており、一次
側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1
のスイッチングタイミングに対応した波形となってい
る。
成による電源回路における最大負荷時の要部の動作を示
している。一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得ら
れる並列共振電圧Ｖ1は、図１２（ａ）に示すようにし
て、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴO
N1においては０レベルとなる波形が得られており、一次
側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1
のスイッチングタイミングに対応した波形となってい
る。
【００３２】また、このときにスイッチング素子Ｑ1に
流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１２（ｂ）に示すように
して、先ず、期間ＴON1開始時においてダイオードＤ１
を介して負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベ
ルに反転してコレクタ−エミッタに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図１２
（ｅ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１２（ｂ）に示すように
して、先ず、期間ＴON1開始時においてダイオードＤ１
を介して負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベ
ルに反転してコレクタ−エミッタに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図１２
（ｅ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００３３】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎ0に対しては、図１２（ｆ）に示されるようにし
て正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3
は、図１２（ｅ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波
形が得られる。これに応じて、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流は、期間ＴOF
F1内において正極性の方向により正弦波状に流れる波形
が得られるものである。
巻線Ｎ0に対しては、図１２（ｆ）に示されるようにし
て正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3
は、図１２（ｅ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波
形が得られる。これに応じて、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流は、期間ＴOF
F1内において正極性の方向により正弦波状に流れる波形
が得られるものである。
【００３４】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ２の電流Ｉ2、及び二次側に設けられる二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共
振電圧Ｖ2としては、図１２（ｇ）（ｈ）に示されるよ
うになる。二次側並列共振電圧Ｖ2は整流ダイオードＤO
1がオンとなる期間、つまり補助スイッチング素子Ｑ２
がオフとなっている期間ＴOFF2において、二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルによりクランプされ、整流ダイオー
ドＤO1がオフとなる期間、つまり補助スイッチング素子
Ｑ２がオンとなる期間ＴON2においては負極正の方向に
正弦波状にピークを有する波形となる。そして、二次巻
線Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する巻線電流Ｉ2
は、期間ＴOFF2においては正極性の方向にほぼ所定の一
定レベルが維持され、期間ＴON2においては正極性から
負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピー
クを有する波形となる。
次巻線Ｎ２の電流Ｉ2、及び二次側に設けられる二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共
振電圧Ｖ2としては、図１２（ｇ）（ｈ）に示されるよ
うになる。二次側並列共振電圧Ｖ2は整流ダイオードＤO
1がオンとなる期間、つまり補助スイッチング素子Ｑ２
がオフとなっている期間ＴOFF2において、二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルによりクランプされ、整流ダイオー
ドＤO1がオフとなる期間、つまり補助スイッチング素子
Ｑ２がオンとなる期間ＴON2においては負極正の方向に
正弦波状にピークを有する波形となる。そして、二次巻
線Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する巻線電流Ｉ2
は、期間ＴOFF2においては正極性の方向にほぼ所定の一
定レベルが維持され、期間ＴON2においては正極性から
負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピー
クを有する波形となる。
【００３５】メインスイッチング素子Ｑ１に対するスイ
ッチング制御は図１２（ｃ）（ｄ）に示される。発振・
制御ＩＣ２からの発振信号によりスイッチングされる補
助スイッチング素子Ｑ30のコレクタ−エミッタ間の電圧
Ｖ30は、当該補助スイッチング素子Ｑ30のオン／オフに
応じて図１２（ｄ）のようになる。そしてドライブトラ
ンスＣＤＴを介して生成されるメインスイッチング素子
Ｑ１のベース電流ＩBは図１２（ｃ）のようになり、こ
れによりメインスイッチング素子Ｑ１がスイッチングさ
れる。そして上述したように第２制御回路１Ｂの動作に
応じて発振・制御ＩＣ２の発振周波数が制御されること
で、メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数
が変化され、直流高電圧ＥHVの安定化が図られる。
ッチング制御は図１２（ｃ）（ｄ）に示される。発振・
制御ＩＣ２からの発振信号によりスイッチングされる補
助スイッチング素子Ｑ30のコレクタ−エミッタ間の電圧
Ｖ30は、当該補助スイッチング素子Ｑ30のオン／オフに
応じて図１２（ｄ）のようになる。そしてドライブトラ
ンスＣＤＴを介して生成されるメインスイッチング素子
Ｑ１のベース電流ＩBは図１２（ｃ）のようになり、こ
れによりメインスイッチング素子Ｑ１がスイッチングさ
れる。そして上述したように第２制御回路１Ｂの動作に
応じて発振・制御ＩＣ２の発振周波数が制御されること
で、メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数
が変化され、直流高電圧ＥHVの安定化が図られる。
【００３６】図１３は、高圧負荷電流ＩHVが０ｍＡ〜３
ｍＡまで変動した場合の、スイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング周波数ｆｓと、補助スイッチング素子Ｑ２の導
通角の制御特性である。
ｍＡまで変動した場合の、スイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング周波数ｆｓと、補助スイッチング素子Ｑ２の導
通角の制御特性である。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図１１
のような電源回路では次のような問題がある。直流高電
圧ＥHVの安定化のためのスイッチング素子Ｑ１のスイッ
チング制御は、画面歪みを防止するために高速過渡応答
の制御特性を得ることが必要であるため、発振・制御Ｉ
Ｃ２による他励発振回路構成をとっている。このため、
発振・制御ＩＣ２及び当該ＩＣの外付け部品、バッファ
回路３、ドライブトランスＣＤＴや補助スイッチング素
子Ｑ30等によるドライブ回路などが必要で構成部品点数
がかなり多くなる。従って材料費の増大、プリント基板
マウント加工費の増加などコスト的な欠点が生じると共
に、マウント面積の増加により小型化にも不利となる。
のような電源回路では次のような問題がある。直流高電
圧ＥHVの安定化のためのスイッチング素子Ｑ１のスイッ
チング制御は、画面歪みを防止するために高速過渡応答
の制御特性を得ることが必要であるため、発振・制御Ｉ
Ｃ２による他励発振回路構成をとっている。このため、
発振・制御ＩＣ２及び当該ＩＣの外付け部品、バッファ
回路３、ドライブトランスＣＤＴや補助スイッチング素
子Ｑ30等によるドライブ回路などが必要で構成部品点数
がかなり多くなる。従って材料費の増大、プリント基板
マウント加工費の増加などコスト的な欠点が生じると共
に、マウント面積の増加により小型化にも不利となる。
【００３８】また発振・制御ＩＣ２とバッファ回路３を
の消費電力は０．５Ｗ必要であり、またドライブトラン
スＣＤＴや補助スイッチング素子Ｑ30等によるドライブ
回路の消費電力は０．９５Ｗ必要である。これらの消費
電力として１．４５Ｗを供給するためには交流入力電力
が１．６Ｗ必要となる。これによってＡＣ／ＤＣ電力変
換効率が１％低下する。
の消費電力は０．５Ｗ必要であり、またドライブトラン
スＣＤＴや補助スイッチング素子Ｑ30等によるドライブ
回路の消費電力は０．９５Ｗ必要である。これらの消費
電力として１．４５Ｗを供給するためには交流入力電力
が１．６Ｗ必要となる。これによってＡＣ／ＤＣ電力変
換効率が１％低下する。
【００３９】また図１１の構成の場合、スイッチング素
子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間のダンパーダイオードＤ
１としては、１５００Ｖ耐圧のものが必要となる。さら
に起動抵抗Ｒｓとしては３Ｗ定格品が必要となる。これ
らはコストアップを促す。
子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間のダンパーダイオードＤ
１としては、１５００Ｖ耐圧のものが必要となる。さら
に起動抵抗Ｒｓとしては３Ｗ定格品が必要となる。これ
らはコストアップを促す。
【００４０】またドライブトランスＣＤＴの一次巻線Ｎ
Eは巻数が多くなるため、ドライブトランスＣＤＴの小
型軽量化は困難である。これも回路構成の小型化に不利
となる。
Eは巻数が多くなるため、ドライブトランスＣＤＴの小
型軽量化は困難である。これも回路構成の小型化に不利
となる。
【００４１】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。即ち、直流入力電圧を断続して出力するた
めのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
チング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次
巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次
巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記一次巻
線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され上記ス
イッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けら
れる一次側並列共振回路と、上記二次巻線と二次側共振
コンデンサとにより形成される二次側共振回路と、上記
二次側共振回路に得られる交番電圧について整流動作を
行うことで、直流低電圧を得るように構成された直流低
電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻
線に得られる上記スイッチング手段の出力が分岐して高
圧用一次巻線に入力され、この高圧用一次巻線の入力を
二次側の昇圧巻線に伝送することで、二次側から所定レ
ベルに昇圧された高圧電圧を得るようにされた高圧発生
トランスと、上記高圧発生トランスの二次側に得られる
高圧電圧について整流動作を行うことで、直流高電圧を
得るようにされる直流高電圧生成手段と、閉磁路磁心に
巻装される検出巻線と駆動巻線と制御巻線とを備え上記
検出巻線が上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に直
列接続されることで上記スイッチング手段の出力を上記
駆動巻線に伝送すると共に、上記制御巻線に印加される
電圧により上記駆動巻線を制御するドライブトランス
と、上記ドライブトランスの上記駆動巻線とコンデンサ
による直列共振回路として構成され、上記メインスイッ
チング素子に対してスイッチング駆動信号を印加してス
イッチング動作をさせるスイッチング駆動手段と、上記
ドライブトランスの制御巻線に並列に接続される、コン
デンサと導通制御素子との直列回路と、上記直流高電圧
のレベルに応じて上記導通制御素子を制御することで、
上記ドライブトランスを介して上記メインスイッチング
素子のスイッチング周波数を可変制御し、上記直流高電
圧を安定化する直流高電圧安定化制御手段と、を備える
ようにする。
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。即ち、直流入力電圧を断続して出力するた
めのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
チング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次
巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次
巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記一次巻
線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され上記ス
イッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けら
れる一次側並列共振回路と、上記二次巻線と二次側共振
コンデンサとにより形成される二次側共振回路と、上記
二次側共振回路に得られる交番電圧について整流動作を
行うことで、直流低電圧を得るように構成された直流低
電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻
線に得られる上記スイッチング手段の出力が分岐して高
圧用一次巻線に入力され、この高圧用一次巻線の入力を
二次側の昇圧巻線に伝送することで、二次側から所定レ
ベルに昇圧された高圧電圧を得るようにされた高圧発生
トランスと、上記高圧発生トランスの二次側に得られる
高圧電圧について整流動作を行うことで、直流高電圧を
得るようにされる直流高電圧生成手段と、閉磁路磁心に
巻装される検出巻線と駆動巻線と制御巻線とを備え上記
検出巻線が上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に直
列接続されることで上記スイッチング手段の出力を上記
駆動巻線に伝送すると共に、上記制御巻線に印加される
電圧により上記駆動巻線を制御するドライブトランス
と、上記ドライブトランスの上記駆動巻線とコンデンサ
による直列共振回路として構成され、上記メインスイッ
チング素子に対してスイッチング駆動信号を印加してス
イッチング動作をさせるスイッチング駆動手段と、上記
ドライブトランスの制御巻線に並列に接続される、コン
デンサと導通制御素子との直列回路と、上記直流高電圧
のレベルに応じて上記導通制御素子を制御することで、
上記ドライブトランスを介して上記メインスイッチング
素子のスイッチング周波数を可変制御し、上記直流高電
圧を安定化する直流高電圧安定化制御手段と、を備える
ようにする。
【００４２】また本発明のスイッチング電源回路は、上
記同様のスイッチング手段、絶縁コンバータトランス、
一次側並列共振回路、二次側共振回路、直流低電圧生成
手段、高圧発生トランス、直流高電圧生成手段、スイッ
チング駆動手段とを備えると共に、磁心に巻装される検
出巻線と駆動巻線とを備え、上記検出巻線が上記絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線に直列接続されることで上
記スイッチング手段の出力を上記駆動巻線に伝送するド
ライブトランスと、上記メインスイッチング素子に接続
される、コンデンサと導通制御素子との直列回路と、上
記直流高電圧のレベルに応じて上記導通制御素子を制御
することで、上記メインスイッチング素子のスイッチン
グ周波数を可変制御し、上記直流高電圧を安定化する直
流高電圧安定化制御手段と、を備えるようにする。
記同様のスイッチング手段、絶縁コンバータトランス、
一次側並列共振回路、二次側共振回路、直流低電圧生成
手段、高圧発生トランス、直流高電圧生成手段、スイッ
チング駆動手段とを備えると共に、磁心に巻装される検
出巻線と駆動巻線とを備え、上記検出巻線が上記絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線に直列接続されることで上
記スイッチング手段の出力を上記駆動巻線に伝送するド
ライブトランスと、上記メインスイッチング素子に接続
される、コンデンサと導通制御素子との直列回路と、上
記直流高電圧のレベルに応じて上記導通制御素子を制御
することで、上記メインスイッチング素子のスイッチン
グ周波数を可変制御し、上記直流高電圧を安定化する直
流高電圧安定化制御手段と、を備えるようにする。
【００４３】また、上記各構成において、さらに、少な
くとも二次側クランプコンデンサと二次側補助スイッチ
ング素子との直列接続回路からなり、この直列接続回路
が上記二次側共振回路に対して並列に接続される二次側
アクティブクランプ手段と、上記直流低電圧生成手段に
より生成される電圧レベルに応じて上記二次側補助スイ
ッチング素子の導通角制御を行うことで、上記直流低電
圧を安定化する直流低電圧安定化制御手段とを備える。
また上記各構成において、上記高圧発生トランスの一次
側動作を共振動作とするために、上記高圧発生トランス
の上記高圧用一次巻線に対して直列に直列共振コンデン
サを接続する。
くとも二次側クランプコンデンサと二次側補助スイッチ
ング素子との直列接続回路からなり、この直列接続回路
が上記二次側共振回路に対して並列に接続される二次側
アクティブクランプ手段と、上記直流低電圧生成手段に
より生成される電圧レベルに応じて上記二次側補助スイ
ッチング素子の導通角制御を行うことで、上記直流低電
圧を安定化する直流低電圧安定化制御手段とを備える。
また上記各構成において、上記高圧発生トランスの一次
側動作を共振動作とするために、上記高圧発生トランス
の上記高圧用一次巻線に対して直列に直列共振コンデン
サを接続する。
【００４４】上記の本発明によれば、一次側が一石構成
の電圧共振形コンバータとされ、二次側に電圧共振回路
或いは電流共振回路を備えた複合共振形コンバータの構
成を採って、直流低電圧を得るようにし、さらにこの複
合共振形コンバータにフライバックトランスを結合して
高圧レギュレータ回路を構成し、直流高電圧を得るよう
にした、テレビジョン受像器用に好適なスイッチング電
源回路が形成される。そしてメインスイッチング素子の
駆動はドライブトランスによる自励発振駆動回路により
行う。ドライブトランスには一次電流検出巻線と駆動巻
線と制御巻線が巻回されているが、制御巻線に対して並
列に、コンデンサと導通制御素子との直列回路が接続さ
れていることで、導通制御素子の導通角制御によりメイ
ンスイッチング素子のスイッチング周波数が制御される
ことになる。
の電圧共振形コンバータとされ、二次側に電圧共振回路
或いは電流共振回路を備えた複合共振形コンバータの構
成を採って、直流低電圧を得るようにし、さらにこの複
合共振形コンバータにフライバックトランスを結合して
高圧レギュレータ回路を構成し、直流高電圧を得るよう
にした、テレビジョン受像器用に好適なスイッチング電
源回路が形成される。そしてメインスイッチング素子の
駆動はドライブトランスによる自励発振駆動回路により
行う。ドライブトランスには一次電流検出巻線と駆動巻
線と制御巻線が巻回されているが、制御巻線に対して並
列に、コンデンサと導通制御素子との直列回路が接続さ
れていることで、導通制御素子の導通角制御によりメイ
ンスイッチング素子のスイッチング周波数が制御される
ことになる。
【００４５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態のスイ
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共
に、二次側には電圧共振或いは電流共振回路を備えた複
合共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採
る。また、この図に示される電源回路は、ディスプレイ
デバイスとしてＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョ
ン受像機、モニタディスプレイ装置、プロジェクタ装置
などに搭載されるものである。
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共
に、二次側には電圧共振或いは電流共振回路を備えた複
合共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採
る。また、この図に示される電源回路は、ディスプレイ
デバイスとしてＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョ
ン受像機、モニタディスプレイ装置、プロジェクタ装置
などに搭載されるものである。
【００４６】図１は、本発明の第１の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
に示される電源回路においては、先ず、商用交流電源Ａ
Ｃに対して、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コン
デンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接続
することで、倍電圧整流回路を形成している。この倍電
圧整流回路は、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−
Ｃｉ2の両端に交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流
平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する。本実施の形
態において、このようにして交流入力電圧ＶACの２倍に
対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るようにしているのは、
後述するようにして、高圧発生回路４０によって、所要
レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、効率を向上させ
るには、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルとして
１０００Ｖ程度が必要であるため、電圧共振形コンバー
タへの入力電圧レベルとしても相応の高レベルが必要と
されることに依る。
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
に示される電源回路においては、先ず、商用交流電源Ａ
Ｃに対して、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コン
デンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接続
することで、倍電圧整流回路を形成している。この倍電
圧整流回路は、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−
Ｃｉ2の両端に交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流
平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する。本実施の形
態において、このようにして交流入力電圧ＶACの２倍に
対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るようにしているのは、
後述するようにして、高圧発生回路４０によって、所要
レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、効率を向上させ
るには、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルとして
１０００Ｖ程度が必要であるため、電圧共振形コンバー
タへの入力電圧レベルとしても相応の高レベルが必要と
されることに依る。
【００４７】上記直流入力電圧を入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。
【００４８】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
スに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉ2の負極
（１次側アース）間には低速リカバリ型のダンパーダイ
オードＤD1が接続される。このダンパーダイオードＤD1
はメインスイッチング素子Ｑ１のオフ時に導通し、オフ
期間後にダンパーダイオードＤD1からメインスイッチン
グ素子Ｑ1のベース−コレクタを介してダンパー電流が
流れるようにする。メインスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装
される一次巻線Ｎ1及び検出巻線ＮAを介して、直流入力
電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインと接続され、エミッ
タは一次側アースに接地される。
スに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉ2の負極
（１次側アース）間には低速リカバリ型のダンパーダイ
オードＤD1が接続される。このダンパーダイオードＤD1
はメインスイッチング素子Ｑ１のオフ時に導通し、オフ
期間後にダンパーダイオードＤD1からメインスイッチン
グ素子Ｑ1のベース−コレクタを介してダンパー電流が
流れるようにする。メインスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装
される一次巻線Ｎ1及び検出巻線ＮAを介して、直流入力
電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインと接続され、エミッ
タは一次側アースに接地される。
【００４９】上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００５０】ドライブトランスＣＤＴは、検出巻線Ｎ
A、駆動巻線ＮB、制御巻線ＮCが巻装される。検出巻線
ＮAは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と
直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインの間に挿入
される。駆動巻線ＮBは上記のように自励発振駆動用の
直列共振回路を形成する要素となる。駆動巻線ＮBの他
端は一次側アースに接地される。制御巻線ＮCは、一端
が二次側アースに接地され、他端はコンデンサＣ４と低
耐圧小容量のＭＯＳ−ＦＥＴによる導通制御素子Ｑ３と
の直列回路に対して接続される。また導通制御素子（Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ３のドレイン−ソース間に対して並列
にクランプダイオードＤD3が接続される。なお、クラン
プダイオードＤD3としては、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）に
部品として内蔵されている、いわゆるボディダイオード
が使用される。ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のソースは二次
側アースに接地される。
A、駆動巻線ＮB、制御巻線ＮCが巻装される。検出巻線
ＮAは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と
直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインの間に挿入
される。駆動巻線ＮBは上記のように自励発振駆動用の
直列共振回路を形成する要素となる。駆動巻線ＮBの他
端は一次側アースに接地される。制御巻線ＮCは、一端
が二次側アースに接地され、他端はコンデンサＣ４と低
耐圧小容量のＭＯＳ−ＦＥＴによる導通制御素子Ｑ３と
の直列回路に対して接続される。また導通制御素子（Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ３のドレイン−ソース間に対して並列
にクランプダイオードＤD3が接続される。なお、クラン
プダイオードＤD3としては、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）に
部品として内蔵されている、いわゆるボディダイオード
が使用される。ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のソースは二次
側アースに接地される。
【００５１】この導通制御素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ
（Ｑ３）に対しては、後述する第２制御回路１Ｂから制
御電流が供給され、この制御電流が抵抗Ｒ５，Ｒ４によ
ってゲート電圧とされてゲートに印加される。ゲート電
圧が変化されることでことでＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）の
導通角が変化する。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）の導
通角変化によって電流ＩQ3が制御され、ドライブトラン
スＣＤＴの制御巻線ＮCを介して、駆動巻線ＮBと直列共
振コンデンサＣBから成る直列共振回路の共振周波数を
変化させる作用を為す。つまりＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）
のゲート電圧制御によって、メインスイッチング素子Ｑ
１のオフ期間は一定でオン期間が変化するベース電流Ｉ
B1を供給することが可能となり、即ちメインスイッチン
グ素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御される。
（Ｑ３）に対しては、後述する第２制御回路１Ｂから制
御電流が供給され、この制御電流が抵抗Ｒ５，Ｒ４によ
ってゲート電圧とされてゲートに印加される。ゲート電
圧が変化されることでことでＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）の
導通角が変化する。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）の導
通角変化によって電流ＩQ3が制御され、ドライブトラン
スＣＤＴの制御巻線ＮCを介して、駆動巻線ＮBと直列共
振コンデンサＣBから成る直列共振回路の共振周波数を
変化させる作用を為す。つまりＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）
のゲート電圧制御によって、メインスイッチング素子Ｑ
１のオフ期間は一定でオン期間が変化するベース電流Ｉ
B1を供給することが可能となり、即ちメインスイッチン
グ素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御される。
【００５２】ドライブトランスＣＤＴとしては、閉磁路
磁心として、例えば図３に示すようなＥＩ−１２型フェ
ライト磁心によるものか、或いは図４に示すようなアモ
ルファス磁心によるものを採用できる。図３の場合は、
Ｉ型コア１０１とＥ型コア１０２を図のように配する。
そしてＥ型コア１０２の中央磁脚１０３に検出巻線ＮA
と駆動巻線ＮBと制御巻線ＮCをそれぞれ巻装することで
形成される。このとき、制御巻線ＮCは、検出巻線ＮA及
び駆動巻線ＮBとの間に絶縁距離を確保することで、一
次側と絶縁する。図４の場合は、アモルファス磁心１１
０に対して、３重絶縁線として、検出巻線ＮAと駆動巻
線ＮBと制御巻線ＮCをそれぞれ図示するように巻装し、
制御巻線ＮCについては一次側との絶縁を確保する。こ
の図３又は図４のようなドライブトランスＣＤＴは巻数
が少なく小型軽量化が可能となる。
磁心として、例えば図３に示すようなＥＩ−１２型フェ
ライト磁心によるものか、或いは図４に示すようなアモ
ルファス磁心によるものを採用できる。図３の場合は、
Ｉ型コア１０１とＥ型コア１０２を図のように配する。
そしてＥ型コア１０２の中央磁脚１０３に検出巻線ＮA
と駆動巻線ＮBと制御巻線ＮCをそれぞれ巻装することで
形成される。このとき、制御巻線ＮCは、検出巻線ＮA及
び駆動巻線ＮBとの間に絶縁距離を確保することで、一
次側と絶縁する。図４の場合は、アモルファス磁心１１
０に対して、３重絶縁線として、検出巻線ＮAと駆動巻
線ＮBと制御巻線ＮCをそれぞれ図示するように巻装し、
制御巻線ＮCについては一次側との絶縁を確保する。こ
の図３又は図４のようなドライブトランスＣＤＴは巻数
が少なく小型軽量化が可能となる。
【００５３】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、図５に示すように、例えばフェライト材によるＥ型
コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装され
る。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧ
を形成するようにしている。これによって、所要の結合
係数による疎結合が得られる。ギャップＧは、Ｅ型コア
ＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも
短くすることで形成することが出来る。また、結合係数
ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を得
るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいよ
うにしている。
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、図５に示すように、例えばフェライト材によるＥ型
コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装され
る。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧ
を形成するようにしている。これによって、所要の結合
係数による疎結合が得られる。ギャップＧは、Ｅ型コア
ＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも
短くすることで形成することが出来る。また、結合係数
ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を得
るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいよ
うにしている。
【００５４】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端は、図１に示すようにメインスイッチング素
子Ｑ1のコレクタに接続され、他端は検出巻線ＮAの直列
接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次
巻線Ｎ2が巻装されている。
Ｎ1の一端は、図１に示すようにメインスイッチング素
子Ｑ1のコレクタに接続され、他端は検出巻線ＮAの直列
接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次
巻線Ｎ2が巻装されている。
【００５５】この場合、二次巻線Ｎ2の一端は二次側ア
ースに接続され、その他端は整流ダイオードＤO1のアノ
ードに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と
平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によっ
て、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ（例えば１３
５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1を得
るようにしている。
ースに接続され、その他端は整流ダイオードＤO1のアノ
ードに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と
平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によっ
て、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ（例えば１３
５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1を得
るようにしている。
【００５６】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベル（例えば１５Ｖ）の二次側直流出力電圧ＥO2
を得るようにもされている。この二次側直流出力電圧Ｅ
O2は、例えば垂直偏向回路系に用いられる。
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベル（例えば１５Ｖ）の二次側直流出力電圧ＥO2
を得るようにもされている。この二次側直流出力電圧Ｅ
O2は、例えば垂直偏向回路系に用いられる。
【００５７】なお、実際としては、他の各種回路系に供
給するための所要のレベルの二次側直流出力電圧が生成
されるようにしても構わないものであり、例えばビデオ
出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系（７．
５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための二次側
直流出力電圧を得るようにしても構わないものである。
給するための所要のレベルの二次側直流出力電圧が生成
されるようにしても構わないものであり、例えばビデオ
出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系（７．
５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための二次側
直流出力電圧を得るようにしても構わないものである。
【００５８】そして、この二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されている。
この場合、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2
と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと
によって二次側並列共振回路が形成される。これによっ
て、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧となり、二
次側において電圧共振動作が得られる。即ち、本実施の
形態の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするた
めの並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作
を得るための並列共振回路が備えられた、複合共振形ス
イッチングコンバータを形成しているものである。
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されている。
この場合、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2
と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと
によって二次側並列共振回路が形成される。これによっ
て、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧となり、二
次側において電圧共振動作が得られる。即ち、本実施の
形態の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするた
めの並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作
を得るための並列共振回路が備えられた、複合共振形ス
イッチングコンバータを形成しているものである。
【００５９】また、上記二次側並列共振回路に対しては
二次側アクティブクランプ回路１１が設けられる。二次
側アクティブクランプ回路１１は、補助スイッチング素
子Ｑ２，クランプコンデンサＣCL2，クランプダイオー
ドＤD2を備えている。補助スイッチング素子Ｑ2につい
てはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、クランプダイオードＤ
D2にはボディダイオードが用いられる。
二次側アクティブクランプ回路１１が設けられる。二次
側アクティブクランプ回路１１は、補助スイッチング素
子Ｑ２，クランプコンデンサＣCL2，クランプダイオー
ドＤD2を備えている。補助スイッチング素子Ｑ2につい
てはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、クランプダイオードＤ
D2にはボディダイオードが用いられる。
【００６０】また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動す
るための駆動回路系は、二次巻線Ｎ2を巻き上げるよう
にして二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、抵抗
Ｒｇ−コンデンサＣｇを接続したＬＣＲ直列共振回路を
接続することで形成される。
るための駆動回路系は、二次巻線Ｎ2を巻き上げるよう
にして二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、抵抗
Ｒｇ−コンデンサＣｇを接続したＬＣＲ直列共振回路を
接続することで形成される。
【００６１】また、巻方向の関係から二次巻線Ｎ2と駆
動巻線Ｎgとでは、逆極性の交番電圧が得られることか
ら、補助スイッチング素子Ｑ２と二次側整流ダイオード
は、ほぼ交互となるオン／オフタイミングによってスイ
ッチング動作を行うようにされる。なお、補助スイッチ
ング素子Ｑ２と二次側整流ダイオードについてのスイッ
チング周波数としては、一次側電圧共振形コンバータの
スイッチング出力が絶縁コンバータトランスＰＩＴを介
して二次側に伝送されてくる関係上、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数に対応したものとな
る。
動巻線Ｎgとでは、逆極性の交番電圧が得られることか
ら、補助スイッチング素子Ｑ２と二次側整流ダイオード
は、ほぼ交互となるオン／オフタイミングによってスイ
ッチング動作を行うようにされる。なお、補助スイッチ
ング素子Ｑ２と二次側整流ダイオードについてのスイッ
チング周波数としては、一次側電圧共振形コンバータの
スイッチング出力が絶縁コンバータトランスＰＩＴを介
して二次側に伝送されてくる関係上、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数に対応したものとな
る。
【００６２】補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはク
ランプコンデンサＣCL2を介して、二次巻線Ｎ2と整流ダ
イオードＤ01の接続点に接続される。補助スイッチング
素子Ｑ２のソースは二次側アースに対して接地される。
また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが補助
スイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、カソードが
補助スイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されること
で、補助スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間に流れ
るクランプ電流の経路を形成するようにしている。この
ように、本実施の形態の二次側アクティブクランプ回路
１１としては、補助スイッチング素子Ｑ２及びクランプ
ダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、ク
ランプコンデンサＣCL2を直列に接続して成るものとさ
れる。そして、このようにして形成される回路を二次巻
線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並
列共振回路に対して、さらに並列に接続して構成される
ものである。
ランプコンデンサＣCL2を介して、二次巻線Ｎ2と整流ダ
イオードＤ01の接続点に接続される。補助スイッチング
素子Ｑ２のソースは二次側アースに対して接地される。
また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが補助
スイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、カソードが
補助スイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されること
で、補助スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間に流れ
るクランプ電流の経路を形成するようにしている。この
ように、本実施の形態の二次側アクティブクランプ回路
１１としては、補助スイッチング素子Ｑ２及びクランプ
ダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、ク
ランプコンデンサＣCL2を直列に接続して成るものとさ
れる。そして、このようにして形成される回路を二次巻
線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並
列共振回路に対して、さらに並列に接続して構成される
ものである。
【００６３】補助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、第
１制御回路１Ａとも接続されている。この場合、第１制
御回路１Ａに対しては、検出電圧として二次側直流出力
電圧ＥO1、Ｅ02が入力される。第１制御回路１Ａは、入
力された二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02のレベル変化に
応じて、そのレベルを可変した制御電圧を印加する。こ
れにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、ゲート閾値電
圧（バイアス）が可変されることになって、１スイッチ
ング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御され
る、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチ
ング動作が行われるものとされる。
１制御回路１Ａとも接続されている。この場合、第１制
御回路１Ａに対しては、検出電圧として二次側直流出力
電圧ＥO1、Ｅ02が入力される。第１制御回路１Ａは、入
力された二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02のレベル変化に
応じて、そのレベルを可変した制御電圧を印加する。こ
れにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、ゲート閾値電
圧（バイアス）が可変されることになって、１スイッチ
ング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御され
る、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチ
ング動作が行われるものとされる。
【００６４】そして、直流出力電圧（直流低電圧）Ｅ0
1、Ｅ02に応じて補助スイッチング素子Ｑ3についてのオ
ン期間が可変されるが、図１に示す回路構成の場合、オ
ン期間においてスイッチング回路（Ｑ２//ＤD2）が導通
してクランプコンデンサＣCL2に電流が流れることによ
っては、二次側並列共振コンデンサＣ2に流入して充電
されるべき電流がクランプコンデンサＣCL2に流れるこ
とになるもので、この動作によって、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2の
ピークレベルを抑制してクランプするようにされる。従
って、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が可変制御さ
れてクランプコンデンサＣCL2に流れる電流量が可変さ
れれば、二次側並列共振コンデンサＣ2における充電電
流量が可変されることになって二次側並列共振電圧Ｖ2
のクランプレベルも変化する。このようにして二次側並
列共振電圧Ｖ2のレベルが変化することで、平滑コンデ
ンサＣO1、Ｃ02に流入する整流電流レベルが変化するこ
ととなって、結果的には、二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ
02のレベルを可変制御する動作が得られる。そして、こ
のような動作によって、低圧二次側直流出力電圧の安定
化が図られるものである。
1、Ｅ02に応じて補助スイッチング素子Ｑ3についてのオ
ン期間が可変されるが、図１に示す回路構成の場合、オ
ン期間においてスイッチング回路（Ｑ２//ＤD2）が導通
してクランプコンデンサＣCL2に電流が流れることによ
っては、二次側並列共振コンデンサＣ2に流入して充電
されるべき電流がクランプコンデンサＣCL2に流れるこ
とになるもので、この動作によって、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2の
ピークレベルを抑制してクランプするようにされる。従
って、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が可変制御さ
れてクランプコンデンサＣCL2に流れる電流量が可変さ
れれば、二次側並列共振コンデンサＣ2における充電電
流量が可変されることになって二次側並列共振電圧Ｖ2
のクランプレベルも変化する。このようにして二次側並
列共振電圧Ｖ2のレベルが変化することで、平滑コンデ
ンサＣO1、Ｃ02に流入する整流電流レベルが変化するこ
ととなって、結果的には、二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ
02のレベルを可変制御する動作が得られる。そして、こ
のような動作によって、低圧二次側直流出力電圧の安定
化が図られるものである。
【００６５】高圧発生回路４０は、フライバックトラン
スＦＢＴと高圧整流回路によって構成されており、フラ
イバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ0に得られる巻線
電圧を利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに
対応した直流高電圧を生成する。このため、フライバッ
クトランスＦＢＴの二次側には、４組〜５組の昇圧巻線
ＮHVが、後述するようにしていわゆるスリット捲き、或
いは層間捲きによって分割されて巻装されている。この
場合、一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVとは密結合となるよ
うに巻装されている。なお、この場合の一次巻線Ｎ0と
昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．９５とさ
れている。
スＦＢＴと高圧整流回路によって構成されており、フラ
イバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ0に得られる巻線
電圧を利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに
対応した直流高電圧を生成する。このため、フライバッ
クトランスＦＢＴの二次側には、４組〜５組の昇圧巻線
ＮHVが、後述するようにしていわゆるスリット捲き、或
いは層間捲きによって分割されて巻装されている。この
場合、一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVとは密結合となるよ
うに巻装されている。なお、この場合の一次巻線Ｎ0と
昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．９５とさ
れている。
【００６６】一次巻線Ｎ0の一端はメインスイッチング
素子Ｑ１のエミッタに接続される。また一次巻線Ｎ0の
他端には一次側直列共振コンデンサＣ５が接続され、一
次側直列共振コンデンサＣ５の他端は一次側アースに接
地されている。これにより一次巻線Ｎ0のリーケージイ
ンダクタンスと一次側直列共振コンデンサＣ５により直
列共振回路が形成され、メインスイッチング素子Ｑ１か
らのスイッチング出力が、当該直列共振回路に供給され
る構成となる。従ってフライバックトランスＦＢＴは一
次巻線Ｎ0に得られる共振電圧を二次側に伝送する。フ
ライバックトランスＦＢＴの二次側には、一次巻線Ｎ0
に発生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次巻線Ｎ0
との巻線比（ＮHV／Ｎ0）に応じて昇圧された昇圧電圧
が得られることになる。
素子Ｑ１のエミッタに接続される。また一次巻線Ｎ0の
他端には一次側直列共振コンデンサＣ５が接続され、一
次側直列共振コンデンサＣ５の他端は一次側アースに接
地されている。これにより一次巻線Ｎ0のリーケージイ
ンダクタンスと一次側直列共振コンデンサＣ５により直
列共振回路が形成され、メインスイッチング素子Ｑ１か
らのスイッチング出力が、当該直列共振回路に供給され
る構成となる。従ってフライバックトランスＦＢＴは一
次巻線Ｎ0に得られる共振電圧を二次側に伝送する。フ
ライバックトランスＦＢＴの二次側には、一次巻線Ｎ0
に発生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次巻線Ｎ0
との巻線比（ＮHV／Ｎ0）に応じて昇圧された昇圧電圧
が得られることになる。
【００６７】この図１に示す電源回路の場合、フライバ
ックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
ックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
【００６８】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００６９】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHV（例えば３１．５ＫＶ）が得られ
ることになる。
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHV（例えば３１．５ＫＶ）が得られ
ることになる。
【００７０】また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対し
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した直流高
電圧ＥHVが第２制御回路１Ｂに入力される。さらに平滑
コンデンサＣOHVと二次側アース間には抵抗Ｒ３が接続
されることで平滑コンデンサＣOHVと抵抗Ｒ３の接続点
から、直流高電圧ＥHVの白ピーク信号のリップル電圧が
検出され、第２制御回路１Ｂに入力される。
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した直流高
電圧ＥHVが第２制御回路１Ｂに入力される。さらに平滑
コンデンサＣOHVと二次側アース間には抵抗Ｒ３が接続
されることで平滑コンデンサＣOHVと抵抗Ｒ３の接続点
から、直流高電圧ＥHVの白ピーク信号のリップル電圧が
検出され、第２制御回路１Ｂに入力される。
【００７１】第２制御回路１Ｂは、高速過渡応答の制御
回路として、オペアンプＱ５、シャントレギュレータＱ
４を有する。上記抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧された直流高
電圧ＥHVは、コンデンサＣ13で高周波成分がカットされ
てオペアンプＱ５の非反転入力端子に入力される。また
上記リップル電圧は、抵抗Ｒ11、Ｒ12を介して分圧さ
れ、コンデンサＣ11で高周波成分がカットされ、さらに
コンデンサＣ11により直流成分がカットされて抵抗Ｒ13
を介してオペアンプＱ５の非反転入力端子に入力され
る。オペアンプ回路（Ｑ５、抵抗Ｒ14、Ｒ15、コンデン
サＣ14）は、上記直流高電圧ＥHV及び上記リップル電圧
による入力に対する増幅を行い、その出力をコントロー
ル信号として、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ16、Ｒ17を介し
てシャントレギュレータＱ４コントロール端子に供給す
る。
回路として、オペアンプＱ５、シャントレギュレータＱ
４を有する。上記抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧された直流高
電圧ＥHVは、コンデンサＣ13で高周波成分がカットされ
てオペアンプＱ５の非反転入力端子に入力される。また
上記リップル電圧は、抵抗Ｒ11、Ｒ12を介して分圧さ
れ、コンデンサＣ11で高周波成分がカットされ、さらに
コンデンサＣ11により直流成分がカットされて抵抗Ｒ13
を介してオペアンプＱ５の非反転入力端子に入力され
る。オペアンプ回路（Ｑ５、抵抗Ｒ14、Ｒ15、コンデン
サＣ14）は、上記直流高電圧ＥHV及び上記リップル電圧
による入力に対する増幅を行い、その出力をコントロー
ル信号として、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ16、Ｒ17を介し
てシャントレギュレータＱ４コントロール端子に供給す
る。
【００７２】シャントレギュレータＱ４のアノードは二
次側アースに接地され、カソードは抵抗Ｒ19を介して極
性反転増幅器としてのトランジスタＱ６のベースに接続
される。なお、オペアンプＱ５の動作電源、トランジス
タＱ６，シャントレギュレータＱ４の電流源として上記
した直流出力電圧Ｅ02が供給される。そして、上記コン
トロール信号によりシャントレギュレータＱ４が導通さ
れることで、抵抗Ｒ18を介して電流が流れる。つまりト
ランジスタＱ６にはシャントレギュレータＱ４の導通に
応じてベース電流が与えられることになり、トランジス
タＱ６のコレクタ電流が抵抗Ｒ５，Ｒ４を介してＭＯＳ
−ＦＥＴ（Ｑ３）に対するゲート電圧として印加され
る。
次側アースに接地され、カソードは抵抗Ｒ19を介して極
性反転増幅器としてのトランジスタＱ６のベースに接続
される。なお、オペアンプＱ５の動作電源、トランジス
タＱ６，シャントレギュレータＱ４の電流源として上記
した直流出力電圧Ｅ02が供給される。そして、上記コン
トロール信号によりシャントレギュレータＱ４が導通さ
れることで、抵抗Ｒ18を介して電流が流れる。つまりト
ランジスタＱ６にはシャントレギュレータＱ４の導通に
応じてベース電流が与えられることになり、トランジス
タＱ６のコレクタ電流が抵抗Ｒ５，Ｒ４を介してＭＯＳ
−ＦＥＴ（Ｑ３）に対するゲート電圧として印加され
る。
【００７３】つまり第２制御回路１Ｂは、上記直流高電
圧ＥHV及び上記リップル電圧のレベルに応じて、ＭＯＳ
−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧を可変制御し、これによ
って上述したようにメインスイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング周波数が制御されることになる。この動作によ
ってフライバックトランスＦＢＴの二次側から出力され
る直流高電圧ＥHVの安定化が図られる。
圧ＥHV及び上記リップル電圧のレベルに応じて、ＭＯＳ
−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧を可変制御し、これによ
って上述したようにメインスイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング周波数が制御されることになる。この動作によ
ってフライバックトランスＦＢＴの二次側から出力され
る直流高電圧ＥHVの安定化が図られる。
【００７４】このように、図１に示す電源回路では、直
流低電圧ＥO1、Ｅ02の電圧レベルに応じて、アクティブ
クランプ回路１１の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角
制御を行うことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側にある直流出力電圧ＥO1、Ｅ02の定電圧化を図り、
また、直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて、メインス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を制御するこ
とによって、直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るようにし
ている。
流低電圧ＥO1、Ｅ02の電圧レベルに応じて、アクティブ
クランプ回路１１の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角
制御を行うことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側にある直流出力電圧ＥO1、Ｅ02の定電圧化を図り、
また、直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて、メインス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を制御するこ
とによって、直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るようにし
ている。
【００７５】ここで、図６及び図７の断面図により、フ
ライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。先
ず、図６に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例え
ばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２
の各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字
型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の
磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する
部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにさ
れる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ0を巻装し
た低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁
脚に対して貫通させるように取り付ける。そして、この
低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線Ｎ
HV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させる
ようにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎ0と
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造
が得られる。
ライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。先
ず、図６に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例え
ばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２
の各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字
型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の
磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する
部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにさ
れる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ0を巻装し
た低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁
脚に対して貫通させるように取り付ける。そして、この
低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線Ｎ
HV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させる
ようにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎ0と
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造
が得られる。
【００７６】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図４に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。そして実際に
は、この図６に示される構造をケース内に収納した上で
例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填して
モールドすることで、これらの絶縁を確保するようにし
ている。
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図４に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。そして実際に
は、この図６に示される構造をケース内に収納した上で
例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填して
モールドすることで、これらの絶縁を確保するようにし
ている。
【００７７】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
６に示す構造のほか、図７に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図７において図６と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが複数形成されることになる。そして、こ
の各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装すること
で昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものであ
る。そして、上記図６又は図７に示すフライバックトラ
ンスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎ0と二次側の
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対し
て、いわゆる「同軸巻き」によって巻装されていること
で、互いの結合状態として密結合の状態が得られるよう
にされている。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．
９８程度の密結合が得られているものである。
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
６に示す構造のほか、図７に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図７において図６と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが複数形成されることになる。そして、こ
の各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装すること
で昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものであ
る。そして、上記図６又は図７に示すフライバックトラ
ンスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎ0と二次側の
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対し
て、いわゆる「同軸巻き」によって巻装されていること
で、互いの結合状態として密結合の状態が得られるよう
にされている。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．
９８程度の密結合が得られているものである。
【００７８】図２の波形図は、上記図１に示した構成に
よる電源回路における、最大負荷電力１８０Ｗ、交流入
力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の要部の動作を示している。な
お実験においては、ドライブトランスＣＤＴとして図３
のようなＥＩ−１２型フェライト磁心のものを採用し、
検出巻線ＮA＝１Ｔ（ターン）、駆動巻線ＮB＝５Ｔ、制
御巻線ＮC＝１０Ｔとした。また駆動巻線ＮBのインダク
タンスは１０μＨ、制御巻線ＮCのインダクタンスは４
０μＨ、直列共振コンデンサＣB＝０．５６μＦ、コン
デンサＣ４＝１μＦ、抵抗ＲB＝０．４７Ω、起動抵抗
Ｒｓ＝４７０ＫΩとした。メインスイッチング素子Ｑ１
は１５００Ｖ耐圧８Ａの高速スイッチングトランジスタ
である。
よる電源回路における、最大負荷電力１８０Ｗ、交流入
力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の要部の動作を示している。な
お実験においては、ドライブトランスＣＤＴとして図３
のようなＥＩ−１２型フェライト磁心のものを採用し、
検出巻線ＮA＝１Ｔ（ターン）、駆動巻線ＮB＝５Ｔ、制
御巻線ＮC＝１０Ｔとした。また駆動巻線ＮBのインダク
タンスは１０μＨ、制御巻線ＮCのインダクタンスは４
０μＨ、直列共振コンデンサＣB＝０．５６μＦ、コン
デンサＣ４＝１μＦ、抵抗ＲB＝０．４７Ω、起動抵抗
Ｒｓ＝４７０ＫΩとした。メインスイッチング素子Ｑ１
は１５００Ｖ耐圧８Ａの高速スイッチングトランジスタ
である。
【００７９】図２（ａ）に示すように、一次側並列共振
コンデンサＣｒの両端に得られる一次側並列共振電圧Ｖ
1は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期の
タイミングに対応した波形となる。つまりメインスイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1においては、電
圧共振パルスが得られ、また、メインスイッチング素子
Ｑ1がオンとなる期間ＴON1においては、ゼロレベルとな
る。
コンデンサＣｒの両端に得られる一次側並列共振電圧Ｖ
1は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期の
タイミングに対応した波形となる。つまりメインスイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1においては、電
圧共振パルスが得られ、また、メインスイッチング素子
Ｑ1がオンとなる期間ＴON1においては、ゼロレベルとな
る。
【００８０】また、スイッチング素子Ｑ1に流れるコレ
クタ電流ＩQ1は、図２（ｂ）に示すようにして、先ず、
期間ＴON1においては、その開始時においてクランプダ
イオードＤD1→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介して負極性
の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転
してコレクタ−エミッタに流れる波形が得られる。ま
た、期間ＴOFF1においては０レベルである。また、この
ような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1
に得られる巻線電流Ｉ1としては図２（ｇ）に示すよう
にして１スイッチング周期ごとに対応して正／負に反転
する略正弦波状の波形が得られる。
クタ電流ＩQ1は、図２（ｂ）に示すようにして、先ず、
期間ＴON1においては、その開始時においてクランプダ
イオードＤD1→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介して負極性
の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転
してコレクタ−エミッタに流れる波形が得られる。ま
た、期間ＴOFF1においては０レベルである。また、この
ような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1
に得られる巻線電流Ｉ1としては図２（ｇ）に示すよう
にして１スイッチング周期ごとに対応して正／負に反転
する略正弦波状の波形が得られる。
【００８１】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎ0に対しては、図２（ｈ）に示されるようにして
正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、
図２（ｇ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得
られる。これに応じて、フライバックトランスＦＢＴの
二次側の整流回路に流れる整流電流は、期間ＴOFF1内に
おいて正極性の方向により正弦波状に流れる波形が得ら
れるものである。
巻線Ｎ0に対しては、図２（ｈ）に示されるようにして
正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、
図２（ｇ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得
られる。これに応じて、フライバックトランスＦＢＴの
二次側の整流回路に流れる整流電流は、期間ＴOFF1内に
おいて正極性の方向により正弦波状に流れる波形が得ら
れるものである。
【００８２】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ２の電流Ｉ2、及び二次側に設けられる二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共
振電圧Ｖ2としては、図２（ｉ）（ｊ）に示されるよう
になる。二次側並列共振電圧Ｖ2は整流ダイオードＤO1
がオンとなる期間、つまり補助スイッチング素子Ｑ２が
オフとなっている期間ＴOFF2において、二次側直流出力
電圧ＥO1のレベルによりクランプされ、整流ダイオード
ＤO1がオフとなる期間、つまり補助スイッチング素子Ｑ
２がオンとなる期間ＴON2においては負極正の方向に正
弦波状にピークを有する波形となる。そして、二次巻線
Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する巻線電流Ｉ2は、
期間ＴOFF2においては正極性の方向にほぼ所定の一定レ
ベルが維持され、期間ＴON2においては正極性から負極
性に反転するようにして、負極正の方向によりピークを
有する波形となる。
次巻線Ｎ２の電流Ｉ2、及び二次側に設けられる二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共
振電圧Ｖ2としては、図２（ｉ）（ｊ）に示されるよう
になる。二次側並列共振電圧Ｖ2は整流ダイオードＤO1
がオンとなる期間、つまり補助スイッチング素子Ｑ２が
オフとなっている期間ＴOFF2において、二次側直流出力
電圧ＥO1のレベルによりクランプされ、整流ダイオード
ＤO1がオフとなる期間、つまり補助スイッチング素子Ｑ
２がオンとなる期間ＴON2においては負極正の方向に正
弦波状にピークを有する波形となる。そして、二次巻線
Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する巻線電流Ｉ2は、
期間ＴOFF2においては正極性の方向にほぼ所定の一定レ
ベルが維持され、期間ＴON2においては正極性から負極
性に反転するようにして、負極正の方向によりピークを
有する波形となる。
【００８３】そして、前述もしたように、交流入力電圧
ＶAC又は二次側直流出力電圧ＥO1の負荷の変動により、
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが変動したときには、
第１制御回路１Ａによって、補助スイッチング素子Ｑ２
についての導通角制御が行われ、期間ＴON2が可変され
ることになる。これに伴い整流ダイオードＤO1の導通角
も制御されることとなるために、結果的に二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルが安定化されるようにコントロール
されることになる。
ＶAC又は二次側直流出力電圧ＥO1の負荷の変動により、
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが変動したときには、
第１制御回路１Ａによって、補助スイッチング素子Ｑ２
についての導通角制御が行われ、期間ＴON2が可変され
ることになる。これに伴い整流ダイオードＤO1の導通角
も制御されることとなるために、結果的に二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルが安定化されるようにコントロール
されることになる。
【００８４】メインスイッチング素子Ｑ１に対するスイ
ッチング制御は図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）に示され
る。制御巻線ＮCからコンデンサＣ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ
（Ｑ３）の直列回路に対して流れる電流ＩQ3は図２
（ｄ）のようになり、これによって駆動巻線ＮBの両端
に発生する電圧ＶNBは図２（ｅ）のようになる。そして
直列共振コンデンサＣＢの両端には図２（ｆ）の共振電
圧ＶCBが得られ、結果的にスイッチング素子Ｑ１のベー
ス電流ＩBは図２（ｃ）のように流れる。つまり期間ＴO
N1において順方向電流ＩB1及び逆方向電流ＩB2としての
図示する波形が得られる。期間ＴOFF1ではベース電流Ｉ
Bは流れない。これによりメインスイッチング素子Ｑ１
がスイッチングされる。そして上述したように第２制御
回路１Ｂの動作に応じてＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲー
ト電圧が制御されることで、メインスイッチング素子Ｑ
１のスイッチング周波数が変化され、直流高電圧ＥHVの
安定化が図られる。
ッチング制御は図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）に示され
る。制御巻線ＮCからコンデンサＣ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ
（Ｑ３）の直列回路に対して流れる電流ＩQ3は図２
（ｄ）のようになり、これによって駆動巻線ＮBの両端
に発生する電圧ＶNBは図２（ｅ）のようになる。そして
直列共振コンデンサＣＢの両端には図２（ｆ）の共振電
圧ＶCBが得られ、結果的にスイッチング素子Ｑ１のベー
ス電流ＩBは図２（ｃ）のように流れる。つまり期間ＴO
N1において順方向電流ＩB1及び逆方向電流ＩB2としての
図示する波形が得られる。期間ＴOFF1ではベース電流Ｉ
Bは流れない。これによりメインスイッチング素子Ｑ１
がスイッチングされる。そして上述したように第２制御
回路１Ｂの動作に応じてＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲー
ト電圧が制御されることで、メインスイッチング素子Ｑ
１のスイッチング周波数が変化され、直流高電圧ＥHVの
安定化が図られる。
【００８５】なお、高圧負荷電流ＩHVが０ｍＡ〜３ｍＡ
まで変動した場合の、スイッチング素子Ｑ１のスイッチ
ング周波数ｆｓと、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角
の制御特性としては、上述した図１３と同様となる。
まで変動した場合の、スイッチング素子Ｑ１のスイッチ
ング周波数ｆｓと、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角
の制御特性としては、上述した図１３と同様となる。
【００８６】このような本実施の形態の電源回路では、
直流高電圧ＥHVの安定化のためのスイッチング素子Ｑ１
のスイッチング制御について、画面歪みを防止するため
に高速過渡応答の制御特性を得ることが必要な回路とし
て、図１１に示した回路のような発振・制御ＩＣ２によ
る他励発振回路構成をとらなくてもよいものとなる。こ
のため、図１１に示した発振・制御ＩＣ２及び当該ＩＣ
の外付け部品、バッファ回路３、ドライブトランスＣＤ
Ｔや補助スイッチング素子Ｑ30等によるドライブ回路な
どに必要な構成部品点数が大幅に減少する。実際には部
品点数を１／３程度にすることができた。従って材料費
の低減、プリント基板マウント加工費の低減などが実現
され、またマウント面積の縮小により小型化も促進でき
るものとなる。
直流高電圧ＥHVの安定化のためのスイッチング素子Ｑ１
のスイッチング制御について、画面歪みを防止するため
に高速過渡応答の制御特性を得ることが必要な回路とし
て、図１１に示した回路のような発振・制御ＩＣ２によ
る他励発振回路構成をとらなくてもよいものとなる。こ
のため、図１１に示した発振・制御ＩＣ２及び当該ＩＣ
の外付け部品、バッファ回路３、ドライブトランスＣＤ
Ｔや補助スイッチング素子Ｑ30等によるドライブ回路な
どに必要な構成部品点数が大幅に減少する。実際には部
品点数を１／３程度にすることができた。従って材料費
の低減、プリント基板マウント加工費の低減などが実現
され、またマウント面積の縮小により小型化も促進でき
るものとなる。
【００８７】またスイッチング素子Ｑ１のスイッチング
周波数制御に必要な制御回路系での消費電力が０．２
Ｗ、駆動回路系での消費電力が０．６Ｗであり、図１１
の回路例における消費電力より０．７Ｗ程度減少され
る。これによってＡＣ／ＤＣ電力変換効率を約０．４％
向上できる。
周波数制御に必要な制御回路系での消費電力が０．２
Ｗ、駆動回路系での消費電力が０．６Ｗであり、図１１
の回路例における消費電力より０．７Ｗ程度減少され
る。これによってＡＣ／ＤＣ電力変換効率を約０．４％
向上できる。
【００８８】また図１１の構成の場合、スイッチング素
子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間のダンパーダイオードＤ
１としては、１５００Ｖ耐圧のものが必要となっていた
が、図１の構成の場合、高耐圧のダンパーダイオードは
不要となる。さらに起動抵抗Ｒｓとしては１／２Ｗ定格
の小型起動抵抗でよい。これによりコストダウンがはか
られる。
子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間のダンパーダイオードＤ
１としては、１５００Ｖ耐圧のものが必要となっていた
が、図１の構成の場合、高耐圧のダンパーダイオードは
不要となる。さらに起動抵抗Ｒｓとしては１／２Ｗ定格
の小型起動抵抗でよい。これによりコストダウンがはか
られる。
【００８９】またドライブトランスＣＤＴの巻線ＮA、
ＮB、ＮCは上述のように巻数が少なくてよいため、ドラ
イブトランスＣＤＴの小型軽量化が可能となる。さらに
ドライブトランスＣＤＴにおいて制御巻線ＮCについて
は一次側との絶縁が確保されるため、フォトカプラも不
要となる。また導通制御素子としても、低耐圧小容量品
のＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）でよいなど、設計上及びコス
ト上、好適である。
ＮB、ＮCは上述のように巻数が少なくてよいため、ドラ
イブトランスＣＤＴの小型軽量化が可能となる。さらに
ドライブトランスＣＤＴにおいて制御巻線ＮCについて
は一次側との絶縁が確保されるため、フォトカプラも不
要となる。また導通制御素子としても、低耐圧小容量品
のＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）でよいなど、設計上及びコス
ト上、好適である。
【００９０】続いて本発明の第２の実施の形態を図８で
説明する。なお、図８において上記図１と同一部分には
同一符号を付し、説明を省略する。この第２の実施の形
態の場合は、上記第１の実施の形態と比べて、直流高電
圧ＥHVの安定化のための電圧検出方式が異なるものとな
る。
説明する。なお、図８において上記図１と同一部分には
同一符号を付し、説明を省略する。この第２の実施の形
態の場合は、上記第１の実施の形態と比べて、直流高電
圧ＥHVの安定化のための電圧検出方式が異なるものとな
る。
【００９１】この場合、フライバックトランスＦＢＴの
一次側には、三次巻線Ｎ５が巻装される。三次巻線Ｎ５
には一次巻線Ｎ0によって励起された交番電流が発生さ
れ、この交番電流がダイオードＤ20、平滑コンデンサＣ
20によって整流平滑される。そして抵抗Ｒ20、Ｒ21によ
って電圧値、つまり直流高電圧ＥHVの電圧状態を示す情
報としての電圧値としてオペアンプＱ５の非反転入力端
子に印加される。
一次側には、三次巻線Ｎ５が巻装される。三次巻線Ｎ５
には一次巻線Ｎ0によって励起された交番電流が発生さ
れ、この交番電流がダイオードＤ20、平滑コンデンサＣ
20によって整流平滑される。そして抵抗Ｒ20、Ｒ21によ
って電圧値、つまり直流高電圧ＥHVの電圧状態を示す情
報としての電圧値としてオペアンプＱ５の非反転入力端
子に印加される。
【００９２】オペアンプＱ５は、上記第１の実施の形態
の場合と同様に検出されるリップル電圧とともに、当該
三次巻線Ｎ５から検出される電圧値に応じてシャントレ
ギュレータＱ４の電流量を制御し、トランジスタＱ６を
介してＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧を制御する
ものとなる。
の場合と同様に検出されるリップル電圧とともに、当該
三次巻線Ｎ５から検出される電圧値に応じてシャントレ
ギュレータＱ４の電流量を制御し、トランジスタＱ６を
介してＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧を制御する
ものとなる。
【００９３】このような第２の実施の形態においても、
上記第１の実施の形態と同様の効果が得られると共に、
この場合、フライバックトランスＦＢＴの二次側におけ
る例えば１ＧΩ程度の高圧抵抗Ｒ１が不要となる為、そ
の分の消費電力がなくなり電力変換効率の点で有利であ
る。
上記第１の実施の形態と同様の効果が得られると共に、
この場合、フライバックトランスＦＢＴの二次側におけ
る例えば１ＧΩ程度の高圧抵抗Ｒ１が不要となる為、そ
の分の消費電力がなくなり電力変換効率の点で有利であ
る。
【００９４】本発明の第３の実施の形態を図９で説明す
る。なお、この図９においても、上記図１と同一部分に
は同一符号を付し、説明を省略する。この第３の実施の
形態の場合は、上記第１の実施の形態と比べて、直流高
電圧ＥHVの安定化のためのゲート電圧供給方式及びスイ
ッチング制御方式が異なるものとなる。
る。なお、この図９においても、上記図１と同一部分に
は同一符号を付し、説明を省略する。この第３の実施の
形態の場合は、上記第１の実施の形態と比べて、直流高
電圧ＥHVの安定化のためのゲート電圧供給方式及びスイ
ッチング制御方式が異なるものとなる。
【００９５】この場合、ドライブトランスＣＤＴには検
出巻線ＮAと駆動巻線ＮBが巻回され、上記各実施の形態
の場合のような制御巻線ＮCは設けられない。検出巻線
ＮAは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に
直列に接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１の
スイッチング出力を検出する。また検出巻線ＮAからス
イッチング電圧が伝送される駆動巻線ＮBは、直列共振
コンデンサＣBとともに、スイッチング素子Ｑ1を自励式
により駆動するための自励発振駆動回路を形成する。
出巻線ＮAと駆動巻線ＮBが巻回され、上記各実施の形態
の場合のような制御巻線ＮCは設けられない。検出巻線
ＮAは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に
直列に接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１の
スイッチング出力を検出する。また検出巻線ＮAからス
イッチング電圧が伝送される駆動巻線ＮBは、直列共振
コンデンサＣBとともに、スイッチング素子Ｑ1を自励式
により駆動するための自励発振駆動回路を形成する。
【００９６】このドライブトランスＣＤＴとしては、例
えば図１０に示すようなＨ字型フェライト磁心によるも
のを採用できる。即ちＨ字型のフェライト磁心１００に
対して、検出巻線ＮAと駆動巻線ＮBを二重絶縁線として
絶縁を確保した上で巻装することで形成される。この場
合もドライブトランスＣＤＴは、例えば図１１で説明し
たドライブトランスＣＤＴに比較して大幅な小型軽量化
が可能となる。
えば図１０に示すようなＨ字型フェライト磁心によるも
のを採用できる。即ちＨ字型のフェライト磁心１００に
対して、検出巻線ＮAと駆動巻線ＮBを二重絶縁線として
絶縁を確保した上で巻装することで形成される。この場
合もドライブトランスＣＤＴは、例えば図１１で説明し
たドライブトランスＣＤＴに比較して大幅な小型軽量化
が可能となる。
【００９７】上記自励発振駆動回路における、ドライブ
トランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、上記のように検出巻
線ＮAが絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線に直
列接続されているため、一次巻線Ｎ1に得られるスイッ
チング出力電圧により励起されるドライブ電圧としての
交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、直列共振回
路（ＮB−ＣB）とを介するようにして、ドライブ電流と
してスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これ
により、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振
周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチ
ング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得
られるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1に伝達する。
トランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、上記のように検出巻
線ＮAが絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線に直
列接続されているため、一次巻線Ｎ1に得られるスイッ
チング出力電圧により励起されるドライブ電圧としての
交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、直列共振回
路（ＮB−ＣB）とを介するようにして、ドライブ電流と
してスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これ
により、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振
周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチ
ング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得
られるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1に伝達する。
【００９８】また本例では、コンデンサＣ４と導通制御
素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）の直列回路が、ス
イッチング素子Ｑ１のベースに接続される。ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ（Ｑ３）のドレインは、コンデンサＣ４と接続さ
れ、ソースは一次側アースに接続される。また、ボディ
ダイオードによるクランプダイオードＤD3は、ＭＯＳ−
ＦＥＴ（Ｑ３）のドレイン−ソース間に対して図示する
方向により並列に接続される。そしてこのような構成に
より、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧が変化する
ことで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が
制御されるものとなる。
素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）の直列回路が、ス
イッチング素子Ｑ１のベースに接続される。ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ（Ｑ３）のドレインは、コンデンサＣ４と接続さ
れ、ソースは一次側アースに接続される。また、ボディ
ダイオードによるクランプダイオードＤD3は、ＭＯＳ−
ＦＥＴ（Ｑ３）のドレイン−ソース間に対して図示する
方向により並列に接続される。そしてこのような構成に
より、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧が変化する
ことで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が
制御されるものとなる。
【００９９】また、この図に示す回路の場合には、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して、三次巻線
Ｎ3が巻装される。この三次巻線Ｎ3に対してはダイオー
ドＤ10及びコンデンサＣ10から成る半波整流回路が接続
されており、このコンデンサＣ10の両端に対しては、所
定レベルの低圧直流電圧が得られることになる。そし
て、コンデンサＣ10の正極端子は、フォトカプラＰＣの
フォトトランジスタに接続される。フォトカプラＰＣの
フォトトランジスタには、コンデンサＣ10の正極端子に
得られる電圧と、後述する第２制御回路１Ｂに配されて
いるフォトダイオードの電流に応じた電流が流れるが、
その電流は抵抗Ｒ５、Ｒ４によって電圧値として、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲートに印加される。
コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して、三次巻線
Ｎ3が巻装される。この三次巻線Ｎ3に対してはダイオー
ドＤ10及びコンデンサＣ10から成る半波整流回路が接続
されており、このコンデンサＣ10の両端に対しては、所
定レベルの低圧直流電圧が得られることになる。そし
て、コンデンサＣ10の正極端子は、フォトカプラＰＣの
フォトトランジスタに接続される。フォトカプラＰＣの
フォトトランジスタには、コンデンサＣ10の正極端子に
得られる電圧と、後述する第２制御回路１Ｂに配されて
いるフォトダイオードの電流に応じた電流が流れるが、
その電流は抵抗Ｒ５、Ｒ４によって電圧値として、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲートに印加される。
【０１００】第２制御回路１Ｂは、上記第１の実施の形
態の場合と同様に、高圧発生回路４０から直流高電圧Ｅ
HV及びリップル電圧を検出してシャントレギュレータＱ
４の導通制御を行う構成とされる。但しこの場合は、シ
ャントレギュレータＱ４のカソードはフォトカプラＰＣ
のフォトダイオードのカソードに接続されている。な
お、オペアンプＱ５の動作電源及びフォトカプラＰＣの
フォトダイオードの電流源として直流出力電圧Ｅ02が供
給される。
態の場合と同様に、高圧発生回路４０から直流高電圧Ｅ
HV及びリップル電圧を検出してシャントレギュレータＱ
４の導通制御を行う構成とされる。但しこの場合は、シ
ャントレギュレータＱ４のカソードはフォトカプラＰＣ
のフォトダイオードのカソードに接続されている。な
お、オペアンプＱ５の動作電源及びフォトカプラＰＣの
フォトダイオードの電流源として直流出力電圧Ｅ02が供
給される。
【０１０１】フォトカプラＰＣのフォトダイオードに
は、オペアンプＱ５からのコントロール信号によりシャ
ントレギュレータＱ４が導通されることで、抵抗Ｒ18を
介して電流が流れる。つまり第２制御回路１Ｂは、直流
高電圧ＥHV及びリップル電圧のレベルに応じて、フォト
ダイオードの電流が制御され、これによってフォトカプ
ラＰＣのフォトトランジスタの電流が可変制御されるこ
とで、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧を制御する
構成とされる。そして、上記したようにＭＯＳ−ＦＥＴ
（Ｑ３）のゲート電圧が制御されることで、メインスイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変される。
この動作によってフライバックトランスＦＢＴの二次側
から出力される直流高電圧ＥHVの安定化が図られる。
は、オペアンプＱ５からのコントロール信号によりシャ
ントレギュレータＱ４が導通されることで、抵抗Ｒ18を
介して電流が流れる。つまり第２制御回路１Ｂは、直流
高電圧ＥHV及びリップル電圧のレベルに応じて、フォト
ダイオードの電流が制御され、これによってフォトカプ
ラＰＣのフォトトランジスタの電流が可変制御されるこ
とで、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧を制御する
構成とされる。そして、上記したようにＭＯＳ−ＦＥＴ
（Ｑ３）のゲート電圧が制御されることで、メインスイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変される。
この動作によってフライバックトランスＦＢＴの二次側
から出力される直流高電圧ＥHVの安定化が図られる。
【０１０２】またこの図９の回路の場合は、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側において電流共振回路が形
成される。即ち絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
においては、二次巻線Ｎ2Aが直列共振コンデンサＣ３を
介して二次巻線Ｎ2Bと接続される。これにより絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側には電流共振波形が得ら
れる。つまり、この図９の電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電流共振動作を得るための直列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。
ータトランスＰＩＴの二次側において電流共振回路が形
成される。即ち絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
においては、二次巻線Ｎ2Aが直列共振コンデンサＣ３を
介して二次巻線Ｎ2Bと接続される。これにより絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側には電流共振波形が得ら
れる。つまり、この図９の電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電流共振動作を得るための直列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。
【０１０３】上記のようにして形成される絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次側に対しては、二次巻線Ｎ2Aに
接続される二次側整流ダイオードＤO1、Ｄ03と平滑コン
デンサＣO1とからなる全波整流回路が備えられ、これに
より、二次巻線Ｎ2Aに誘起される交番電圧に対応する二
次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、二
次巻線Ｎ2Bに対して図示するように、二次側整流ダイオ
ードＤ02と平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を
接続することで、低圧の二次側直流出力電圧ＥO2を得る
ようにしている。
タトランスＰＩＴの二次側に対しては、二次巻線Ｎ2Aに
接続される二次側整流ダイオードＤO1、Ｄ03と平滑コン
デンサＣO1とからなる全波整流回路が備えられ、これに
より、二次巻線Ｎ2Aに誘起される交番電圧に対応する二
次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、二
次巻線Ｎ2Bに対して図示するように、二次側整流ダイオ
ードＤ02と平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を
接続することで、低圧の二次側直流出力電圧ＥO2を得る
ようにしている。
【０１０４】また、この場合も上記第１の実施の形態と
同様に第１制御回路１Ａ及びアクティブクランプ回路１
１（Ｑ２、ＣCL2、ＤD2、Ｎｇ、Ｒｇ、Ｃｇ、Ｒ６）が
設けられ、これによって二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02
についての安定化が図られるものとされている。
同様に第１制御回路１Ａ及びアクティブクランプ回路１
１（Ｑ２、ＣCL2、ＤD2、Ｎｇ、Ｒｇ、Ｃｇ、Ｒ６）が
設けられ、これによって二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02
についての安定化が図られるものとされている。
【０１０５】このような第３の実施の形態においても、
ドライブトランスＣＤＴに制御巻線ＮＣが不要となる一
方でフォトカプラＰＣが必要であるという事情はある
が、それ以外については上記第１の実施の形態と同様の
効果が得られる。
ドライブトランスＣＤＴに制御巻線ＮＣが不要となる一
方でフォトカプラＰＣが必要であるという事情はある
が、それ以外については上記第１の実施の形態と同様の
効果が得られる。
【０１０６】以上、各種実施の形態を説明してきたが本
発明の要旨の範囲内において回路構成として各種変形例
が考えられる。例えば、二次側共振回路を含んで形成さ
れる二次側の整流回路としても、実施の形態としての各
図に示した構成に限定されるものではなく、他の回路構
成が採用されて構わないものである。
発明の要旨の範囲内において回路構成として各種変形例
が考えられる。例えば、二次側共振回路を含んで形成さ
れる二次側の整流回路としても、実施の形態としての各
図に示した構成に限定されるものではなく、他の回路構
成が採用されて構わないものである。
【０１０７】
【発明の効果】以上説明したように本発明による電源回
路では、直流高電圧の安定化のためのメインスイッチン
グ素子のスイッチング制御について、画面歪みを防止す
るために高速過渡応答の制御特性を得ることが必要な回
路として、発振・制御ＩＣ、バッファ回路、駆動回路に
よる他励発振回路構成をとらなくてもよいものとなる。
このため、回路構成上、必要な部品点数を大幅に減少さ
せることができ、材料費の低減、プリント基板マウント
加工費の低減などが実現され、またマウント面積の縮小
により小型化も促進できるという効果がある。
路では、直流高電圧の安定化のためのメインスイッチン
グ素子のスイッチング制御について、画面歪みを防止す
るために高速過渡応答の制御特性を得ることが必要な回
路として、発振・制御ＩＣ、バッファ回路、駆動回路に
よる他励発振回路構成をとらなくてもよいものとなる。
このため、回路構成上、必要な部品点数を大幅に減少さ
せることができ、材料費の低減、プリント基板マウント
加工費の低減などが実現され、またマウント面積の縮小
により小型化も促進できるという効果がある。
【０１０８】またメインスイッチング素子のスイッチン
グ周波数制御に必要な制御回路系及び駆動回路系での消
費電力が低減され、これによって交流入力電力の低減及
びＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上が実現される。
グ周波数制御に必要な制御回路系及び駆動回路系での消
費電力が低減され、これによって交流入力電力の低減及
びＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上が実現される。
【０１０９】またメインスイッチング素子のコレクタ−
エミッタ間における高耐圧のダンパーダイオードが不要
となることや、起動抵抗が小型起動抵抗でよい。またド
ライブトランスの巻線は巻数が少なくてよいため、ドラ
イブトランスの小型軽量化が可能となる。さらにフォト
カプラも不要となる場合もある。また導通制御素子とし
ても、低耐圧小容量品のＭＯＳ−ＦＥＴでよい。これら
のことから、設計上及びコスト上、好適なものとなる。
エミッタ間における高耐圧のダンパーダイオードが不要
となることや、起動抵抗が小型起動抵抗でよい。またド
ライブトランスの巻線は巻数が少なくてよいため、ドラ
イブトランスの小型軽量化が可能となる。さらにフォト
カプラも不要となる場合もある。また導通制御素子とし
ても、低耐圧小容量品のＭＯＳ−ＦＥＴでよい。これら
のことから、設計上及びコスト上、好適なものとなる。
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。
す波形図である。
【図３】第１及び第２の実施の形態の電源回路に備えら
れるドライブトランスの構造例の説明図である。
れるドライブトランスの構造例の説明図である。
【図４】第１及び第２の実施の形態の電源回路に備えら
れるドライブトランスの構造例の説明図である。
れるドライブトランスの構造例の説明図である。
【図５】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバ
ータトランスの構造例の説明図である。
ータトランスの構造例の説明図である。
【図６】実施の形態の電源回路に備えられるフライバッ
クトランスの構造例を示す説明図である。
クトランスの構造例を示す説明図である。
【図７】実施の形態の電源回路に備えられるフライバッ
クトランスの構造例を示す説明図である。
クトランスの構造例を示す説明図である。
【図８】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成例を示す回路図である。
路の構成例を示す回路図である。
【図９】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成例を示す回路図である。
路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第３の実施の形態の電源回路に備えられるド
ライブトランスの構造例の説明図である。
ライブトランスの構造例の説明図である。
【図１１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図１２】先行技術のスイッチング電源回路における要
部の動作を示す波形図である。
部の動作を示す波形図である。
【図１３】スイッチング周波数及び導通角制御の特性の
説明図である。
説明図である。
【図１４】画面歪みの説明図である。
１Ａ 第１制御回路、１Ｂ 第２制御回路、１１ 二次
側アクティブクランプ回路、ＦＢＴ フライバックトラ
ンス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＣＤＴ ドラ
イブトランス、４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイ
ッチング素子、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2
二次側並列共振コンデンサ、Ｃ３ 二次側直列共振コ
ンデンサ、Ｃ４ コンデンサ、Ｃ５ 一次側直列共振コ
ンデンサ、Ｑ２ 補助スイッチング素子、Ｑ３ 導通制
御素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）、Ｑ４シャントレギュレー
タ、Ｑ５ オペアンプ、Ｑ６ トランジスタ、Ｎ0 一
次巻線、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＮHV1〜ＮHV5
昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5高圧整流ダイオード、ＣOHV
平滑コンデンサ
側アクティブクランプ回路、ＦＢＴ フライバックトラ
ンス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＣＤＴ ドラ
イブトランス、４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイ
ッチング素子、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2
二次側並列共振コンデンサ、Ｃ３ 二次側直列共振コ
ンデンサ、Ｃ４ コンデンサ、Ｃ５ 一次側直列共振コ
ンデンサ、Ｑ２ 補助スイッチング素子、Ｑ３ 導通制
御素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）、Ｑ４シャントレギュレー
タ、Ｑ５ オペアンプ、Ｑ６ トランジスタ、Ｎ0 一
次巻線、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＮHV1〜ＮHV5
昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5高圧整流ダイオード、ＣOHV
平滑コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA01 BB04 CA01 CA07 CB04 CC02 DA04 HA08 HA09 5H730 AA02 AA14 AA16 AS01 AS04 AS05 AS15 BB23 BB66 BB67 BB76 BB77 BB80 BB82 CC01 DD02 DD23 DD41 EE02 EE06 EE07 EE65 FD01 FD25 FD31 FG07 VV06 ZZ11 ZZ16 ZZ17
Claims (6)
- 【請求項１】 直流入力電圧を断続して出力するための
メインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチン
グ手段と、 一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に伝送する
絶縁コンバータトランスと、 上記一次巻線と、一次側並列共振コンデンサとにより形
成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とす
るように設けられる一次側並列共振回路と、 上記二次巻線と、二次側共振コンデンサとにより形成さ
れる二次側共振回路と、 上記二次側共振回路に得られる交番電圧について整流動
作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直
流低電圧生成手段と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に得られる上記
スイッチング手段の出力が分岐して高圧用一次巻線に入
力され、この高圧用一次巻線の入力を二次側の昇圧巻線
に伝送することで、二次側から所定レベルに昇圧された
高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランスと、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
いて整流動作を行うことで、直流高電圧を得るようにさ
れる直流高電圧生成手段と、 閉磁路磁心に巻装される検出巻線と駆動巻線と制御巻線
とを備え、上記検出巻線が上記絶縁コンバータトランス
の一次巻線に直列接続されることで上記スイッチング手
段の出力を上記駆動巻線に伝送すると共に、上記制御巻
線に印加される電圧により上記駆動巻線を制御するドラ
イブトランスと、 上記ドライブトランスの上記駆動巻線とコンデンサによ
る直列共振回路として構成され、上記メインスイッチン
グ素子に対してスイッチング駆動信号を印加してスイッ
チング動作をさせるスイッチング駆動手段と、 上記ドライブトランスの制御巻線に並列に接続される、
コンデンサと導通制御素子との直列回路と、 上記直流高電圧のレベルに応じて上記導通制御素子を制
御することで、上記ドライブトランスを介して上記メイ
ンスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御
し、上記直流高電圧を安定化する直流高電圧安定化制御
手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 直流入力電圧を断続して出力するための
メインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチン
グ手段と、 一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に伝送する
絶縁コンバータトランスと、 上記一次巻線と、一次側並列共振コンデンサとにより形
成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とす
るように設けられる一次側並列共振回路と、 上記二次巻線と、二次側共振コンデンサとにより形成さ
れる二次側共振回路と、 上記二次側共振回路に得られる交番電圧について整流動
作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直
流低電圧生成手段と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に得られる上記
スイッチング手段の出力が分岐して高圧用一次巻線に入
力され、この高圧用一次巻線の入力を二次側の昇圧巻線
に伝送することで、二次側から所定レベルに昇圧された
高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランスと、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
いて整流動作を行うことで、直流高電圧を得るようにさ
れる直流高電圧生成手段と、 磁心に巻装される検出巻線と駆動巻線とを備え、上記検
出巻線が上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に直列
接続されることで上記スイッチング手段の出力を上記駆
動巻線に伝送するドライブトランスと、 上記ドライブトランスの上記駆動巻線とコンデンサによ
る直列共振回路として構成され、上記メインスイッチン
グ素子に対してスイッチング駆動信号を印加してスイッ
チング動作をさせるスイッチング駆動手段と、 上記メインスイッチング素子に接続される、コンデンサ
と導通制御素子との直列回路と、 上記直流高電圧のレベルに応じて上記導通制御素子を制
御することで、上記メインスイッチング素子のスイッチ
ング周波数を可変制御し、上記直流高電圧を安定化する
直流高電圧安定化制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 少なくとも二次側クランプコンデンサと
二次側補助スイッチング素子との直列接続回路からな
り、この直列接続回路が上記二次側共振回路に対して並
列に接続される二次側アクティブクランプ手段と、 上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を
行うことで、上記直流低電圧を安定化する直流低電圧安
定化制御手段と、 を更に備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に
記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 上記高圧発生トランスの一次側動作を共
振動作とするために、上記高圧発生トランスの上記高圧
用一次巻線に対して直列に直列共振コンデンサを接続し
たことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイ
ッチング電源回路。 - 【請求項５】 上記メインスイッチング素子はバイポー
ラ・トランジスタにより形成されることを特徴とする請
求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項６】 上記導通制御素子はＭＯＳ−ＦＥＴによ
り形成されることを特徴とする請求項１又は請求項２に
記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001160458A JP2002354810A (ja) | 2001-05-29 | 2001-05-29 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001160458A JP2002354810A (ja) | 2001-05-29 | 2001-05-29 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002354810A true JP2002354810A (ja) | 2002-12-06 |
Family
ID=19003875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001160458A Pending JP2002354810A (ja) | 2001-05-29 | 2001-05-29 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002354810A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101450459B1 (ko) | 2012-06-28 | 2014-10-14 | 가부시키가이샤 어드밴티스트 | 시험 장치용의 전원 장치 및 이를 이용한 시험 장치 |
-
2001
- 2001-05-29 JP JP2001160458A patent/JP2002354810A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101450459B1 (ko) | 2012-06-28 | 2014-10-14 | 가부시키가이샤 어드밴티스트 | 시험 장치용의 전원 장치 및 이를 이용한 시험 장치 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2001218466A (ja) | 高電圧安定化回路 | |
| JP2004222485A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000152617A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002034245A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3680747B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002354810A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002354809A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002272106A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001218458A (ja) | 高電圧安定化回路 | |
| JP2002325444A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001218460A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002272105A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002354808A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002084752A (ja) | 高電圧安定化回路 | |
| JP2001218459A (ja) | 高電圧安定化回路 | |
| JP2001197744A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001178125A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002233149A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002051555A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002051554A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000152618A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002354806A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002325446A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002034244A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002136135A (ja) | スイッチング電源回路 |