JP2001218459A

JP2001218459A - 高電圧安定化回路

Info

Publication number: JP2001218459A
Application number: JP2000027267A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-01-31
Filing date: 2000-01-31
Publication date: 2001-08-10

Abstract

(57)【要約】【課題】高電圧安定化回路について、電力変換効率の
向上、小型化、及び低コスト化を図る。【解決手段】絶縁コンバータトランスの一次側に１組
の電圧共振形コンバータを備え、その二次側において、
多倍圧整流回路によって直流高電圧（ＣＲＴのアノード
電圧）を得る。また、二次側には直列共振回路を備える
ことで、高電圧安定化回路全体としては複合共振形コン
バータを形成する。直流高電圧の安定化は、直流高電圧
のレベルに応じて一次側電圧共振形コンバータのスイッ
チング周波数と導通角を同時制御する、複合制御によっ
て行う。この構成により、一次側に備えるべきスイッチ
ングコンバータとしては１組で済む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば陰極線管の
アノード電極に印加すべきアノード電圧を得るために、
商用交流電源から安定化された高電圧を生成する高電圧
安定化回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機、プロジェクタ装
置、さらにはパーソナルコンピュータ用のディスプレイ
装置などにおいては、表示デバイスとして陰極線管（以
下ＣＲＴ(Cathode Ray Tube）という）を採用したもの
が広く普及している。

【０００３】このようなＣＲＴを備えた各種ディスプレ
イ装置においては、周知のように、ＣＲＴのアノード電
極に対して所要のレベルの高電圧（アノード電圧）を安
定的に供給する必要がある。即ち、アノード電圧レベル
は、一般には２５ＫＶ〜３５ＫＶ程度とされているので
あるが、このアノード電圧は例えば交流入力電圧や負荷
の変動に応じて変動する。そしてアノード電圧の変動に
因っては、ＣＲＴに表示される画像の垂直及び水平方向
の画面サイズも変動してしまう。また、画面に高輝度の
白色ピーク画像を表示させた場合にはこれが歪むという
現象が生じる。例えば図１１のようにして、本来は実線
で示されるような長方形の白色ピーク画像を表示させた
とすると、これが破線で示されるように、台形形状とな
るようにして歪みが生じるものである。このため、アノ
ード電圧を供給するための回路として、このアノード電
圧を安定化して出力するように構成された、いわゆる高
電圧安定化回路を設けることが実際には行われている。

【０００４】図８の回路図は高電圧安定化回路の一例を
示している。この図に示す高電圧安定化回路は、パーソ
ナルコンピュータ用のディスプレイ装置として、いわゆ
るマルチスキャンに対応したディスプレイ装置に備えら
れるものとされる。

【０００５】図８においては、先ず、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が示
されている。この整流平滑回路は、商用交流電源ＡＣに
ついて整流平滑化を行い、商用交流電源ＡＣレベルの等
倍に対応した整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされてい
る。この整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧としてスイ
ッチング電源回路部１０に対して供給される。

【０００６】スイッチング電源回路部１０は、整流平滑
電圧Ｅｉを入力してスイッチング、及び安定化を行うこ
とで直流出力電圧Ｅｏを得るように構成されたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとされ、ここでは、２４０Ｖで安定化され
た直流出力電圧Ｅｏを出力するものとされている。

【０００７】上記直流出力電圧Ｅｏは、降圧形コンバー
タ２０に対して入力される。この降圧形コンバータ２０
は、例えば直流出力電圧Ｅｏのラインと平滑コンデンサ
ＣOAの正極端子間に対して、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチ
ング素子Ｑ11のドレイン−ソース、チョークコイルＣＨ
１を順に直列に接続し、さらにスイッチング素子Ｑ11の
ソースとチョークコイルＣＨ１の接続点と、一次側アー
スとの間に対してダイオードＤD1を挿入して形成され
る。スイッチング素子Ｑ11は、後述する第１ドライブ回
路１４からのドライブ電圧によって他励式により駆動さ
れることで、直流出力電圧Ｅｏについてのスイッチング
を行い、このスイッチング動作に応じて流れる電流が、
チョークコイルＣＨ１、ダイオードＤD1を介して平滑コ
ンデンサＣOAに対して充電される。そして、この降圧形
コンバータ２０の出力として、平滑コンデンサＣOAの両
端電圧である降圧直流電圧ＥOAを得るものである。

【０００８】降圧直流電圧ＥOAは、電圧共振形コンバー
タ３０に対して供給される。この図に示す電圧共振形コ
ンバータ３０は、１石のＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング
素子Ｑ12を備え、他励式によるシングルエンド動作を行
うものとされている。この電圧共振形コンバータ３０に
おいて、スイッチング素子Ｑ12のドレインは、チョーク
コイルＣＨ２を介して降圧直流電圧ＥOAの正極端子と接
続され、そのソースは一次側アースと接続される。ま
た、ゲートには後述する第２ドライブ回路１６から出力
されるドライブ電圧が供給されるようになっている。ス
イッチング素子Ｑ12は、このドライブ電圧によってスイ
ッチング駆動される。

【０００９】また、スイッチング素子Ｑ12のドレイン
は、後述するフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
1の巻始め端部と接続される。この場合、一次巻線Ｎ1の
巻終わり端部は、直流阻止用コンデンサＣ11を介して一
次側アースに接地される。これにより、スイッチング素
子Ｑ12のスイッチング出力は、フライバックトランスＦ
ＢＴの一次巻線Ｎ1に対して伝達され、一次巻線Ｎ1には
スイッチング周波数に応じた交番電圧が得られることに
なる。

【００１０】また、スイッチング素子Ｑ12のドレイン−
ソース間には、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続さ
れる。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシ
タンスと、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ12
とフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1側のリー
ケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバー
タの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでの
詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ12のオフ
時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデン
サＣｒの両端電圧Ｖ2は、実際には正弦波状のパルス波
形となって電圧共振形の動作が得られるようになってい
る。さらに、スイッチング素子Ｑ12のドレイン−ソース
間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接続さ
れることで、スイッチング素子Ｑ12のオフ時に流れるク
ランプ電流の経路を形成する。

【００１１】ここで、一次側における上記スイッチング
素子Ｑ11、Ｑ12についてのスイッチング駆動のための構
成としては次のようになる。同期回路１１においては、
現在設定されている解像度に対応した水平同期信号周波
数ｆHに基づいて、この周波数ｆHを有する水平同期信号
を生成して出力する。この場合にはマルチスキャンであ
ることから、水平同期信号周波数ｆHとしては、例えば
３０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚの範囲で可変されることにな
る。この場合、同期回路１１にて生成された水平同期信
号は、発振回路１２に対して入力され、ここで、スイッ
チング素子Ｑ11、Ｑ12を駆動するのに利用する発振周波
数信号に変換して、ＰＷＭ制御回路１３、及び第２ドラ
イブ回路１６に対して出力する。

【００１２】第２ドライブ回路１６では、入力された発
振周波数信号からスイッチング素子Ｑ12を駆動するため
のドライブ電圧を生成して、スイッチング素子Ｑ12のゲ
ートに出力する。従って、スイッチング素子Ｑ12のスイ
ッチング周波数は、現在設定されている水平同期信号周
波数ｆHに一致したものとなる。

【００１３】また、ＰＷＭ制御回路１３は、誤差増幅回
路１５からの検出出力に応じて、入力された発振周波数
信号についてＰＷＭ制御を行う。つまり、発振周波数信
号についての１周期内のオン／オフ期間のデューティを
可変制御して第１ドライブ回路１４に出力する。第１ド
ライブ回路１４では、ＰＷＭ制御回路１３から出力され
る、ＰＷＭされた発振周波数信号を利用してドライブ電
圧を生成してスイッチング素子Ｑ11に対して出力する。
従って、スイッチング素子Ｑ11のスイッチング周波数も
現在設定されている水平同期信号周波数ｆHに一致した
ものとなる。つまり、スイッチング素子Ｑ11とスイッチ
ング素子Ｑ12は、共に水平同期信号周波数ｆHに同期し
たスイッチング周波数によってスイッチング動作を行う
ようにされる。ただし、スイッチング素子Ｑ12について
の１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティ
は、ＰＷＭ制御回路１３により変化した発振周波数信号
の波形（１周期のデューティ）に従うことになる。これ
は、直流高圧電圧ＥHVのレベルを安定化、即ち定電圧制
御に関わるのであるが、これについては後述する。

【００１４】前述した電圧共振形コンバータ３０のスイ
ッチング素子Ｑ12に得られるスイッチング出力は、高圧
発生回路４０に対して供給される。高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと、その二次側に設け
られる高圧整流回路とを備えて形成され、上記したスイ
ッチング素子Ｑ12のスイッチング出力は、フライバック
トランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1に対して伝達される。

【００１５】フライバックトランスＦＢＴは、図示する
ように、一次側には一次巻線Ｎ1が巻装される。また、
二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻線ＮHV1，
ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されている。これら
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、実際には、分割されて各々独
立した状態でコアに巻装されている。これら昇圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5は、一次巻線Ｎ1に対して逆極性となるよう
に巻装されていることで、フライバック動作が得られる
ようになっている。

【００１６】これら昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮH
V4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流
ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々
と直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に接続され
ているものである。そして、これら５組の半波整流回路
の直列接続に対して平滑コンデンサＣOHVが並列に接続
されている。

【００１７】従ってフライバックトランスＦＢＴの二次
側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5に誘起された電圧を整流して平滑コンデンサＣOHV
に対して充電するという動作が行われることになる。こ
れによって、平滑コンデンサＣOHVの両端には、各昇圧
巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される電圧の５倍に対応するレ
ベルの直流電圧が得られる。そして、この平滑コンデン
サＣOHVの両端に得られた直流電圧が直流高電圧ＥHVと
されて、例えばＣＲＴのアノード電圧として利用され
る。

【００１８】次に、この図１に示す回路の定電圧動作に
ついて説明する。フライバックトランスＦＢＴの二次側
に備わる平滑コンデンサＣOHVの両端には、分圧抵抗Ｒ1
−Ｒ2の直列接続回路が並列に接続されている。従っ
て、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点には、その分圧比に応じ
て直流高電圧ＥHVを分圧した電圧レベルが得られること
になる。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点は、誤差増幅器
１５の入力に対して接続されており、誤差増幅器１５で
は、分圧された直流高電圧ＥHVのレベルと所定の基準レ
ベルとの比較を行い、その誤差を検出する。つまり、所
定の基準レベルに対する直流高電圧ＥHVレベルの誤差を
検出するものである。そして例えば、その誤差量に応じ
て可変されたレベルの直流電流、もしくは直流電圧を出
力するようにされる。

【００１９】誤差増幅器１５の検出出力はＰＷＭ制御回
路１３に供給される。ＰＷＭ制御回路１３では、誤差増
幅器１５の検出出力に基づいて、入力された発振周波数
信号についてＰＷＭを行って第１ドライブ回路１４に出
力する。従って、第１ドライブ回路１４により駆動され
るスイッチング素子Ｑ11は、水平同期信号周波数に同期
したスイッチング周波数で固定とされた上で、直流高電
圧ＥHVレベル変動に応じたＰＷＭ制御により可変される
オン/オフ期間のデューティ比に従ってスイッチング動
作を行うことになる。ここで、降圧直流電圧ＥOAのレベ
ルは、直流出力電圧Ｅｏレベルと、スイッチング素子Ｑ
11のスイッチング周波数及び１スイッチング周期内のオ
ン/オフ期間のデューティによって決まるもので、スイ
ッチング素子Ｑ11のスイッチング動作の１周期をＴｓ、
１周期内のオン期間をＴON1とすると、ＥOA＝Ｅｏ・ＴO
N1／Ｔｓで表される。従って、上記のようにして直流高
電圧ＥHVレベルの誤差に応じて、スイッチング素子Ｑ11
の１スイッチング周期内のオン/オフ期間のデューティ
比をＰＷＭ制御によって可変すれば、降圧直流電圧ＥOA
のレベルを可変制御することが可能になる。

【００２０】ここで、上記図８に示した回路におけるス
イッチング素子Ｑ11、Ｑ12の動作波形を図９に示す。図
９（ａ）〜（ｄ）には、水平同期信号周波数ｆH＝３０
ＫＨｚの場合の動作が示され、図９（ｅ）〜（ｈ）に
は、それぞれ図９（ａ）〜（ｄ）と同一の部位について
の、水平同期信号周波数ｆH＝１２０ＫＨｚの場合の動
作が示されている。図９（ａ）（ｅ）には、スイッチン
グ素子Ｑ11のドレイン−ソース間電圧Ｖ1が示され、図
９（ｂ）（ｆ）には、スイッチング素子Ｑ11のドレイン
を流れるスイッチング電流Ｉ1が示される。また図９
（ｃ）（ｇ）には、スイッチング素子Ｑ12に並列接続さ
れた並列共振コンデンサＣｒの両端電圧（並列共振電
圧）Ｖ2が示され、図９（ｄ）（ｈ）には、スイッチン
グ素子Ｑ11のドレインを流れるスイッチング電流Ｉ2が
示される。

【００２１】ここでは、水平同期信号周波数ｆH＝３０
ＫＨｚ時の動作として、図９（ａ）（ｂ）に示されるよ
うに、スイッチング素子Ｑ11の１スイッチング周期Ｔｓ
が３．３μｓとなり、スイッチング素子Ｑ11がオンとな
る期間ＴON1が６．９μｓとなるようにＰＷＭ制御され
たときの状態が示されている。このとき、降圧直流電圧
ＥOAのレベルとしては、５０Ｖ程度となる。

【００２２】また、水平同期信号周波数ｆH＝１２０Ｋ
Ｈｚ時の動作として、図９（ｅ）（ｆ）に示されるよう
に、スイッチング素子Ｑ11の１スイッチング周期Ｔｓは
８．３μｓとなり、スイッチング素子Ｑ11がオンとなる
期間ＴON1が０．４μｓとなるようにＰＷＭ制御された
ときの状態が示されている。このとき、降圧直流電圧Ｅ
OAのレベルとしては、２２０Ｖ程度となる。

【００２３】そして、この降圧直流電圧ＥOAを動作電源
として動作する電圧共振形コンバータ３０については、
図９（ｃ）（ｄ）及び図９（ｇ）（ｈ）としてのスイッ
チング素子Ｑ12の動作に示されるように、水平同期信号
周波数ｆHの変化に関わらず、スイッチング素子Ｑ12が
オフとなる期間ＴOFF2が、３μｓで一定となるようにさ
れている。これは、並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスを選定することで設定することができる。

【００２４】そして上記のようにして、スイッチング素
子Ｑ11のスイッチング動作については直流高電圧ＥHVレ
ベルの変動に応じてＰＷＭ制御を行い、かつ、スイッチ
ング素子Ｑ12のオフ期間ＴOFF2については３μｓで一定
となるように設定すれば、並列共振電圧Ｖ2は、図９
（ｃ）に示すようにして、水平同期信号周波数ｆHの変
化に対して一定となるように制御することができる。並
列共振電圧Ｖ2はフライバックトランスＦＢＴの一次巻
線Ｎ1に対してスイッチング出力として伝達されるもの
である。従って、並列共振電圧Ｖ2が一定となるように
制御されると、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線
Ｎ1に得られる交番電圧レベルも一定となるように維持
される。そしてこれに伴って、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側で生成される直流高電圧ＥHVレベルも一定
となるように制御されることになる。このようにして、
図８に示す高電圧安定化回路では、直流高電圧ＥHVレベ
ルの安定化を図るようにしている。

【００２５】以上説明した動作のまとめとして、水平同
期信号周波数ｆHに対する、直流高電圧ＥHV、直流出力
電圧Ｅｏ、降圧直流電圧ＥOAの変動特性を図１０に示
す。この図に依ると、先ず、直流出力電圧Ｅｏについて
は、スイッチング電源回路部１０の安定化動作によって
２４０Ｖのレベルが安定的に得られている。

【００２６】また、降圧直流電圧ＥOAは、水平同期信号
周波数ｆH＝３０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚの変動範囲に対
して、約５０Ｖ〜２２０Ｖの範囲で直線的に変化するよ
うに制御されている。なお、ここでは降圧直流電圧ＥOA
について、直流高電圧ＥHVにより負荷に供給される負荷
電流ＩHVが１ｍＡの場合と、０ｍＡの場合とが示されて
いる。降圧直流電圧ＥOAは、負荷電流ＩHV＝１ｍＡ時の
ほうが負荷電流ＩHV＝０ｍＡ時よりも若干低くなる傾向
を有しているものの、ほぼ同じ電圧値が得られている。
そして、上記のようにして降圧直流電圧ＥOAのレベルが
制御されると共に、前述したようにして、スイッチング
素子Ｑ12のスイッチング動作により発生する並列共振電
圧Ｖ2が水平同期信号周波数ｆHの変化（切り換え）に対
して一定となるように設定されることで、直流高電圧Ｅ
HVは、例えば、約２７ＫＶで一定となるものである。

【００２７】図８に示した高電圧安定化回路では、この
ようにして直流高電圧ＥHVの安定化を図ることで、ＣＲ
Ｔに表示される画像の垂直及び水平方向の画面サイズの
変動を抑えている。また、図８に示した高電圧安定化回
路の構成の場合、高輝度の長方形の白色画像の台形形状
の歪みは、白色ピーク時に発生する高圧負荷電流ＩHVの
増大に因る直流高電圧ＥHVの変動成分ΔＥHVによって生
じるのであるが、これについては、平滑コンデンサＣ
O、ＣOA、ＣOHVの各キャパシタンスを所要にまで増加し
たものを選定することで対策を行っている。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ただし、上記図８に示
す構成の高電圧安定化回路では、次のような問題点を有
している。先ず、図８に示す構成の高電圧安定化回路
は、商用交流電源を入力して直流高電圧ＥHVを生成する
までの過程において、降圧形コンバータ２０と電圧共振
形コンバータ３０による２段の電力変換が行われる。こ
のため、１つには、高電圧安定化回路全体としての総合
的な電力変換効率が低く、例えば実際には、直流高電圧
ＥHVの高圧負荷電力ＰHV＝２７Ｗ（＝ＥHV×ＩHV）時の
電力変換効率は７２％程度にとどまり、１０．５Ｗ程度
が無効電力となる。そして、これに応じて入力電力も大
きいものとなっている。

【００２９】また、このような構成では、実際に組まれ
る回路自体も複雑な構造となり、従って部品点数も増え
ることになる。例えば具体的には、２組のフェライトト
ランス（ＦＢＴ及びスイッチング電源回路部１０内の絶
縁コンバータトランス）と，２組のフェライトチョーク
コイル（ＣＨ１,ＣＨ２）、さらには、最低で３組のス
イッチング素子（Ｑ11，Ｑ12，スイッチング電源回路部
１０内のスイッチング素子）等が必要になる。このた
め、例えばプリント基板の実装面積が大きくなって回路
サイズ自体が大型化し、また、コストも相応に高いもの
となってしまう。また、先にも述べたように、高輝度の
長方形の白色画像の台形形状の歪みを抑えるために、平
滑コンデンサＣO、ＣOA、ＣOHVの各キャパシタンスを増
加していることによっても、部品サイズの大型化やコス
トアップを招いているものである。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、高電圧安定化回路として次のように構
成する。つまり、商用交流電源を整流平滑化して直流入
力電圧を得る整流平滑手段と、スイッチング素子を備え
て直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段
と、一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、
一次巻線、第１の二次巻線、及び第２の二次巻線を巻回
すると共に、一次巻線と第１の二次巻線とについては疎
結合とされる所要の結合度が得られるようにされ、第１
の二次巻線と第２の二次巻線については密結合の状態が
得られるように構成される絶縁コンバータトランスと、
スイッチング手段の動作を電圧共振形とするようにして
形成される一次側並列共振回路とを備える。また、第１
の二次巻線を有して形成される二次側直列共振回路と、
この二次側直列共振回路を有して形成され、第１の二次
巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うこと
で二次側直流出力電圧を得るようにされる直流出力電圧
生成手段と、第２の二次巻線に得られる交番電圧を入力
して整流動作を行うことで所定の高圧レベルとされる直
流高電圧を得るように構成される直流高電圧生成手段
と、直流高電圧のレベルに応じてスイッチング素子のス
イッチング周波数を可変することで直流高電圧に対する
定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備えることとす
る。

【００３１】上記したように、本発明の高電圧安定化回
路としては、一次側にはスイッチングコンバータを電圧
共振形とするための並列共振回路を備え、二次側には第
１の二次巻線を含んで形成される直列共振回路を備え
た、複合共振形コンバータとしての回路構成を採る。ま
た、直流高電圧については、絶縁コンバータトランスの
二次側に対して第２の二次巻線（昇圧巻線）を巻装し、
この第２の二次巻線に得られる交番電圧を直流高電圧生
成手段に入力することで得るようにされている。そし
て、この直流高電圧のレベルに応じて、一次側電圧共振
形コンバータのスイッチング周波数を可変制御すること
で直流高電圧の安定化を積極的に図るようにされる。こ
のような構成では、一次側において商用交流電源から得
た直流入力電圧について電力変換を行うスイッチングコ
ンバータとしては、１組の電圧共振形コンバータのみと
されることになる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としての高電圧安定化回路の構成を示している。こ
の図に示す回路は、その一次側において、１石のスイッ
チング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式
で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コン
バータを備えて構成される。この場合、スイッチング素
子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪ
Ｔ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【００３３】この場合、商用交流電源ＡＣには、ブリッ
ジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる整流平
滑回路が接続されており、交流入力電圧ＶACのほぼ１倍
のレベルに対応する整流平滑電圧を生成し、上記電圧共
振形コンバータに対して、直流入力電圧として供給する
ようになっている。

【００３４】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチン
グ素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線Ｎ
B、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列
接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続
される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コ
ンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるク
ランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
ており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接
続され、エミッタは接地される。

【００３５】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧
共振形の動作が得られるようにされる。

【００３６】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電
圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を
有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を
接合するようにして立体型コアを形成する。そして、こ
の立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方
向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に
制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線
ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。

【００３７】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数に
より決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作
を行うことになる。

【００３８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、
第１の二次巻線とされる二次巻線Ｎ2と、第２の二次巻
線とされる昇圧巻線ＮHVとが巻装されている。

【００３９】ここで、この絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの構造を図７に示す。絶縁コンバータトランスＰＩＴ
は、図７（ａ）に示されているように、例えばフェライ
ト材によるＥ形コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向
するように組み合わせたＥＥ形コアＣＲが備えられる。
そして、このＥＥ形コアＣＲの中央磁脚に対して、分割
ボビンＬＢ１を利用して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2がそ
れぞれ分割された状態で巻装されている。この場合、一
次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の線材には複数の単線を束ね
て形成したリッツ線が用いられる。

【００４０】そして、ＥＥ形コアＣＲの中央磁脚に対し
ては、図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とについ
ては所要の結合係数による疎結合の状態が得られるよう
にしている。なお、ギャップＧは、各Ｅ形コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、一次巻線Ｎ1と二次巻
線Ｎ2との結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５と
いう疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和
状態が得られにくいようにしている。

【００４１】さらに絶縁コンバータトランスＰＩＴで
は、二次巻線Ｎ2が巻装されている分割ボビンＬＢ１の
上に高圧巻線ボビンＨＢ１が設けられる。そして、この
高圧巻線ボビンＨＢ１を利用して昇圧巻線ＮHVが巻装さ
れる。この場合、昇圧巻線ＮHVと二次巻線Ｎ2とは密結
合の状態が得られる。また、昇圧巻線ＮHVの線材として
は、例えば上記した一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2がリッ
ツ線とされるのに対して、例えばその線径が３０μｍ〜
６０μｍ程度の細線（単線）が用いられている。

【００４２】ところで、上記したような絶縁コンバータ
トランスＰＩＴでは、後述するように、昇圧巻線ＮHVに
誘起される誘起電圧ＶHVの電圧レベルが、二次巻線Ｎ2
に誘起される誘起電圧Ｖ2の電圧レベルに比べてはるか
に高いものとなる。このため、高圧巻線ボビンＨＢ１に
対して昇圧巻線ＮHVを巻装する際には、昇圧巻線ＮHVの
絶縁が十分確保できるように、例えば図７（ｂ）、図７
（ｃ）に示されているような巻き方が採られる。

【００４３】図７（ｂ）には、昇圧巻線ＮHVを複数の領
域に分割された高圧巻線ボビンＨＢ１に分割して巻装す
る、いわゆる分割巻き（スリット巻き）が示されてい
る。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによって巻装する場合は、
図示するように、高圧巻線ボビンＨＢ１の内側に対して
一体的に設けた仕切板ＤＶにより、複数の巻線領域であ
るスリットＳを形成するようにされる。そして、この各
スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装することで昇
圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしている。また、この
場合、高圧巻線ボビンＨＢ１に巻装された昇圧巻線ＮHV
の上には、例えばエポキシ樹脂ＥＰ等の絶縁樹脂により
モールドが施されている。また図７（ｃ）には、高圧巻
線ボビンＨＢ１に対して昇圧巻線ＮHVを巻き上げる際
に、昇圧巻線ＮHVを巻装して形成される巻線層ごとに、
層間フィルムＦを挿入することで、昇圧巻線ＮHV間の絶
縁を得るようにした、層間巻きの形態が示されている。

【００４４】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図１に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻始め端部は共振
電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣ
ｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。そし
て、上記一次巻線Ｎ1を流れるスイッチング電流によ
り、二次巻線Ｎ2には誘起電圧が発生する。

【００４５】上記二次巻線Ｎ2の巻終わり端部は二次側
アースに接続され、巻始め端部は直列共振コンデンサＣ
ｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと
整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続さ
れる。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサ
ＣOの正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノード
は二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣ
Oの負極側は二次側アースに対して接続される。

【００４６】このような接続形態では、［二次巻線Ｎ
2、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO］の組から成る倍電圧半波整流回
路が設けられることになる。ここで、直列共振コンデン
サＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩
インダクタンス成分Ｌ2とによって、整流ダイオードＤO
1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形
成する。また、一次側の並列共振回路（Ｎ1，Ｃｒ）の
並列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回
路の直列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２
となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓのキャ
パシタンスが選定される。

【００４７】上記［二次巻線Ｎ2、直列共振コンデンサ
Ｃｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO
1］の組による倍電圧整流動作としては次のようにな
る。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にス
イッチング出力が得られると、このスイッチング出力は
二次巻線Ｎ2に誘起される。倍電圧整流回路は、この二
次巻線Ｎ2に得られた交番電圧を入力して整流動作を行
う。この場合、先ず、整流ダイオードＤO1がオフとな
り、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、
一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が減極性（フライバ
ック）モードで動作して、二次巻線Ｎ2の漏洩インダク
タンスと直列共振コンデンサＣｓによる直列共振作用に
よって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を
直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作が得られ
る。そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダ
イオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間におい
ては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が加極性（フ
ォワード）モードとなり、二次巻線Ｎ2に誘起された電
圧に直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列
共振（電流共振）が生じる状態で平滑コンデンサＣOに
対して充電が行われる動作となる。上記のように、絶縁
コンバータトランスＰＩＴが加極性モードと減極性モー
ドを交互に繰り返すことで、平滑コンデンサＣOには、
二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍のレベルに対応した
直流出力電圧（整流平滑電圧）ＥOが得られる。つま
り、この回路の二次側においては、いわゆる倍電圧半波
整流動作を行う倍電圧整流回路が設けられることにな
る。なお、このようにして二次巻線Ｎ2に対して倍電圧
整流回路が設けられる場合、二次巻線Ｎ2の巻数として
は、例えば二次巻線Ｎ2に対して等倍電圧整流回路が設
けられる場合と比較すれば、その巻数は１／２で済むこ
とになる。

【００４８】上述したように、図１に示す高電圧安定化
回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形と
するための並列共振回路が備えられ、二次側には倍電圧
整流に利用されるべき電流共振動作を得るための直列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００４９】この場合、上記倍電圧整流回路によって得
られた直流出力電圧ＥOは、例えば本実施の形態の高電
圧安定化回路を備えるＣＲＴディスプレイにおける所要
の機能回路部に対して電源として供給することができ
る。また、この場合には、制御回路１に対してもその動
作電源として分岐して入力するようにしている。なお、
制御回路１は、後述する定電圧制御のために設けられて
いる。

【００５０】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの昇
圧巻線ＮHVには、二次巻線Ｎ2と同様に、一次巻線Ｎ1に
より誘起された誘起電圧が発生することになる。上述も
したように、昇圧巻線ＮHVは二次巻線Ｎ2とは密結合の
状態で巻装されていることから、昇圧巻線ＮHVに誘起さ
れる誘起電圧の電圧レベルは、二次巻線Ｎ2に得られる
共振電圧Ｖ2の電圧レベルと、二次巻線Ｎ2と昇圧巻線Ｎ
HVとの巻線比によって決定される。即ち、二次巻線Ｎ2
の巻線数（ターン数）をＮ２、共振電圧Ｖ2の電圧レベ
ルをＶ２、昇圧巻線ＮHVの巻線数をＮＨＶとすれば、昇
圧巻線ＮHVに誘起される交番電圧ＶHVの電圧レベルＶＨ
Ｖは、ＶＨＶ＝Ｖ２×ＮＨＶ／Ｎ２によって示される。
即ち、共振電圧Ｖ2と交番電圧ＶHV、及び二次巻線Ｎ2と
昇圧巻線ＮHVとの間には、Ｖ２／Ｎ２＝ＶＨＶ／ＮＨＶ
の関係が成り立つ。そして実際には、この関係に基づい
て昇圧巻線ＮHVの巻線数を決定することで、昇圧巻線Ｎ
HVにて励起される交番電圧が所要のレベルにまで昇圧す
るようにされている。

【００５１】上記昇圧巻線ＮHVには多倍圧整流回路２が
接続されており、多倍圧整流回路２には昇圧巻線ＮHVに
発生した昇圧交番電圧ＶHVが入力される。そして、この
多倍圧整流回路２にて交番電圧ＶHVを利用した多倍圧整
流動作が行われることで、平滑コンデンサＣOHVの両端
には、所定の高レベル（例えば２７ＫＶ）の直流高電圧
ＥHVが得られる。この直流高電圧ＥHVがＣＲＴのアノー
ド電圧として利用される。

【００５２】図４には、上記図１に示した回路に備えら
れる多倍圧整流回路２の具体的な構成例として、対称形
カスケード整流回路として知られているジョーンズ＆ウ
ォーターズ回路が示されている。ジョーンズ＆ウォータ
ーズ回路としては、この図に示されるように、先ず、昇
圧巻線ＮHVの巻始め端部に対して、高圧コンデンサＣHV
A1，ＣHVA2，・・・ＣHVAnの直列接続から成る第１のコ
ンデンサ直列回路が接続され、このコンデンサ直列回路
の高圧コンデンサＣHVAn側の端部が高圧整流ダイオード
ＤHVA(n+1)を介して平滑コンデンサＣOHVの正極端子
（直流高電圧の出力端）に対して接続される。また、昇
圧巻線ＮHVの巻終わり端部に対しては、高圧コンデンサ
ＣHVB1，ＣHVB2，・・・ＣHVBnの直列接続から成る第２
のコンデンサ直列回路が接続され、高圧コンデンサＣHV
Bnの端部が高圧整流ダイオードＤHVB(n+1)を介して平滑
コンデンサＣOHVの正極端子に対して接続される。

【００５３】また、アースと平滑コンデンサＣOHVの正
極端子との間には、高圧整流ダイオードＤHVA0，ＤHVA
1，ＤHVB2，・・・ＤHVBn，ＤHVA(n+1)の直列接続から
成る第１のダイオード直列回路を接続しており、これら
の各高圧整流ダイオードの各接続点は、上記第１のコン
デンサ直列回路と第２のコンデンサ直列回路の各高圧コ
ンデンサ間の接続点に対して、図のように順次はし渡し
ていくようにして接続される。また、同様にして、二次
側アースと平滑コンデンサＣOHVの正極端子との間に対
して、高圧整流ダイオードＤHVB0，ＤHVB1，ＤHVA2，・
・・，ＤHVAn，ＤHVB(n+1)の直列接続からなる第２のダ
イオード直列回路を接続し、これらの各高圧整流ダイオ
ードの各接続点を、上記第１のコンデンサ直列回路と第
２のコンデンサ直列回路の各高圧コンデンサ間の接続点
に対して順次接続していくようにされる。

【００５４】このような接続形態では、［ＤHVA1，ＤHV
B1，ＣHVA1，ＣHVB1］・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVA
n，ＣHVBn］というｎ段の部分整流回路が接続されて整
流回路全体を形成することになる。そして、このような
構成とされる対称形カスケード整流回路によれば、平滑
コンデンサＣOHVの両端には、昇圧巻線ＮHVに誘起され
る誘起電圧ＶHVの２（ｎ＋１）倍（但し、ｎは整流回路
を形成する部分整流回路の段数を示し、１以上の整数と
される）に対応する高レベルの直流高電圧ＥHVが得られ
ることになる。

【００５５】ここで、例えば、上記した対称形カスケー
ド整流回路として何段により構成するのかについては、
実際に必要とされる直流高電圧ＥHVと、昇圧巻線ＮHVに
誘起される昇圧交番電圧ＶHVとのレベルとの関係によっ
て適宜決定されればよい。一例として、昇圧巻線ＮHVに
誘起される昇圧交番電圧ＶHVが約３．４ＫＶ程度である
として、直流高電圧ＥHVとして２７ＫＶを得る必要があ
るとすれば、上記図４に示す対称形カスケード整流回路
としては３段による８倍電圧整流回路を構成すればよい
ことになる。

【００５６】本実施の形態の高電圧安定化回路の場合、
図１に示すように、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、制御回路１に対して接続される。つま
り本実施の形態においては、制御回路１に対しては、検
出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2によ
り分圧して得られる電圧レベルが入力されることにな
る。これは、制御回路１が直流高電圧ＥHVのレベル変動
を検出するようにされていることを意味する。

【００５７】制御回路１は、直流高電圧ＥHVの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装さ
れた駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。
これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで
形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動
回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する
動作となり、この動作によって絶縁コンバータトランス
ＰＩＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギ
ーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについて所
要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。

【００５８】また、本実施の形態では、上述のようにし
てスイッチング周波数を可変する動作が行われるときに
は、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定
とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するよ
うにされる。つまり、この回路では、定電圧制御動作と
して、スイッチング周波数を可変制御するように動作す
ることで、スイッチング出力に対する共振インピーダン
ス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけ
るスイッチング素子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も
行っているものと見ることが出来る。そして、この複合
的な制御動作を１組の制御回路系によって実現してい
る。なお、本明細書では、このような複合的な制御を
「複合制御方式」ともいう。本実施の形態ではこのよう
にして、直流高電圧ＥHVについての安定化を図るための
構成が採られているものである。

【００５９】ここで、図２に、上記図１に示した構成に
よる高電圧安定化回路の要部の動作波形を示す。なお、
図２に示す測定結果を得るのにあたっては、高電圧安定
化回路として、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝
２．５Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝１１２５Ｔとし、また、高圧
コンデンサＣHVB1〜ＣHVBnについては、それぞれ、１０
００ｐＦを選定している。また多倍圧整流回路２につい
ては、図４に示したジョーンズ＆ウォーターズ回路によ
り８倍電圧整流回路を形成しているものとされる。ま
た、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖとして、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数が１００ＫＨｚ〜１６７
ＫＨｚの制御範囲となる動作条件のもとで測定を行っ
た。

【００６０】また、図２に示される各波形であるが、図
２（ａ）〜（ｄ）には、それぞれ、高圧負荷電力ＰHV＝
２７Ｗ（直流高電圧ＥHV＝２７ＫＶ、高圧負荷電流ＩHV
＝１ｍＡ）時における、一次側並列共振電圧Ｖ1、スイ
ッチング出力電流（スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電
流）Ｉ1、二次側直列共振回路の二次側直列共振電圧Ｖ
2、及び昇圧巻線ＮHVに発生する昇圧交番電圧ＶHVの波
形が示される。また、図２（ｅ）〜（ｈ）の各々には、
高圧負荷電力ＰHV＝０Ｗ時（直流高電圧ＥHV＝２７Ｋ
Ｖ、高圧負荷電流ＩHV＝０ｍＡ）における、図２（ａ）
〜（ｄ）と同一部位の波形が示されている。

【００６１】この場合、高圧負荷電力ＰHV＝２７Ｗ時に
おいては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
は制御範囲下限の１００ＫＨｚとなるようにして制御さ
れる。そして、このときの一次側並列共振電圧Ｖ1とし
ては、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1
がオフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波上のパルスが得
られ、電圧共振形動作であることに対応している。ま
た、このときのスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間Ｔ
ONにおいて、図２（ｂ）に示す波形により流れるものと
なる。

【００６２】また、二次側直列共振電圧Ｖ2としては、
二次側直列共振回路の共振動作によって、図２（ｃ）に
示すようにして正弦波状の波形が得られている。また、
その周期としては、このときのスイッチング周波数ｆｓ
＝１００ＫＨｚに対応しており、ピークレベルとして
は、正／負で共に７．５Ｖ程度となっている。

【００６３】そして、昇圧巻線ＮHVに得られる昇圧交番
電圧ＶHVとしては、昇圧巻線ＮHVが二次巻線Ｎ2と密結
合されていることによって、上記二次側直列共振電圧Ｖ
2の振幅が大きくなるような波形として得られる。ここ
では、例えば３３７５Ｖ程度のピークレベルを有する正
弦波形が得られている。

【００６４】一方、高圧負荷電力ＰHV＝０Ｗ時において
は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数は制御
範囲上限の１６７ＫＨｚとなる。そして、このときの一
次側並列共振電圧Ｖ1は、図２（ｅ）に示すものとな
る。この場合も、一次側並列共振電圧Ｖ1としては、ス
イッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいて正弦
波上のパルスが得られる波形となるのであるが、図２
（ａ）に示す一次側並列共振電圧Ｖ1の波形と比較して
分かるように、スイッチング周波数に関わらず、期間Ｔ
OFFは３μｓで一定とされ、スイッチング素子Ｑ1がオン
となる期間ＴONが変化するようになっている。つまり、
先に述べた複合制御が行われていることがこれらの波形
によって示されているものである。また、高圧負荷電力
ＰHV＝０Ｗ時のスイッチング出力電流Ｉ1は、図２
（ｆ）に示すような鋸歯状波によって期間ＴONに流れる
ものとなる。

【００６５】また、このときの二次側直列共振電圧Ｖ2
は、図２（ｇ）に示すように、スイッチング周波数ｆｓ
＝１６７ＫＨｚに対応する周期を有する正弦波となり、
また、ピークレベルとしては６Ｖとなっている。そし
て、昇圧交番電圧ＶHVは、上記図２（ｇ）に示す二次側
直列共振電圧Ｖ2に対応して、同様に、スイッチング周
波数ｆｓ＝１６７ＫＨｚに対応する周期で、３３７５Ｖ
程度のピークレベルを有する正弦波形となる。補足的に
述べておくと、このときの直流高電圧ＥHVは２７ＫＶ±
５０Ｖであり、直流高電圧ＥHVのリップル電圧δＶは３
２Ｖにまで抑えられている。

【００６６】また、図３に、図１に示した高電圧安定化
回路の特性として、水平同期信号周波数ｆHに対する昇
圧交番電圧ＶHVと二次側直流電圧Ｅｏの関係を示す。な
お、この図では、３０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚの範囲で水
平同期信号周波数ｆH（水平解像度）が可変される場合
が示されている。この図から理解されるように、本実施
の形態では、水平同期信号周波数ｆHに関わらず、昇圧
交番電圧ＶHVは、２７ＫＶで一定となるように制御され
ている。そして、二次側直流電圧Ｅｏもまた、高圧負荷
電力ＰHV＝２７Ｗ（直流高電圧ＥHV＝２７ＫＶ、高圧負
荷電流ＩHV＝１ｍＡ）時には１５Ｖ、高圧負荷電力ＰHV
＝０Ｗ（直流高電圧ＥHV＝２７ＫＶ、高圧負荷電流ＩHV
＝０ｍＡ）時には１２Ｖで一定となるように制御されて
いることが分かる。

【００６７】ここで、先に従来例として図８に示した高
電圧安定化回路と、本実施の形態としての図１に示した
回路とを比較すると、次のようなことがいえる。図８に
示した回路では、一次側において電力変換を行うための
スイッチングコンバータのスイッチング周波数が、水平
同期信号周波数ｆHに同期するようにして構成されてい
る。このため、直流高電圧ＥHVの安定化を図るには、水
平同期信号周波数に従ってスイッチング周波数が固定と
なる条件の下で、１スイッチング周期内におけるオン期
間を可変制御（ＰＷＭ制御）する必要があり、従って、
一次側においては、降圧形コンバータ２０と電圧共振形
コンバータ３０との２組のスイッチングコンバータによ
り電力変換を行うように構成する必要がある。

【００６８】これに対して、図１に示した高電圧安定化
回路の一次側に備えられる電圧共振形コンバータのスイ
ッチング周波数は、水平同期信号周波数ｆHとは無関係
とされて非同期であり、このために、前述した複合制御
方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図るように構成
することが可能とされている。即ち、本実施の形態の高
電圧安定化回路にあっては、一次側に対して１組のみの
電圧共振形コンバータを備えることによって、直流高電
圧ＥHVの安定化が実現される。

【００６９】これにより、図１に示す回路では電力変換
効率が大幅に向上されることになる。例えば高圧負荷電
力ＰHV＝２７Ｗ時の条件における電力変換効率として、
図８に示す回路では７２％であるのに対して、図１に示
す回路では９０％にまで向上している。また、交流入力
電力も、高圧負荷電力ＰHV＝２７Ｗ時では、図８に示す
回路では３７．５Ｗであったのに対して、図１に示す回
路では３０Ｗ程度にまで低減され、高圧負荷電力ＰHV＝
０Ｗ（無負荷）時には、図８に示す回路が３．５Ｗであ
るのに対して、図１に示す回路では、０．６Ｗとなる。

【００７０】また、図１に示す回路では、上述のように
して一次側において１組の電圧共振形コンバータを備え
た構成とされることで、その分、回路を構成する部品点
数が削減されることになるため、回路基板サイズの小型
化及び低コスト化を促進することが可能となる。

【００７１】また、例えば図１に示す回路において、図
１１にて説明した白色ピーク画像の歪みを抑制するため
には、安定化のための制御範囲を拡大して、高圧負荷電
流ＩHV＝３ｍＡとなる負荷条件にまで対応できるような
回路設計とすれば容易に実現することができる。従って
各種コンデンサ素子について静電容量を増加させる必要
はないことになり、これによっても回路の小型化及び低
コスト化を図ることが可能になる。

【００７２】また、本発明にあって、本実施の形態の高
電圧安定化回路に備えられる多倍圧整流回路２として
は、図２に示した対称形カスケード整流回路以外の構成
を採用しても構わない。以下、多倍圧整流回路２の他の
構成例を図５及び図６により説明していくこととする。

【００７３】図５には多倍圧整流回路２の他の回路構成
例として、基本型カスケード整流回路として知られてい
るコッククロフト＆ウォルトン回路が示されている。こ
の場合、昇圧巻線ＮHVの巻終わり端部（二次側アース）
は、高圧コンデンサＣHVA1，ＣHVA2，ＣHVA3，・・・Ｃ
HVAnの直列接続から成る第１のコンデンサ直列回路が接
続されている。また、その巻始め端部は、高圧コンデン
サＣHVB1，ＣHVB2，ＣHVB3，・・・ＣHVBnの直列接続か
ら成る第２のコンデンサ直列回路と接続されている。そ
して、昇圧巻線ＮHVの巻終わり端部と平滑コンデンサＣ
OHVの正極端子（直流高電圧の出力端）との間には、高
圧整流ダイオードＤHVB1，ＤHVA1，ＤHVB2，ＤHVA2，Ｄ
HVB3，ＤHVA3・・・ＤHVBn，ＤHVAnの直列接続から成る
ダイオード直列回路が挿入されている。

【００７４】そして、図示するように、第１のコンデン
サ直列回路を形成する各高圧コンデンサＣHVA1，ＣHVA
2，ＣHVA3，・・・ＣHVAnには、ダイオード直列回路を
形成する高圧整流ダイオードの内、２組の高圧整流ダイ
オードから成る直列回路［ＤHVB1−ＤHVA1］，［ＤHVB2
−ＤHVA2］，［ＤHVB3−ＤHVA3］・・・［ＤHVBn−ＤHV
An］が並列に接続されている。これに対して、第２のコ
ンデンサ直列回路を形成する高圧コンデンサＣHVB1は、
昇圧巻線ＮHVの巻き始め端部と高圧整流ダイオードＤHV
B1のカソードとの間に挿入されているが、以降の高圧コ
ンデンサＣHVB2，ＣHVB3・・・ＣHVBnに関しては、ダイ
オード直列回路を形成する２組の高圧整流ダイオードの
直列回路［ＤHVA1−ＤHVB2］，［ＤHVA2−ＤHVB3］，・
・・［ＤHVA(n-1)−ＤHVBn］が並列に接続されている。
このような接続形態では、［ＤHVA1，ＤHVB1，ＣHVA1，
ＣHVB1]・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVAn，ＣHVBn]とい
うｎ段の部分整流回路が接続されることで整流回路全体
を形成していることになる。

【００７５】そして、このような基本型カスケード整流
回路の整流動作としては、先ず、昇圧巻線ＮHVに負方向
の電流が流れる期間では、高圧整流ダイオードＤHVB1が
オンになり、高圧整流ダイオードＤHVB1からの整流電流
により高圧コンデンサＣHVB1に対する充電動作が得られ
る。次に、昇圧巻線ＮHVに正方向の電流が流れる期間で
は、昇圧巻線ＮHVに誘起された誘起電圧ＶHVと高圧コン
デンサＣHVB1の両端電圧とにより高圧整流ダイオードＤ
HVA1がオンになり、高圧整流ダイオードＤHVA1により整
流された整流電流により高圧コンデンサＣHVA1に対する
充電動作が得られる。そして次に、昇圧巻線ＮHVに負方
向の電流が流れる期間では、昇圧巻線ＮHVの誘起電圧Ｖ
HVと高圧コンデンサＣHVA1の両端電圧により高圧整流ダ
イオードＤHVB2がオンになり高圧コンデンサＣHVB2に対
する充電動作が得られる。

【００７６】以降、昇圧巻線ＮHVに正負方向の電流が交
互に流れることで、第１のコンデンサ直列回路を形成し
ている各高圧コンデンサＣHVA2，ＣHVA3・・・ＣHVAn、
及び第２のコンデンサ直列回路を形成している各高圧コ
ンデンサＣHVB3・・・ＣHVBnに対する充電動作が行われ
ることになる。そして、このようにして充電が行われる
各高圧コンデンサＣHVA1〜ＣHVAn、及びＣHVB1〜ＣHVBn
の各電位によって平滑コンデンサＣOHVに対して充電が
行われることで、平滑コンデンサＣOHVの両端には誘起
電圧ＶHVの２ｎ倍に対応する直流高電圧ＥHVが得られる
ことになる。

【００７７】また図６には、多倍圧整流回路２の他の回
路構成例として、変形カスケード整流回路として知られ
ているミッチェル回路が示されている。この図に示す回
路の接続形態は、上記図５に示した基本型カスケード整
流回路とほぼ同様の構成とされているが、昇圧巻線ＮHV
の巻き始め端部は、高圧コンデンサＣHVB1〜ＣHVBnの直
列接続から成る第２のコンデンサ直列回路の中点に接続
される。また、昇圧巻線ＮHVの巻き終わり端部は、高圧
コンデンサＣHVA1〜ＣHVAnの直列接続から成る第１のコ
ンデンサ直列回路の中点、及び高圧整流ダイオードＤHV
B1，ＤHVA1，ＤHVB2，ＤHVA2，・・・ＤHVBn，ＤHVAnの
直列接続からなるダイオード直列回路の中点にそれぞれ
接続されているものである。ここでも、［ＤHVA1，ＤHV
B1，ＣHVA1，ＣHVB1]・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVA
n，ＣHVBn]というｎ段の部分整流回路が接続されて整流
回路全体を形成することになる。このような接続形態に
より構成されるミッチェル回路としては、結果的には、
誘起電圧ＶHVの２ｎ倍に対応する直流高電圧ＥHVが平滑
コンデンサＣOHVの両端に得られるものである。

【００７８】このように、図１に示した本実施の形態の
高電圧安定化回路では、先に図２に示した対称形カスケ
ード整流回路、或いは上記図５及び図６に示した基本型
カスケード整流回路及び変形カスケード整流回路を多倍
圧整流回路２として備えることが可能とされる。ただ
し、このような多数の高圧コンデンサと高圧整流ダイオ
ードとの多段接続から成る整流回路により構成した場
合、多倍圧整流回路２から出力される直流高電圧ＥHVに
は、リップル電圧δＶの成分が重畳されると共に、電圧
降下ΔＥHV（レギュレーション：電圧変動）が発生す
る。例えば直流高電圧ＥHVに重畳されるリップル電圧δ
Ｖという観点から見ると、図２に示した対称形カスケー
ド整流回路が最も少なく、好適な回路といえる。また、
多倍圧整流回路２にて発生する電圧降下ΔＥHVの観点か
ら見ると、図６に示した変形カスケード整流回路を適用
した場合が最も小さいため好適な回路といえる。なお、
図６に示した変形カスケード整流回路を多倍圧整流回路
２とした場合は、昇圧巻線ＮHVには直流高電圧ＥHVの約
１／２という高電圧が印加されるため、昇圧巻線ＮHVを
エポキシ樹脂等でモールドして絶縁性を高めることが好
ましい。

【００７９】なお、本実施の形態においては、一次側に
自励式共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御を
行うのにあたって直交形制御トランスが用いられている
が、この直交形制御トランスの代わりに、先に本出願人
により提案された斜交形制御トランスを採用することが
できる。上記斜交形制御トランスの構造としては、ここ
での図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの場
合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形
コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そし
て、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮB
を巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線
の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるようにされ
る。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一
方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関
係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角
の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装する
ものである。そして、このような斜交形制御トランスを
備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流
レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線の
インダクタンスが増加するという動作傾向が得られる。
これにより、スイッチング素子をターンオフするための
負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子の蓄
積時間が短縮されることになるので、これに伴ってスイ
ッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、ス
イッチング素子の電力損失をより低減することが可能に
なるものである。

【００８０】また、本実施の形態の回路においては、一
次側に備えられるべきスイッチングコンバータとして、
自励式の電圧共振形コンバータを備えた場合を例に挙げ
たが、他励式による電圧共振形コンバータを備えた構成
とされても構わないものである。

【００８１】さらに、本実施の形態の高電圧安定化回路
は、パーソナルコンピュータ用のディスプレイ装置に適
用されることを前提として説明を行ってきたのである
が、例えばテレビジョン受像機をはじめとして、ＣＲＴ
を表示デバイスとして備える各種ディスプレイ装置に対
して適用が可能とされる。

【００８２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、高電圧安
定化回路として、絶縁コンバータトランスの一次側に１
組の電圧共振形コンバータを備え、その二次側におい
て、多倍圧整流回路によって、例えばＣＲＴのアノード
電圧としての直流高電圧を得るようにされる。また、二
次側には直列共振回路を備えることで、高電圧安定化回
路全体としてはいわゆる複合共振形コンバータを形成す
るようにされる。そしてこのような構成では、直流高電
圧の安定化を図るのに、直流高電圧のレベルに応じて一
次側電圧共振形コンバータのスイッチング周波数と導通
角を同時制御する、複合制御によって行うようにされ
る。この場合、一次側の電圧共振形コンバータのスイッ
チング周波数は、例えば水平同期信号周波数に対してフ
リーランとなる。

【００８３】このような構成であれば、高電圧安定化回
路として一次側に設けるべきスイッチングコンバータは
１組で済むことになる。このため、高電圧安定化回路に
おける総合的な電力変換効率が大幅に向上されると共
に、交流入力電力も低減される。

【００８４】また、一次側に設けられるスイッチングコ
ンバータが１組とされることで部品点数は大幅に削減さ
れ、回路基板サイズの小型化及び低コスト化を促進する
ことが可能になる。さらには、白色ピーク画像の歪みに
ついては、スイッチング周波数の制御範囲を拡大するよ
うに設定を行うことで充分に抑制することが可能である
ことから、回路内の各種コンデンサの静電容量も増加さ
せる必要が無く、これによっても、回路の小型化及び低
コスト化が図られるものである。

【００８５】また、本発明の高電圧安定化回路は、直流
高電圧生成手段として、ジョーンズ＆ウォーターズ回
路、コッククロフト＆ウォルトン回路、或いはミッチェ
ル回路を採用した多倍圧整流回路により構成することが
可能とされる。これにより、絶縁コンバータトランスの
第２の二次巻線に誘起される誘起電圧について充分な高
圧レベルを発生しないようにした構成であっても、直流
高電圧生成手段において、例えばＣＲＴのアノード電圧
を得るなどの所要の目的に対応して、実用に足るだけの
レベルの直流高電圧を得ることが可能になる。また、特
に直流高電圧生成手段に対してジョーンズ＆ウォーター
ズ回路を適用すれば、直流高電圧に重畳されるリップル
電圧の低減を図ることができ、またミッチェル回路を適
用すれば直流高電圧生成手段における電圧降下を有効に
抑えるということが可能になるので、本発明の高電圧安
定化回路を適用する機器ごとに最適な構成を実現するこ
とも可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての高電圧安定化回路
の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の高電圧安定化回路における要部
の動作を示す波形図である。

【図３】本実施の形態の高電圧安定化回路における、水
平同期信号周波数に対する直流高電圧レベル及び二次側
直流出力電圧のレベルを示す説明図である。

【図４】本実施の形態の高電圧安定化回路に備えられる
多倍圧整流回路の構成を示す回路図である。

【図５】多倍圧整流回路の他の構成を示した回路図であ
る。

【図６】多倍圧整流回路の他の構成を示した回路図であ
る。

【図７】本実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造
例を示す断面図である。

【図８】従来としての高電圧安定化回路の構成例を示す
回路図である。

【図９】図８に示す高電圧安定化回路の要部の動作を示
す波形図である。

【図１０】図８に示す高電圧安定化回路における、水平
同期信号周波数に対する直流高電圧レベル及び二次側直
流出力電圧のレベルを示す説明図である。

【図１１】ＣＲＴに表示される白色ピーク画像の歪みか
たを示す説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、２多倍圧整流回路、Ｃｉ平滑コンデ
ンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ絶縁コンバー
タトランス、ＰＲＴ直交形制御トランス、Ｃｒ一次
側並列共振コンデンサ、Ｃｓ二次側直列共振コンデン
サ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＮHV 昇圧巻線、
ＮC 制御巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD共振電流検出巻
線、ＣB 共振コンデンサ、ＤO1，ＤO2 整流ダイオー
ド、ＤHVA0〜ＤHVA(n+1) ＤHVB0〜ＤHVB(n+1) 高圧整
流ダイオード、ＣHVA1〜ＣHVAnＣHVB1〜ＣHVBn 高圧コ
ンデンサ、ＣO，ＣOHV 平滑コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源を整流平滑化して直流入力
電圧を得る整流平滑手段と、スイッチング素子を備え、上記直流入力電圧を断続して
出力するスイッチング手段と、一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次
巻線、第１の二次巻線、及び第２の二次巻線を巻回する
と共に、上記一次巻線と上記第１の二次巻線とについて
は疎結合とされる所要の結合度が得られるようにされ、
上記第１の二次巻線と第２の二次巻線については密結合
の状態が得られるように構成される絶縁コンバータトラ
ンスと、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
して形成される一次側並列共振回路と、上記第１の二次巻線を有して形成される二次側直列共振
回路と、上記二次側直列共振回路を有して形成され、上記第１の
二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行う
ことで、二次側直流出力電圧を得るようにされる直流出
力電圧生成手段と、上記第２の二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流
動作を行うことで、所定の高圧レベルとされる直流高電
圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、上記直流高電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素
子のスイッチング周波数を可変することで、上記直流高
電圧に対する定電圧制御を行うようにされる定電圧制御
手段と、を備えることを特徴とする高電圧安定化回路。
【請求項２】上記直流高電圧生成手段は、ジョーンズ・アンド・ウォーターズ回路を備えて構成さ
れていることを特徴とする請求項１に記載の高電圧安定
化回路。
【請求項３】上記直流高電圧生成手段は、コッククロフト・アンド・ウォルトン回路を備えて構成
されていることを特徴とする請求項１に記載の高電圧安
定化回路。
【請求項４】上記直流高電圧生成手段は、ミッチェル回路を備えて構成されていることを特徴とす
る請求項１に記載の高電圧安定化回路。