JP2004266955A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】重負荷に対応する電源回路の電力変換効率の向上。
【解決手段】重負荷の条件に対応するために、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。また、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。そして、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、倍電圧全波整流回路を備える。倍電圧整流回路では、入力電圧（商用交流電源）が正／負の両期間において整流電流経路が分岐され、この分岐された整流電流が流れる整流ダイオードがあるようにされる。これにより、整流ダイオードを流れる整流電流のピークレベルは、倍電圧半波整流回路の場合よりも低減される。
【選択図】 図１
【解決手段】重負荷の条件に対応するために、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。また、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。そして、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、倍電圧全波整流回路を備える。倍電圧整流回路では、入力電圧（商用交流電源）が正／負の両期間において整流電流経路が分岐され、この分岐された整流電流が流れる整流ダイオードがあるようにされる。これにより、整流ダイオードを流れる整流電流のピークレベルは、倍電圧半波整流回路の場合よりも低減される。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、スイッチング電源回路として各種の共振形コンバータが提案され、また、実用化されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
そして、このような共振形コンバータを備える電源回路として、スイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧の安定化を図るように構成した電流共振形コンバータが知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
また、近年においては、テレビジョン受像機、モニタ装置としてプラズマディスプレイなどが普及してきている。このようなプラズマディスプレイに備えられる電源回路としては、例えば負荷電力６００Ｗ程度の、これまでのテレビジョン受像機やモニタ装置の電源回路よりも重負荷の条件に対応することが要求される。
【０００４】
図６は、プラズマディスプレイに搭載され、約６００Ｗの負荷電力に対応可能な電源回路として、電流共振形コンバータを備えた電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路における電流共振形コンバータは他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。また、この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ〜１４４Ｖに対応する。つまり、例えば北米などのＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源に対応する。
【０００５】
この場合の商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ，ＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【０００６】
そして、商用交流電源ＡＣラインにおいて、上記したラインノイズフィルタの後段に対しては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧半波整流回路が設けられる。この倍電圧半波整流回路は、４本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成るブリッジ整流回路Ｄｉと、４本の平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂを備えて形成される。
【０００７】
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｃのカソードと整流ダイオードＤｄのカソードは、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂの正極端子に接続される。
整流ダイオードＤａのアノードと整流ダイオードＤｂのアノードは一次側アースに接続される。
【０００８】
また、整流ダイオードＤｄのアノードと整流ダイオードＤｂのカソードの接続点は、整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードの接続点と接続される。これにより、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間における整流電流は、整流ダイオードＤｃ／／Ｄｄに並列に流れる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間における整流電流は、整流ダイオードＤａ／／Ｄｂに並列に流れる。
【０００９】
平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ２Ａは、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。同様にして、平滑コンデンサＣｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ｂも、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。また、平滑コンデンサＣｉ１Ａ−Ｃｉ２Ａの接続点と、平滑コンデンサＣｉ１Ｂ−Ｃｉ２Ｂの接続点が互いに接続される。この接続態様では、平滑コンデンサＣｉ１Ａ，ＣｉＢはアッパーサイド側で並列接続されていることになる。また、平滑コンデンサＣｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂもローアーサイド側で並列接続の関係にある。
【００１０】
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作について、図７を参照して説明する。
図７では、説明を簡単にするために、倍電圧半波整流回路の基本的な構成を示しており、図６において実際に形成されている倍電圧半波整流回路との関係としては次のようになっている。
アッパーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂは、平滑コンデンサＣｉ１に相当する。同様にして、ローアーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂは、平滑コンデンサＣｉ２に相当する。
また、整流ダイオードＤｉ１は、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間における整流電流が並列に流れる整流ダイオードＤｃ／／Ｄｄの組に相当する。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間における整流電流が並列して流れる整流ダイオードＤａ／／Ｄｂは整流ダイオードＤｉ２に相当する。
【００１１】
先ず、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間においては、整流ダイオードＤｉ１（Ｄｃ／／Ｄｄ）が導通して整流電流ｉ１が流れ、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間においては、整流ダイオードＤｉ２（Ｄａ／／Ｄｂ）が導通して整流電流ｉ２が流れ、ローアーサイドの平滑コンデンサＣｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
この結果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）−Ｃｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流電圧が得られることになる。また、アッパーサイドの平滑コンデンサに整流電流が流れる期間は、交流入力電圧ＶＡＣが正となる半波の期間であり、ローアーサイドの平滑コンデンサが流れる期間は交流入力電圧ＶＡＣが負となる半波の期間である。つまり、各平滑コンデンサに対応した半波整流動作により倍電圧を得る、倍電圧半波整流動作が行われている。
【００１２】
ここで、図６に示す回路において、整流電流が２本の整流ダイオードに並列に流れるように構成し、また、平滑コンデンサについて、アッパーサイドとローアーサイドとで共に２本を並列に設けているのは、約６００Ｗという重負荷の条件に対応する必要があることによる。
つまり、重負荷の条件になるほど、整流回路系に流れる整流電流は増加する。そこで、整流電流が流れる整流ダイオード及び平滑コンデンサについて、並列接続すれば平滑コンデンサに流れる整流電流は分岐することになる。つまり、１本の整流ダイオード及び平滑コンデンサに流れる電流レベルが抑制されることとなって、これらの部品にかかる負担が軽減される。
なお、平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂについては、例えば１０００μＦ／２００Ｖを選定し、瞬時停電であっても商用交流電源の１周期の動作が保証されるようにしている。また、整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄについては、２５Ａ品を選定するようにしている。また、これらの整流ダイオードＤａ〜Ｄｄについては、低速リカバリ型が選定される。
【００１３】
そして、図６に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする電流共振形コンバータについて、複数を備えることとしている。
また、この図に示す電流共振形コンバータは、後述するようにして部分共振回路が組み合わされることで、いわゆる複合共振形コンバータとしての構成をとる。 この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。
なお、ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンバータの動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を１スイッチングコンバータ内において複合的に動作させる構成のスイッチングコンバータをいう。
【００１４】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての構成を採る。
【００１５】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
【００１６】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合には、抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉが電源入力端子Ｖｃｃに入力されるようになっている。また、アース端子Ｅは一次側アースに直接接続される。
【００１７】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００１８】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００１９】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００２０】
また、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔには、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータ（ここでは図示せず）から出力される立ち上げ信号Ｖｔ１が入力される。
コントロールＩＣ２は、この立ち上げ信号が入力されたタイミングで起動して動作を開始するようになっている。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ、及びドライブ信号出力端子ＶＧＬからのドライブ信号出力を開始する。従って、第１コンバータ部２０１の動作開始タイミングは、コントロールＩＣ２の立ち上げ信号Ｖｔ１の入力タイミングによって決定されることになる。
【００２１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００２２】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このように、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。
【００２３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線として、２組の二次巻線Ｎ２ａ，Ｎ２ｂが互いに独立するようにして巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２ａに対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２４】
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００２５】
また、この場合においては、二次側直流出力電圧Ｅｏ１を分岐して、二次側出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ２を生成するように回路が形成されている。
二次側出力電圧Ｅｏを生成する回路系は、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ７、整流ダイオードＤｃｎ１，高周波ノイズ除去用のチョークコイルＬ１１，平滑コンデンサＣｏ、及びＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を実行する制御回路７を図示するようにして接続した、降圧形コンバータとして形成される。
スイッチング素子Ｑ７は、制御回路７によってスイッチング駆動されることで、二次側出力電圧Ｅｏ１をスイッチングして交番出力を得る。この交番出力は、チョークコイルＬ１１、整流ダイオードＤｃｎ及び平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路によって整流平滑化されることになって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する。
ここで、制御回路７は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ７は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数は一定とされた上で、１スイッチング周期内のオン期間が可変されるようにしてスイッチング動作が制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが一定となるように制御されることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００２６】
二次側出力電圧Ｅｏ１を生成する回路系としても、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ８、整流ダイオードＤｃｎ，チョークコイルＬ１２，平滑コンデンサＣｏ２、及び制御回路７を、上記した二次側出力電圧Ｅｏ１を生成する回路系と同様の態様により接続した、降圧形コンバータとして形成される。
従って、この場合にも、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧としては、制御回路７のＰＷＭ制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られることになる。
【００２７】
また、二次巻線Ｎ２ｂに対しては、ブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣｏ３から成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路の整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣｏ３の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ３を得るようにされている。
【００２８】
第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１等を、上記第１コンバータ部２０１と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
また、第２コンバータ部２０２の二次側は、二次巻線Ｎ２のセンタータップを二次側アースに接続したうえで、この二次巻線Ｎ２に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏ４，Ｃｏ５、ノイズ除去用の抵抗Ｒ１から成る両波整流回路が形成される。これにより、平滑コンデンサＣｏ５の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が生成される。
また、第２コンバータ部２０２においては、制御回路７が、平滑コンデンサＣｏ４の両端に得られる二次側整流平滑電圧のレベルに基づいて、一次側コンバータのスイッチング周波数制御を実行する結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ４に対する安定化が図られるようにされている。
また、第２コンバータ部２０２において、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３が入力される。
【００２９】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏ６，Ｃｏ７、抵抗Ｒ２を、第２コンバータ部２０２と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、この第３コンバータ部２０３においても、制御回路７によるスイッチング周波数制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ５が得られる。
また、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ２が入力される。
【００３０】
上記構成では、二次側から、６つの二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５が得られることになるが、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様については、例えば下記のようになっている。
Ｅｏ：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅｏ２：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅｏ３：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅｏ４：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅｏ５：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
そして、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部２０１：７５Ｗ
第２コンバータ部２０２：１７５Ｗ
第３コンバータ部２０３：３５０Ｗ
であり、総合で６００Ｗとなる。
また、上記したような各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力に応じて、絶縁コンバータトランスについては、次のようにしてコアが選定される。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−３５
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−３：ＥＥＲ−４２
また、降圧形コンバータにおけるチョークコイルＬ１１，Ｌ１２は、それぞれ、ＥＥ−２５のフェライトコアである。
【００３１】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５が使用される場合においては、電源が起動して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ（３７５Ｖ））が立ち上がったときに、各二次側直流出力電圧について、しかるべき順序で以て、順次立ち上がらせる必要がある。
具体的には、先ず、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅｏを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ５、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるようにする。
【００３２】
上記したような二次側直流出力電圧の立ち上げ順序とするために、マイクロコンピュータは、各コンバータ部（２０１，２０２，２０３）におけるコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対して、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力して制御を行っている。この立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３による二次側直流出力電圧の立ち上げ順序の制御動作を、図８のタイミングチャートに示す。
【００３３】
ここで、図６に示す電源回路は、いわゆるメイン電源の構成であり、ここにはスタンバイ電源は示していない。マイクロコンピュータは、このスタンバイ電源が供給されているからメイン電源が起動されていない状態でも、動作することが可能である。
そして、メイン電源である図６に示す回路を起動させるために、メインスイッチＳＷがオフからオンに切り換えられたとすると、商用交流電源ＡＣが回路に投入されて整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが規定レベル（例えば３７５Ｖ）にまで上昇したことがマイクロコンピュータによって検出されると、マイクロコンピュータは、図８に示す時点ｔ１のタイミングで、図８（ａ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これにより、立ち上げ信号Ｖｔ１が入力されている第１コンバータ部２０１のコントロールＩＣ２は、時点ｔ１からスイッチング駆動動作を開始する。そして、これに応じて、第１コンバータ部２０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧Ｅｏは、図８（ｂ）に示すようにして、時点ｔ１における０レベルから上昇を開始して或る時間が経過した時点で、規定のレベル（５Ｖ）にまで上昇する。そして、以降は、降圧形コンバータによる定電圧制御動作によって、この１２Ｖで安定化された状態を維持する。
なお、確認のために述べておくと、同じ第１コンバータ部２０１にて生成される残りの二次側直流出力電圧Ｅｏ１，Ｅｏ２，Ｅｏ３も、二次側直流出力電圧Ｅｏとほぼ同じタイミングで立ち上がることになる。
【００３４】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記のようにして、時点ｔ１から二次側直流出力電圧Ｅｏ１が規定レベルに上昇して安定した後の時点ｔ２において、図８（ｃ）に示すように、Ｌレベルからレベルに切り換えて出力されるように設定されている。
これにより、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣが時点ｔ２において起動する。これに応じて、時点ｔ２以降においては、図８（ｄ）に示す二次側直流出力電圧Ｅｏ５が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（２００Ｖ）で一定となるようにして立ち上がることになる。
【００３５】
また、上記のように二次側直流出力電圧Ｅｏ５が規定レベルで安定した状態となった後の時点ｔ３において、マイクロコンピュータは、図８（ｅ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ３をＬレベルからＨレベルに切り換える。これに応じて、第２コンバータ部２０２のコントロールＩＣが時点ｔ３において起動し、時点ｔ３以降において、図８（ｆ）に示す二次側直流出力電圧Ｅｏ４が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（７０Ｖ）で一定となるようにして立ち上がる。
このようにして、図６に示す電源回路では、二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングをコントロールして、電源回路としての適切な起動動作を得るようにしている。
【００３６】
【特許文献１】
特開平２−４１０８４号公報
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図６に示した電源回路は、例えば負荷電力６００Ｗ程度の重負荷の条件に対応するため、直流入力電圧（Ｅｉ）に対して３つの複合共振形コンバータを並列に接続している。
また、第１コンバータ部２０１としての複合共振形コンバータにおいては、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ２を得るための、降圧形コンバータを設けている。つまり、スイッチング制御方式による定電圧制御のための回路系と、二次側に設けられる所要数の降圧形コンバータとを組み合わせることによって、各二次側直流出力電圧の安定化を図っている。
【００３８】
しかしながら、上記図６に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路は倍電圧半波整流回路として形成されている。この倍電圧半波整流回路では、例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１２０Ｖ時の条件では、交流入力電圧ＶＡＣが正／負の各期間で流れる整流電流ｉ１，ｉ２のピークレベルは、共に２９Ａｐ程度となる。整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄとしては、前述もしたように２５Ａ品として並列接続させているのであるが、上記した程度に整流電流のｉ１，ｉ２のピークレベルが大きいことから、各整流ダイオードにおける順方向電圧降下による電力損失は相当に大きいものとなる。このため、例えば実際の測定結果として、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は８６．５％であり、交流入力電力は６９３．６Ｗとなっている。
【００３９】
また、上記のようにして、倍電圧半波整流回路を形成している場合、アッパーサイド側とローアーサイド側の各平滑コンデンサの両端電圧に商用交流電源周期のリップル成分が重畳することになる。直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）は、アッパーサイド側とローアーサイド側の平滑コンデンサを直列接続した回路の両端電圧である。従って、直流入力電圧のリップル成分は、アッパーサイド側とローアーサイド側の平滑コンデンサのリップル成分が二重に重畳されたものとなって、結果的に、直流入力電圧に生じるリップル電圧が増加することになる。これに伴って、二次側直流出力電圧のリップルも増加してしまう。
【００４０】
また、図６に示す回路の場合においては、必要数の二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５を得るのに、第１、第２、及び第３コンバータ部２０１，２０２，２０３による、３段の複合共振形コンバータを備えているが、このようにして、電力変換の段数が多いことによっても、電力変換効率の低下を招いている。また、構成部品点数もそれだけ多くなって回路基板サイズが拡大し、コストアップにもつながる。
【００４１】
さらに、図６に示す回路としては、３組の複合共振形コンバータに加えて、２組の降圧形コンバータを備えていることになるので、これらのスイッチングノイズも無視できない程度に大きなものとなる。特に、降圧形コンバータはハードスイッチング動作であるから、スイッチングノイズ発生量は多い。
【００４２】
さらに、スイッチング周波数については、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータは、７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲であるのに対して、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚとなる。
このようにして、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なる場合においては、１次側と二次側のアース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源の２倍に対応するとされるレベルの上記整流平滑電圧を、全波整流動作を含む整流動作により生成する倍電圧全波整流回路と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。そして、複数のスイッチングコンバータ部の各々は、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。また、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。また、１以上の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える。また、直流出力電圧生成手段により複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段とを備えることとした。
【００４４】
上記構成によれば、本発明のスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するのにあたって、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。また、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採っていることになる。
そして、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、倍電圧全波整流回路を備えることとされている。倍電圧全波整流回路では、入力電圧（商用交流電源）が正／負の両期間において整流電流経路が分岐され、この分岐された整流電流が倍電圧全波整流回路を形成する整流ダイオードに流れる整流電流経路が形成される。
【００４５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、例として、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の比較的重負荷の条件に対応可能な構成を採る。また、このような本実施の形態のスイッチング電源回路は、例えばプラズマディスプレイ装置の電源回路として用いることができる。
【００４６】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣＬから成る、コモンモードノイズを除去するためのラインノイズフィルタが備えられる。
【００４７】
また、上記ラインノイズフィルタの後段に対しては、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流回路が備えられる。
本実施の形態の場合の上記整流回路としては倍電圧全波整流回路とされる。この倍電圧全波整流回路は、ブリッジ整流回路Ｄｉ、及び３本の平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣから成る。
【００４８】
ブリッジ整流回路Ｄｉは、４本の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成る。これらの整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄには、例えば低速リカバリ型を選定するようにされる。
整流ダイオードＤａのアノードと、整流ダイオードＤｄの接続点は商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｂのアノードと整流ダイオードＤｃのカソードは、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｂのカソードは、平滑コンデンサＣｉＡ，Ｃｉｃの正極端子に対して接続される。
整流ダイオードＤｄ，Ｄｃの各アノードは一次側アースに接続される。
【００４９】
また、倍電圧全波整流回路の平滑回路系としては、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と、平滑コンデンサＣｉＣを、並列に接続して形成している。
つまり、平滑コンデンサＣｉＡの負極端子と平滑コンデンサＣｉＢの正極端子を接続した上で、平滑コンデンサＣｉＡの正極端子を、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点に対して接続する。また、直列接続された平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）に対して接続される。
また、平滑コンデンサＣｉＣの正極端子は、平滑コンデンサＣｉＡの正極端子と同じく、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点に対して接続される。
平滑コンデンサＣｉＢ，ＣｉＣの負極端子は、共に一次側アースに対して接続される。
【００５０】
上記のようにして形成される倍電圧全波整流回路の動作について、図３を参照して説明する。図３には、図１から倍電圧全波整流回路を形成する回路部分を抜き出して示している。
先ず交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤａ，Ｄｃが導通する。これにより、図３（ａ）に示すようにして、商用交流電源ＡＣの正極ライン側から流れる整流電流ｉ１は、先ず、整流ダイオードＤａを流れる。そして、この後において、整流電流ｉ１は、平滑コンデンサＣｉＡに流れる整流電流ｉ１ａと平滑コンデンサＣｉＣに流れる整流電流ｉ１ｂとに分岐する。
平滑コンデンサＣｉＡに流入した整流電流ｉ１ａは、そのまま商用交流電源ＡＣの負極ラインに流入する。平滑コンデンサＣｉＣに流入した整流電流ｉ１ｂは、一次側アースを介して整流ダイオードＤｃを流れた後、商用交流電源ＡＣの負極ラインに流れる。つまり、整流電流ｉ１ａ，ｉ１ｂは、商用交流電源ＡＣの負極ライン側で合流し、整流電流ｉ１（＝ｉ１ａ＋ｉ１ｂ）として流れる。
このような整流電流の経路によって、平滑コンデンサＣｉＡと平滑コンデンサＣｉＣに対して充電が行われて電荷が蓄積される。
【００５１】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤｂ，Ｄｄが導通する。これにより、図３（ｂ）に示すようにして、商用交流電源ＡＣの負極ライン側から流れる整流電流ｉ２は、先ず、平滑コンデンサＣｉＢに流れる整流電流ｉ２ａと、整流ダイオードＤｂに流れる整流電流ｉ２ｂとに分岐する。
整流電流ｉ２ａは、平滑コンデンサＣｉＢに流入した後、一次側アースを介するようにして整流ダイオードＤｄに流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに流れる。また、整流電流ｉ２ｂは、平滑コンデンサＣｉＣを流れた後、一次側アースを介するようにして整流ダイオードＤｄに流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに流れる。この場合も、整流電流ｉ２ａ，ｉ２ｂは、商用交流電源ＡＣの正極ライン側で合流し、整流電流ｉ２（＝ｉ２ａ＋ｉ２ｂ）として流れることになる。
そして、上記した整流電流経路によっては、平滑コンデンサＣｉＢと平滑コンデンサＣｉＣに対して充電が行われて電荷が蓄積されることとなる。
【００５２】
ここで、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの各々に対しては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各半周期において、交流入力電圧ＶＡＣに対応する電位による充電が行われる。このため、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢのそれぞれの両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧（直流電圧）が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
このため、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路に対して並列接続される平滑コンデンサＣｉＣに対する充電により得られる両端電圧としても、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
【００５３】
このような動作の結果、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と、平滑コンデンサＣｉＣとの並列接続により形成される平滑回路部の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、平滑コンデンサＣｉＣに対する整流平滑動作としては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負極性の両期間により充電が行われる全波整流動作が得られている。つまり、倍電圧全波整流動作が得られているものである。
【００５４】
図１に示す回路において、上記した平滑回路部（平滑コンデンサ［ＣｉＡ−ＣｉＢ］／／ＣｉＣ）の両端電圧として得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図示するようにして第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の２つが備えられる。これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対して並列となるようにして接続される。
また、これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、それぞれ他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
【００５５】
ここで、第１コンバータ部１０１の構成について説明する。
この第１コンバータ部１０１は、上記もしているように、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のハーフブリッジ結合による回路は、整流平滑電圧Ｅｉに対して並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５７】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合には、整流平滑電圧Ｅｉが抵抗Ｒｓを介して電源入力端子Ｖｃｃに入力されている。
また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００５８】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加される。
【００５９】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２に対しては、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が備えられる。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトされる。
【００６０】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００６１】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図２（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図２（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００６２】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図２（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図２（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図３（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００６３】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００６４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と、所要数の二次巻線が巻装される。
絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、この場合、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側直列共振コンデンサＣ１と疎結合トランスＶＦＴ−１の一次巻線Ｎ１１の直列接続を介して接続される。また、他端は、一次側アースに接続される。
【００６５】
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００６６】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す第１コンバータ部１０１は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００６７】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、二次巻線をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００６８】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａ，Ｎ２Ｂの３つの二次巻線がそれぞれ独立するようにして巻装される。
先ず、二次巻線Ｎ２からは、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２を生成するようにされており、このうち、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するための回路系は次のようになる。
つまり、二次巻線Ｎ２に形成したタップ出力を二次側アースに接地させた上で、このタップ出力をセンター位置とした所定の巻数分の位置から、１つずつ両端タップを引き出す。そして、各両端タップに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２を接続し、また、平滑コンデンサＣｏを接続することで、両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏは、安定化のために、分岐して制御回路７に対して入力される。
【００６９】
直交型制御トランスＰＲＴ−１は、例えば制御巻線Ｎｃに対して、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の巻方向が直交する関係となるようにして、制御巻線Ｎｃ及び制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２をコアに巻装して構成される。このようにして構成される直交型制御トランスＰＲＴ−１は、可飽和リアクトルとなる。
この場合の制御回路７では、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を制御電流として出力する。この制御電流レベルの変化に応じて、可飽和リアクトルである直交型制御トランスＰＲＴ−１では、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが可変される。被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２は、二次側直流出力電圧Ｅｏのための整流回路系において直列に挿入されているので、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが変化すれば、平滑コンデンサＣｏに流入する整流電流量が変化することになって、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを可変制御することで定電圧制御が行われることになる。
【００７０】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための整流回路系は、図示するようにして、二次巻線Ｎ２の一方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ−整流ダイオードＤｏ３を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣｏ１を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための整流回路系においても、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路７を備えることで、上述のようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ１についての定電圧化が図られる。
【００７１】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系も、二次巻線Ｎ２の他方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−３の被制御巻線ＮＲ−整流ダイオードＤｏ４を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣｏ２を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−３及び制御回路７を備えており、二次側直流出力電圧Ｅｏ２についての定電圧化が図られる。
【００７２】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ３は、二次巻線Ｎ２Ａに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ２Ａのセンタータップを０電位に接続した上で、整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６及び平滑コンデンサＣｏ３から成る。
そして、両波整流回路に対しては、直交型制御トランスＰＲＴ−４の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２が図示するようにして直列に挿入され、制御回路７は二次側直流出力電圧Ｅｏ３に応じたレベルの制御電流を直交型制御トランスＰＲＴ−４の制御巻線Ｎｃに対して出力するようにされている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ３についての定電圧化が図られるようになっている。
【００７３】
さらに、二次側直流出力電圧Ｅｏ４については、二次巻線Ｎ２Ｂに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ２Ｂのセンタータップを二次側アースに接続するとともに、整流ダイオードＤｏ７，Ｄｏ８及び平滑コンデンサＣｏ５を接続して、先ずは、直流電圧Ｅ４を得るようにされ、この直流電圧Ｅ４のラインと、平滑コンデンサＣｏ６の間に、ＤＣスイッチ回路６のトランジスタＱ５を直列に挿入して形成される。二次側直流出力電圧Ｅｏ４は、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧として得られる。
【００７４】
この二次側直流出力電圧Ｅｏ４に対する安定化は、スイッチング周波数制御方式によって行われる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ４は分岐して、検出電圧として制御回路１に入力される。制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅｏ４のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力として、第１コンバータ部１０１内のコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。このコントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになる。この結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ４のレベルが一定となるように定電圧制御が行われる。
【００７５】
ＤＣスイッチ回路６は、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３に応じて、二次側直流出力電圧Ｅｏ４の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ回路６は、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ５、バイポーラのトランジスタＱ６、ツェナーダイオードＤＺ、及び抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を図示するようにして接続して形成される。つまり、トランジスタＱ５のドレインを平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣｏ６の正極端子と接続する。トランジスタＱ５のゲートは、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ６のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ５のゲート−ドレイン間には、抵抗Ｒ１／／ツェナーダイオードＤＺの並列回路が接続される。ここでは、ツェナーダイオードＤＺのアノードがトランジスタＱ５のゲート側で、カソードがドレイン側となるようにされる。
トランジスタＱ６のベースには抵抗Ｒ４を介した立ち上げ信号Ｖｔ３が、オン／オフ制御信号として入力されるようになっている。また、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間には、抵抗Ｒ３が挿入される。トランジスタＱ６のエミッタは二次側アースに接続される。
【００７６】
後述もするように、立ち上げ信号Ｖｔ３は、ＬレベルとＨレベルで切り換えが行われる信号である。立ち上げ信号Ｖｔ３がＬレベル（０レベル）である場合、トランジスタＱ６はオフ状態を維持するが、このときには、トランジスタＱ５におけるゲート−ソース間電圧が閾値を満たさないことから、トランジスタＱ５もオフとなる。このため、平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と、平滑コンデンサＣｏ６の正極端子とは接続されないことになって、平滑コンデンサＣｏ６への整流電流の充電は行われないことになる。このため、平滑コンデンサＣｏ５の両端に直流電圧Ｅ４が得られているとしても、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ４は０レベルのままである。
これに対して、立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルに立ち上がって所定の正極レベルが得られると、トランジスタＱ６はオン状態に切り換わって、抵抗Ｒ２の両端に電位が生じる。これによって、ツェナーダイオードＤＺのアノードは、トランジスタＱ６のコレクタ−エミッタを介して二次側アースに対して接続されることとなって、直流電圧Ｅ４によって導通することになる。ツェナーダイオードＤＺが導通することによっては、トランジスタＱ５のゲートに対して閾値を満たすレベルのゲート電圧が印加されることになって、トランジスタＱ５もオンとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と、平滑コンデンサＣｏ６の正極端子が接続されることとなって、平滑コンデンサＣｏ６で整流電流が充放電される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が発生することになる。
【００７７】
第２コンバータ部１０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１を第１コンバータ部１０１と同様にして接続している。これにより、一次側スイッチングコンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。
【００７８】
また、この場合の第２コンバータ部１０２の二次側としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に対して１組の二次巻線Ｎ２を設けることとしている。そして、この二次巻線Ｎ２に対して、図示するようにして、ブリッジ整流回路ＤＢＲ及び３本の平滑コンデンサＣｏ７，Ｃｏ８，Ｃｏ９から成る倍電圧全波整流回路を設けている。なお、倍電圧半波整流回路としての回路構成は、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成するための倍電圧半波整流回路（Ｄｉ，ＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣと同様とされることから、ここでの説明は省略する。なお、ブリッジ整流回路ＤＢＲを形成する整流ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４には、高速リカバリ型が用いられる。
この二次側の倍電圧全波整流回路は、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行うことで、平滑コンデンサＣｏ７−Ｃｏ８の直列接続回路と平滑コンデンサＣｏ９との並列接続から成る平滑回路部の両端電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成する。
この二次側直流出力電圧Ｅｏ５に対する定電圧制御は、制御回路１を備えていることからも分かるように、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御方式により行われる。
【００７９】
また、図１に示す電源回路の構成によると、第１コンバータ部１０１において、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ４の５つの二次側直流出力電圧を生成し、第２コンバータ部１０２において二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成するようにしている。
つまり、本実施の形態としても、図６にて説明した先行技術の場合と同様にして、
Ｅｏ：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅｏ２：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅｏ３：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅｏ４：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅｏ５：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
を得るようにされている。
但し、本実施の形態においては、第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の、２つのコンバータ部によって上記６つの負荷（二次側直流出力電圧）をまかなうこととしており、従って、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部１０１：２５０Ｗ
第３コンバータ部１０２：３５０Ｗ
となって、これにより総合で６００Ｗとなるようにしている。
【００８０】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５を生成して負荷に供給する構成の下では、図８によっても説明したように、電源起動時において、二次側直流出力電圧についてしかるべき順序で以て立ち上がらせる必要がある。つまり、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅｏを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ５、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるようにすることが要求される。
【００８１】
図１に示す電源回路では、このような二次側直流出力電圧の順次立ち上げを、次のようにして行うこととしている。
先ず、二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御のため、図１においては図示していないマイクロコンピュータからは、立ち上げ信号（起動制御信号）Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力可能とされている。
なお、ここでいうマイクロコンピュータとは、図１に示す電源回路が搭載される機器に備えられているものとされる。そして、図１に示す電源回路は、メイン電源であり、このメイン電源がオフとなっているときには、マイクロコンピュータは、ここでは図示していないスタンバイ電源によって動作している。従って、メイン電源が立ち上がっていなくとも、スタンバイ電源によって動作しているために、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力することは可能とされている。
【００８２】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ１は、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２における起動端子Ｖｔに対して入力されるようになっている。立ち上げ信号Ｖｔ２は、第２コンバータ部１０２における起動端子Ｖｔに対して入力される。また、立ち上げ信号Ｖｔ３については、先にも説明したように、第１コンバータ部１０１の二次側において、二次側直流出力電圧Ｅｏ４の整流回路に備えられる、ＤＣスイッチ回路のトランジスタＱ６をオン／オフするためのオン／オフ制御信号として入力されている。
【００８３】
ここで、図５（ａ）（ｄ）（ｆ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３は、それぞれ、時点ｔ１、ｔ２、ｔ３のタイミングで、順次、ＬレベルからＨレベルに切り換わるようにして出力されるようにされている。また、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３が全てＬレベルとなっている時点ｔ１以前においては、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２は起動していない状態にある。
【００８４】
例えばマイクロコンピュータは、メイン電源がオンとなって、整流平滑電圧Ｅｉが規定のレベルにまで立ち上がったことを認識すると、先ず、時点ｔ１とされる所定のタイミングにより、図５（ａ）に示すようにして立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。
これにより、時点ｔ１において、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２が起動する。つまり、第１コンバータ部１０１が起動を開始することになる。これに応じて、第１コンバータ部１０１の二次側にて得られる各二次側直流出力電圧が立ち上ることになる。つまり、例えば図５（ｂ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏは、時点ｔ１以前では０レベルであったが、時点ｔ１以降において、平滑コンデンサＣｏの充電量が増加していくのに応じて上昇するようにして立ち上がっている。そして、規定レベルに至ったとされると、以降はこの規定レベルにより定電圧制御された状態が維持される。
ただし、二次側直流出力電圧Ｅｏ４については、図５（ｃ）に示す直流電圧Ｅ４が時点ｔ１で立ち上がっているのにかかわらず、図５（ｇ）に示すようにして、同様には立ち上がらない。これは、時点ｔ１のタイミングでは、オン／オフ制御されるＤＣスイッチ回路６において、トランジスタＱ５がオフ状態だからである。前述したように、ＤＣスイッチ回路６では、オン／オフ制御信号である立ち上げ信号Ｖｔ３がＬレベルでは、トランジスタＱ５をオフ状態とするように動作する。トランジスタＱ５をオフ状態であるとき、平滑コンデンサＣｏ６には整流電流が充電されず、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が生成されることはない。
【００８５】
そして、図５（ｄ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記Ｖｔ１がＨレベルに変化した時点ｔ１の後の時点ｔ２においてＨレベルに切り換わって出力される。なお、この時点ｔ２のタイミングは、例えば時点ｔ１にＨレベルとされた立ち上げ信号Ｖｔ１に応じて、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏが規定レベルにまで完全に立ち上がることで、二次側直流出力電圧Ｅｏを電源とする回路部の動作の開始が保証される時点以降となるように設定される。
【００８６】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ２がＨレベルに切り換わるのに応じては、第２コンバータ部１０２のコントロールＩＣ２が起動することになる。これにより、時点ｔ２からは、図５（ｅ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が立ち上がることになる。
【００８７】
そして、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が規定レベルにまで完全に立ち上がって定電圧化された状態が得られている時点ｔ３のタイミングにより、図５（ｆ）に示すようにして、最後の立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルに切り換えられる。
この場合には、立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルとなるのに応じて、ＤＣスイッチ回路６におけるトランジスタＱ５がオン状態に切り換わることになる。これに応じて、直流電圧Ｅ４は、トランジスタＱ５のドレイン−ソースを介して平滑コンデンサＣｏ６に充電されることになり、ここではじめて、図５（ｇ）に示すようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ４が立ち上がることになる。
このようにして、本実施の形態では、電源起動時における二次側直流出力電圧の立ち上げ順として、図６の電源回路の場合と同等の適正なものとなるように制御している。
【００８８】
なお、上記した二次側直流出力電圧の立ち上げ順を得るのにあたっては、他に次のような構成が考えられる。
つまり、ＤＣスイッチ回路６において、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間抵抗Ｒ３に対して、時定数コンデンサを並列に接続する。そして、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ６のベースに入力すべきオン／オフ制御信号は、立ち上げ信号Ｖｔ３に代えて、第２コンバータ部１０２にて得られる、二次側直流出力電圧Ｅｏ５とするものである。
この構成では、オン／オフ制御信号である二次側直流出力電圧Ｅｏ５が所定レベルにまで立ち上がった時点から、トランジスタＱ６が完全にオンとなるまでの時点は、上記時定数コンデンサと抵抗Ｒ４の時定数に応じた遅延時間が与えられることになる。そこで、この時定数コンデンサと抵抗Ｒ４の時定数について、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が立ち上がった時点から、二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるべき時点に対応する遅延時間が得られるように設定する。このようにすれば、図５と同等の適切なタイミングで二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げることが可能となる。
【００８９】
なお、参考までに、図１に示す電源回路において備えられる各トランスのコアの形状サイズについて記しておく。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０
ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２：ＥＥ−２８
ＰＲＴ：フェライトコア（１５ｍｍ×１５ｍｍ×２０ｍｍ）
【００９０】
このようにして構成される図１に示す本実施の形態の電源回路と、先行技術として示した図６の回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示す電源回路では、一次側において直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路を、倍電圧全波整流回路としている。この倍電圧整流回路の平滑回路系は、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と平滑コンデンサＣｉＣとを並列接続して整流電流経路を分流させている。これにより、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間において、整流ダイオードＤａ，Ｄｃに流れるのは、整流電流ｉ１が分流した整流電流ｉ１ｂの成分のみとなる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間においては、整流ダイオードＤｂには、整流電流ｉ２が分流した整流電流ｉ１ｂの成分のみが流れる。
これにより、上記各整流ダイオードに流れる整流電流のピークレベルは、例えば図６の回路における倍電圧半波整流回路よりも抑制されることになり、これらの整流ダイオードの順方向電圧降下による電力損失も低減される。そして、これにより、電源回路としての電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上することになる。
【００９１】
また、図６に示す回路においては、二次側直流電圧の安定化のために、スイッチング周波数制御方式に対して、降圧型コンバータを組み合わせた構成を採っているが、降圧形コンバータによるＰＷＭ制御は、例えば負荷電流の増加に応じて電力損失が増加して、電力変換効率を低下させる要因となる。これは、例えば降圧形コンバータ以外の定電圧化の手段として、３端子のシリーズレギュレータやトロイダルコアを備えるマグアンプ（磁気増幅器）の回路等を備えた場合にも同様のことがいえる。
これに対して、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴを備えて、整流電流経路に挿入した直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲのインダクタンスを可変することで安定化を図ることとしている。直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲにおける電力損失は少なく、被制御巻線ＮＲのインダクタンス可変のために制御回路等が必要とする制御電力は０．４Ｗ程度となる。これによっても、電力変換効率の向上に寄与している。
例えば、図６の電源回路ではＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が８６．５％、交流入力電力が６９３．６Ｗであるのに対して、図１の電源回路では、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が８７．０％で０．５％向上している。また、交流入力電力は６８９．６Ｗであり４．０Ｗ低減している。
また、直交型制御トランスＰＲＴを備える安定化のための回路構成は、低コストでもある。
【００９２】
また、図１に示す回路では、倍電圧整流回路の平滑回路部を上記のようにして形成していることで、平滑コンデンサＣｉＣについては、その両端電圧が整流平滑電圧Ｅｉレベルとして得られるようになっている。つまり、平滑コンデンサＣｉＣについては、図５に示す回路における平滑回路部のようにして、アッパーサイドとローアーサイドの平滑コンデンサのリップルが二重に重畳された整流平滑電圧Ｅｉを生成することにはならない。
この結果、図１の整流回路の整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧は、図５の整流回路の約１／２にまで抑制され、これに伴って、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の各二次側直流出力電圧に現れるリップル電圧も約１／２に抑制されることになる。
なお、本実施の形態において、例えば平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢについては、１０００μＦ／２００Ｖ，平滑コンデンサＣｉＣについては、５６０μＦ／４００Ｖを選定することができる。また、図６に示す電源回路では、整流平滑電圧Ｅｉを生成するための平滑コンデンサとして４本を備えているが、図１に示す回路では、上記平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣの３本であり、これによる回路規模の縮小、及び低コスト化も図られることになる。
【００９３】
また、図１に示す電源回路では、降圧形コンバータが省略されており、ハードスイッチング動作をするコンバータが無くなっていることが分かる。本実施の形態においては、直交型制御トランスＰＲＴ及び制御回路７を備えて、直流的な制御電流供給によって二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２などの安定化を図る構成としていることで、降圧形コンバータの省略を可能としている。
これにより、図１の電源回路を形成する第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作のみとなるから、図６に示した電源回路と比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
また、図６に示す電源回路では、３段の複合共振形コンバータ部が設けられているのに対して、図１に示す電源回路では、第１及び第２コンバータ部１０１，１０２の２つとしている。このようにして複合共振形コンバータ部の数が削減されることによっても、上記した回路の小型軽量化が促進される。また、ソフトスイッチング動作であるから、もともとスイッチングノイズは少ないものの、複合共振形コンバータ部の数が削減されれば、それだけスイッチングノイズも減少されることとなって、この点でのメリットも得られている。
【００９４】
また、図６に示す電源回路の場合には、３組のコンバータ部２０１，２０２，２０３と、２組の降圧形コンバータが、それぞれ異なるスイッチング周波数で動作する構成となっていた。
これに対して、本実施の形態では、互いに異なるスイッチング周波数によって独立してスイッチング動作を実行するのは、２組のコンバータ部１０１，１０２のみとなる。コンバータ部１０１，１０２のスイッチング周波数は、定電圧化のために、例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で、二次側直流出力電圧Ｅ４，Ｅｏ５のレベルに応じてそれぞれ変化する。
このようして、異なるスイッチング周波数によりスイッチング動作するコンバータの数が削減されることによっては、一次側と二次側のアース電位の干渉もそれだけ少なくなるから、電源回路の動作もより安定することとなる。
【００９５】
ところで、図６に示す回路において、複合共振形コンバータとして、コンバータ部２０１，２０２，２０３の３つを設けているのは、図８にも示したように、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３の３段階で二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングを制御しなければならないことも要因となっている。
つまり、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３ごとに出力される立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３ごとに対応して、二次側直流出力電圧を立ち上げようとした場合に、これに応じて、３つの複合共振形コンバータを備え、各複合共振形コンバータのコントロールＩＣ２の起動を、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３によりコントロールするという構成が、これまでにおいて行われてきたからである。
【００９６】
これに対して、図１に示す回路では、ＤＣスイッチ回路６を設け、立ち上げ信号Ｖｔ３によっては、このＤＣスイッチ回路６のオン／オフ状態を制御して、二次側直流出力電圧Ｅｏ４についての立ち上げをコントロールするようにしている。これにより、二次側直流出力電圧の立ち上げコントロールに必要なコントロールＩＣは、１つ削減されることになる。つまり、コンバータ部を１つ削減することが可能となるものである。
【００９７】
また、図６に示す電源回路の第３コンバータ部２０３において、二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成する整流回路は、センタータップが接地された二次巻線Ｎ２と、２本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２とから成る両波整流回路とされている。この場合、実際の二次巻線Ｎ２としては、２組の巻線をセンタータップ位置で接続するようにして形成する必要がある。また、各組の巻線は、二次側直流出力電圧Ｅｏ５としての所要のレベルに対応した巻数をそれぞれ有している必要がある。また、高速リカバリ型の整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２としては、それぞれ６００Ｖの耐圧品を選定する必要がある。
これに対して、図１に示す電源回路では、上記と同じ二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成するための整流回路についても、倍電圧全波整流回路としている。これにより、本実施の形態では、図６の場合と同程度のレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成する場合には、二次巻線Ｎ２の巻数を大幅に削減することができる。
例えば具体的には、図６に示す第３コンバータ部２０３では、一次巻線Ｎ１を２４Ｔとした場合の二次巻線Ｎ２の巻数については、センタータップを中心に２５Ｔ＋２５Ｔとなる。
これに対して、図１に示す第２コンバータ部１０２では、一次巻線Ｎ１を２５Ｔとした場合の二次巻線Ｎ２の巻数は、１３Ｔとなるものであり、図６の回路と比較して約１／４にまで削減される。これにより、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に用いるフェライトコアを、例えば先にも記述したように、ＥＥＲ−４２からＥＥＲ４０として、より小型軽量なものとすることが可能になる。
なお、本実施の形態において、平滑コンデンサＣｉ７，Ｃｉ８については、１０００μＦ／１６０Ｖ，平滑コンデンサＣｉ９については、５６０μＦ／２５０Ｖを選定することができる。
【００９８】
また、本実施の形態としては、上記第２コンバータ部１０２における二次側の倍電圧全波整流回路の構成として、図４に示す構成を採ることもできる。
この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に対して、センタータップを設けた二次巻線Ｎ２が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ２は、同じ巻数である巻線部を２組備え、これらの巻線の接続点がセンタータップ位置となるようにして形成される。
そして、この二次巻線Ｎ２に対して、図示するようにして整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４から成るブリッジ整流回路ＤＢＲと２本の平滑コンデンサＣｏ７，Ｃｏ９が接続される。整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４には、例えば高速リカバリ型が用いられる。
【００９９】
二次巻線Ｎ２の交番電圧が正極性となる半周期においては、整流電流は、平滑コンデンサＣｏ７→整流ダイオードＤ１３に流れて平滑コンデンサＣｏ７を充電する成分と、整流ダイオードＤ１２→平滑コンデンサＣｏ９→（二次側アース）→整流ダイオードＤ１３に流れて平滑コンデンサＣｏ９を充電する成分とに分岐する。
また、二次巻線Ｎ２の交番電圧が負極性となる半周期の整流電流は、平滑コンデンサＣｏ７→整流ダイオードＤ１１に流れて平滑コンデンサＣｏ７を充電する成分と、整流ダイオードＤ１４→平滑コンデンサＣｏ９→（二次側アース）→整流ダイオードＤ１１に流れて平滑コンデンサＣｏ９を充電する成分とに分岐する。
上記した整流電流経路によって整流電流が流れることで、平滑コンデンサＣｏ７には、センタータップ位置で２分割された片側の巻線部の巻数に対応して励起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が得られる。そして、平滑コンデンサＣｏ９に対する充電は、センタータップ位置で２分割された片側の巻線部に励起される交番電圧レベルに対して、上記平滑コンデンサＣｏ７の両端電圧が重畳された電圧レベルによって行われる。この結果、平滑コンデンサＣｏ９の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ５としては、通常の両波整流回路に対して約２倍のレベルが得られることになる。
つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ５は、倍電圧整流動作により得られることになる。また、この場合にも、平滑コンデンサＣｏ７，Ｃｏ９には、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負の両期間において充電が行われる全波整流動作となっており、従って、倍電圧全波整流動作が得られていることになる。
【０１００】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１０１】
また、本発明に基づく電源回路としては、スイッチングコンバータ部の段数についても、例えば実施の形態として示したように２段（コンバータ部１０１，１０２）であることに限定される必要はなく、この段数は、例えば対応すべき負荷電力や、必要とされる二次側直流出力電圧の数などに応じて適宜変更されてよい。また、これらの各コンバータ部において生成する二次側直流出力電圧の数としても特に限定されるものではない。そのうえでも、本発明によっては、実施の形態において説明したように、ＤＣスイッチ回路６に相当する回路を備える構成を採ることで、同数の二次側直流出力電圧を得る場合において必要とされるスイッチングコンバータ部の数は、先行技術に基づいて、同一の負荷条件及び二次側直流出力電圧数に対応する電源回路を構成した場合よりも少なくなるものである。
【０１０２】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明の電源回路は、比較的重負荷の条件に対応するために、直流入力電圧を入力して動作する複合共振形のスイッチングコンバータ部を複数段備える構成を採っている。
そのうえで、上記直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成するための整流回路としては、倍電圧全波整流回路としており、分岐した整流電流が整流ダイオードに流れる整流電流経路が在るようにされる。これにより、例えば倍電圧半波整流回路の場合よりも、整流ダイオードにおける電力損失は低減され、それだけ、電力変換効率の向上が図られることになる。
また、これにより、直流入力電圧のリップル電圧も低減されるので、これに応じて二次側直流電圧のリップルも低減されることになる。
また、複数の二次側直流電圧を個々に安定化するのにあたっては、スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御するスイッチング周波数制御方式と、可飽和リアクトルとしての制御トランスのインダクタンスを可変制御するインダクタンス制御方式を組み合わせることとしているが、これによって、二次側直流電圧の安定化のために、例えばハードスイッチング動作の降圧形コンバータを設ける必要はない。これにより、ノイズが低減され、また、異なるスイッチング周波数で動作するスイッチングコンバータの数が削減されることにもなるから、一次側と二次側のアース電位の干渉が少なくなってアース電位も安定し、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態のコントロールＩＣによるスイッチング素子の駆動タイミングを示すを示す波形図である。
【図３】図１に示す電源回路に備えられる一次側の倍電圧全波整流回路の動作を示す回路図である。
【図４】図１に示す電源回路において二次側に備えられる倍電圧全波整流回路の他の回路構成例を示す回路図である。
【図５】実施の形態における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【図６】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】図６に示す電源回路の一次側に備えられる倍電圧半波整流回路の動作を示す回路図である。
【図８】図６に示す電源回路における、二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、６ ＤＣスイッチ回路、７ 制御回路、１０１ 第１コンバータ部、１０２ 第２コンバータ部、Ｄｉ，ＤＢＲ ブリッジ整流回路、ＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣ，Ｃｏ７，Ｃｏ８，Ｃｏ９ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバータトランス、Ｃ１ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ１ 一次巻線、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＬ アクロスコンデンサ、
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、スイッチング電源回路として各種の共振形コンバータが提案され、また、実用化されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
そして、このような共振形コンバータを備える電源回路として、スイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧の安定化を図るように構成した電流共振形コンバータが知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
また、近年においては、テレビジョン受像機、モニタ装置としてプラズマディスプレイなどが普及してきている。このようなプラズマディスプレイに備えられる電源回路としては、例えば負荷電力６００Ｗ程度の、これまでのテレビジョン受像機やモニタ装置の電源回路よりも重負荷の条件に対応することが要求される。
【０００４】
図６は、プラズマディスプレイに搭載され、約６００Ｗの負荷電力に対応可能な電源回路として、電流共振形コンバータを備えた電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路における電流共振形コンバータは他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。また、この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ〜１４４Ｖに対応する。つまり、例えば北米などのＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源に対応する。
【０００５】
この場合の商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ，ＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【０００６】
そして、商用交流電源ＡＣラインにおいて、上記したラインノイズフィルタの後段に対しては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧半波整流回路が設けられる。この倍電圧半波整流回路は、４本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成るブリッジ整流回路Ｄｉと、４本の平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂを備えて形成される。
【０００７】
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｃのカソードと整流ダイオードＤｄのカソードは、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂの正極端子に接続される。
整流ダイオードＤａのアノードと整流ダイオードＤｂのアノードは一次側アースに接続される。
【０００８】
また、整流ダイオードＤｄのアノードと整流ダイオードＤｂのカソードの接続点は、整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードの接続点と接続される。これにより、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間における整流電流は、整流ダイオードＤｃ／／Ｄｄに並列に流れる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間における整流電流は、整流ダイオードＤａ／／Ｄｂに並列に流れる。
【０００９】
平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ２Ａは、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。同様にして、平滑コンデンサＣｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ｂも、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。また、平滑コンデンサＣｉ１Ａ−Ｃｉ２Ａの接続点と、平滑コンデンサＣｉ１Ｂ−Ｃｉ２Ｂの接続点が互いに接続される。この接続態様では、平滑コンデンサＣｉ１Ａ，ＣｉＢはアッパーサイド側で並列接続されていることになる。また、平滑コンデンサＣｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂもローアーサイド側で並列接続の関係にある。
【００１０】
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作について、図７を参照して説明する。
図７では、説明を簡単にするために、倍電圧半波整流回路の基本的な構成を示しており、図６において実際に形成されている倍電圧半波整流回路との関係としては次のようになっている。
アッパーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂは、平滑コンデンサＣｉ１に相当する。同様にして、ローアーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂは、平滑コンデンサＣｉ２に相当する。
また、整流ダイオードＤｉ１は、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間における整流電流が並列に流れる整流ダイオードＤｃ／／Ｄｄの組に相当する。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間における整流電流が並列して流れる整流ダイオードＤａ／／Ｄｂは整流ダイオードＤｉ２に相当する。
【００１１】
先ず、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間においては、整流ダイオードＤｉ１（Ｄｃ／／Ｄｄ）が導通して整流電流ｉ１が流れ、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間においては、整流ダイオードＤｉ２（Ｄａ／／Ｄｂ）が導通して整流電流ｉ２が流れ、ローアーサイドの平滑コンデンサＣｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
この結果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１（Ｃｉ１Ａ／／Ｃｉ１Ｂ）−Ｃｉ２（Ｃｉ２Ａ／／Ｃｉ２Ｂ）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流電圧が得られることになる。また、アッパーサイドの平滑コンデンサに整流電流が流れる期間は、交流入力電圧ＶＡＣが正となる半波の期間であり、ローアーサイドの平滑コンデンサが流れる期間は交流入力電圧ＶＡＣが負となる半波の期間である。つまり、各平滑コンデンサに対応した半波整流動作により倍電圧を得る、倍電圧半波整流動作が行われている。
【００１２】
ここで、図６に示す回路において、整流電流が２本の整流ダイオードに並列に流れるように構成し、また、平滑コンデンサについて、アッパーサイドとローアーサイドとで共に２本を並列に設けているのは、約６００Ｗという重負荷の条件に対応する必要があることによる。
つまり、重負荷の条件になるほど、整流回路系に流れる整流電流は増加する。そこで、整流電流が流れる整流ダイオード及び平滑コンデンサについて、並列接続すれば平滑コンデンサに流れる整流電流は分岐することになる。つまり、１本の整流ダイオード及び平滑コンデンサに流れる電流レベルが抑制されることとなって、これらの部品にかかる負担が軽減される。
なお、平滑コンデンサＣｉ１Ａ，Ｃｉ１Ｂ，Ｃｉ２Ａ，Ｃｉ２Ｂについては、例えば１０００μＦ／２００Ｖを選定し、瞬時停電であっても商用交流電源の１周期の動作が保証されるようにしている。また、整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄについては、２５Ａ品を選定するようにしている。また、これらの整流ダイオードＤａ〜Ｄｄについては、低速リカバリ型が選定される。
【００１３】
そして、図６に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする電流共振形コンバータについて、複数を備えることとしている。
また、この図に示す電流共振形コンバータは、後述するようにして部分共振回路が組み合わされることで、いわゆる複合共振形コンバータとしての構成をとる。 この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。
なお、ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンバータの動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を１スイッチングコンバータ内において複合的に動作させる構成のスイッチングコンバータをいう。
【００１４】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての構成を採る。
【００１５】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
【００１６】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合には、抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉが電源入力端子Ｖｃｃに入力されるようになっている。また、アース端子Ｅは一次側アースに直接接続される。
【００１７】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００１８】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００１９】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００２０】
また、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔには、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータ（ここでは図示せず）から出力される立ち上げ信号Ｖｔ１が入力される。
コントロールＩＣ２は、この立ち上げ信号が入力されたタイミングで起動して動作を開始するようになっている。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ、及びドライブ信号出力端子ＶＧＬからのドライブ信号出力を開始する。従って、第１コンバータ部２０１の動作開始タイミングは、コントロールＩＣ２の立ち上げ信号Ｖｔ１の入力タイミングによって決定されることになる。
【００２１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００２２】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このように、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。
【００２３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線として、２組の二次巻線Ｎ２ａ，Ｎ２ｂが互いに独立するようにして巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２ａに対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２４】
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００２５】
また、この場合においては、二次側直流出力電圧Ｅｏ１を分岐して、二次側出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ２を生成するように回路が形成されている。
二次側出力電圧Ｅｏを生成する回路系は、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ７、整流ダイオードＤｃｎ１，高周波ノイズ除去用のチョークコイルＬ１１，平滑コンデンサＣｏ、及びＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を実行する制御回路７を図示するようにして接続した、降圧形コンバータとして形成される。
スイッチング素子Ｑ７は、制御回路７によってスイッチング駆動されることで、二次側出力電圧Ｅｏ１をスイッチングして交番出力を得る。この交番出力は、チョークコイルＬ１１、整流ダイオードＤｃｎ及び平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路によって整流平滑化されることになって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する。
ここで、制御回路７は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ７は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数は一定とされた上で、１スイッチング周期内のオン期間が可変されるようにしてスイッチング動作が制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが一定となるように制御されることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００２６】
二次側出力電圧Ｅｏ１を生成する回路系としても、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ８、整流ダイオードＤｃｎ，チョークコイルＬ１２，平滑コンデンサＣｏ２、及び制御回路７を、上記した二次側出力電圧Ｅｏ１を生成する回路系と同様の態様により接続した、降圧形コンバータとして形成される。
従って、この場合にも、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧としては、制御回路７のＰＷＭ制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られることになる。
【００２７】
また、二次巻線Ｎ２ｂに対しては、ブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣｏ３から成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路の整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣｏ３の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ３を得るようにされている。
【００２８】
第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１等を、上記第１コンバータ部２０１と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
また、第２コンバータ部２０２の二次側は、二次巻線Ｎ２のセンタータップを二次側アースに接続したうえで、この二次巻線Ｎ２に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏ４，Ｃｏ５、ノイズ除去用の抵抗Ｒ１から成る両波整流回路が形成される。これにより、平滑コンデンサＣｏ５の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が生成される。
また、第２コンバータ部２０２においては、制御回路７が、平滑コンデンサＣｏ４の両端に得られる二次側整流平滑電圧のレベルに基づいて、一次側コンバータのスイッチング周波数制御を実行する結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ４に対する安定化が図られるようにされている。
また、第２コンバータ部２０２において、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３が入力される。
【００２９】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏ６，Ｃｏ７、抵抗Ｒ２を、第２コンバータ部２０２と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、この第３コンバータ部２０３においても、制御回路７によるスイッチング周波数制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ５が得られる。
また、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ２が入力される。
【００３０】
上記構成では、二次側から、６つの二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５が得られることになるが、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様については、例えば下記のようになっている。
Ｅｏ：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅｏ２：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅｏ３：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅｏ４：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅｏ５：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
そして、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部２０１：７５Ｗ
第２コンバータ部２０２：１７５Ｗ
第３コンバータ部２０３：３５０Ｗ
であり、総合で６００Ｗとなる。
また、上記したような各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力に応じて、絶縁コンバータトランスについては、次のようにしてコアが選定される。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−３５
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−３：ＥＥＲ−４２
また、降圧形コンバータにおけるチョークコイルＬ１１，Ｌ１２は、それぞれ、ＥＥ−２５のフェライトコアである。
【００３１】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５が使用される場合においては、電源が起動して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ（３７５Ｖ））が立ち上がったときに、各二次側直流出力電圧について、しかるべき順序で以て、順次立ち上がらせる必要がある。
具体的には、先ず、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅｏを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ５、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるようにする。
【００３２】
上記したような二次側直流出力電圧の立ち上げ順序とするために、マイクロコンピュータは、各コンバータ部（２０１，２０２，２０３）におけるコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対して、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力して制御を行っている。この立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３による二次側直流出力電圧の立ち上げ順序の制御動作を、図８のタイミングチャートに示す。
【００３３】
ここで、図６に示す電源回路は、いわゆるメイン電源の構成であり、ここにはスタンバイ電源は示していない。マイクロコンピュータは、このスタンバイ電源が供給されているからメイン電源が起動されていない状態でも、動作することが可能である。
そして、メイン電源である図６に示す回路を起動させるために、メインスイッチＳＷがオフからオンに切り換えられたとすると、商用交流電源ＡＣが回路に投入されて整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが規定レベル（例えば３７５Ｖ）にまで上昇したことがマイクロコンピュータによって検出されると、マイクロコンピュータは、図８に示す時点ｔ１のタイミングで、図８（ａ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これにより、立ち上げ信号Ｖｔ１が入力されている第１コンバータ部２０１のコントロールＩＣ２は、時点ｔ１からスイッチング駆動動作を開始する。そして、これに応じて、第１コンバータ部２０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧Ｅｏは、図８（ｂ）に示すようにして、時点ｔ１における０レベルから上昇を開始して或る時間が経過した時点で、規定のレベル（５Ｖ）にまで上昇する。そして、以降は、降圧形コンバータによる定電圧制御動作によって、この１２Ｖで安定化された状態を維持する。
なお、確認のために述べておくと、同じ第１コンバータ部２０１にて生成される残りの二次側直流出力電圧Ｅｏ１，Ｅｏ２，Ｅｏ３も、二次側直流出力電圧Ｅｏとほぼ同じタイミングで立ち上がることになる。
【００３４】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記のようにして、時点ｔ１から二次側直流出力電圧Ｅｏ１が規定レベルに上昇して安定した後の時点ｔ２において、図８（ｃ）に示すように、Ｌレベルからレベルに切り換えて出力されるように設定されている。
これにより、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣが時点ｔ２において起動する。これに応じて、時点ｔ２以降においては、図８（ｄ）に示す二次側直流出力電圧Ｅｏ５が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（２００Ｖ）で一定となるようにして立ち上がることになる。
【００３５】
また、上記のように二次側直流出力電圧Ｅｏ５が規定レベルで安定した状態となった後の時点ｔ３において、マイクロコンピュータは、図８（ｅ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ３をＬレベルからＨレベルに切り換える。これに応じて、第２コンバータ部２０２のコントロールＩＣが時点ｔ３において起動し、時点ｔ３以降において、図８（ｆ）に示す二次側直流出力電圧Ｅｏ４が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（７０Ｖ）で一定となるようにして立ち上がる。
このようにして、図６に示す電源回路では、二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングをコントロールして、電源回路としての適切な起動動作を得るようにしている。
【００３６】
【特許文献１】
特開平２−４１０８４号公報
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図６に示した電源回路は、例えば負荷電力６００Ｗ程度の重負荷の条件に対応するため、直流入力電圧（Ｅｉ）に対して３つの複合共振形コンバータを並列に接続している。
また、第１コンバータ部２０１としての複合共振形コンバータにおいては、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ２を得るための、降圧形コンバータを設けている。つまり、スイッチング制御方式による定電圧制御のための回路系と、二次側に設けられる所要数の降圧形コンバータとを組み合わせることによって、各二次側直流出力電圧の安定化を図っている。
【００３８】
しかしながら、上記図６に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路は倍電圧半波整流回路として形成されている。この倍電圧半波整流回路では、例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１２０Ｖ時の条件では、交流入力電圧ＶＡＣが正／負の各期間で流れる整流電流ｉ１，ｉ２のピークレベルは、共に２９Ａｐ程度となる。整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄとしては、前述もしたように２５Ａ品として並列接続させているのであるが、上記した程度に整流電流のｉ１，ｉ２のピークレベルが大きいことから、各整流ダイオードにおける順方向電圧降下による電力損失は相当に大きいものとなる。このため、例えば実際の測定結果として、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は８６．５％であり、交流入力電力は６９３．６Ｗとなっている。
【００３９】
また、上記のようにして、倍電圧半波整流回路を形成している場合、アッパーサイド側とローアーサイド側の各平滑コンデンサの両端電圧に商用交流電源周期のリップル成分が重畳することになる。直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）は、アッパーサイド側とローアーサイド側の平滑コンデンサを直列接続した回路の両端電圧である。従って、直流入力電圧のリップル成分は、アッパーサイド側とローアーサイド側の平滑コンデンサのリップル成分が二重に重畳されたものとなって、結果的に、直流入力電圧に生じるリップル電圧が増加することになる。これに伴って、二次側直流出力電圧のリップルも増加してしまう。
【００４０】
また、図６に示す回路の場合においては、必要数の二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５を得るのに、第１、第２、及び第３コンバータ部２０１，２０２，２０３による、３段の複合共振形コンバータを備えているが、このようにして、電力変換の段数が多いことによっても、電力変換効率の低下を招いている。また、構成部品点数もそれだけ多くなって回路基板サイズが拡大し、コストアップにもつながる。
【００４１】
さらに、図６に示す回路としては、３組の複合共振形コンバータに加えて、２組の降圧形コンバータを備えていることになるので、これらのスイッチングノイズも無視できない程度に大きなものとなる。特に、降圧形コンバータはハードスイッチング動作であるから、スイッチングノイズ発生量は多い。
【００４２】
さらに、スイッチング周波数については、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータは、７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲であるのに対して、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚとなる。
このようにして、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なる場合においては、１次側と二次側のアース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源の２倍に対応するとされるレベルの上記整流平滑電圧を、全波整流動作を含む整流動作により生成する倍電圧全波整流回路と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。そして、複数のスイッチングコンバータ部の各々は、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。また、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。また、１以上の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える。また、直流出力電圧生成手段により複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段とを備えることとした。
【００４４】
上記構成によれば、本発明のスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するのにあたって、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。また、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採っていることになる。
そして、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、倍電圧全波整流回路を備えることとされている。倍電圧全波整流回路では、入力電圧（商用交流電源）が正／負の両期間において整流電流経路が分岐され、この分岐された整流電流が倍電圧全波整流回路を形成する整流ダイオードに流れる整流電流経路が形成される。
【００４５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、例として、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の比較的重負荷の条件に対応可能な構成を採る。また、このような本実施の形態のスイッチング電源回路は、例えばプラズマディスプレイ装置の電源回路として用いることができる。
【００４６】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣＬから成る、コモンモードノイズを除去するためのラインノイズフィルタが備えられる。
【００４７】
また、上記ラインノイズフィルタの後段に対しては、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流回路が備えられる。
本実施の形態の場合の上記整流回路としては倍電圧全波整流回路とされる。この倍電圧全波整流回路は、ブリッジ整流回路Ｄｉ、及び３本の平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣから成る。
【００４８】
ブリッジ整流回路Ｄｉは、４本の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成る。これらの整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄには、例えば低速リカバリ型を選定するようにされる。
整流ダイオードＤａのアノードと、整流ダイオードＤｄの接続点は商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｂのアノードと整流ダイオードＤｃのカソードは、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｂのカソードは、平滑コンデンサＣｉＡ，Ｃｉｃの正極端子に対して接続される。
整流ダイオードＤｄ，Ｄｃの各アノードは一次側アースに接続される。
【００４９】
また、倍電圧全波整流回路の平滑回路系としては、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と、平滑コンデンサＣｉＣを、並列に接続して形成している。
つまり、平滑コンデンサＣｉＡの負極端子と平滑コンデンサＣｉＢの正極端子を接続した上で、平滑コンデンサＣｉＡの正極端子を、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点に対して接続する。また、直列接続された平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの接続点は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤｃ，Ｄｂの接続点（商用交流電源ＡＣの負極ライン）に対して接続される。
また、平滑コンデンサＣｉＣの正極端子は、平滑コンデンサＣｉＡの正極端子と同じく、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点に対して接続される。
平滑コンデンサＣｉＢ，ＣｉＣの負極端子は、共に一次側アースに対して接続される。
【００５０】
上記のようにして形成される倍電圧全波整流回路の動作について、図３を参照して説明する。図３には、図１から倍電圧全波整流回路を形成する回路部分を抜き出して示している。
先ず交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤａ，Ｄｃが導通する。これにより、図３（ａ）に示すようにして、商用交流電源ＡＣの正極ライン側から流れる整流電流ｉ１は、先ず、整流ダイオードＤａを流れる。そして、この後において、整流電流ｉ１は、平滑コンデンサＣｉＡに流れる整流電流ｉ１ａと平滑コンデンサＣｉＣに流れる整流電流ｉ１ｂとに分岐する。
平滑コンデンサＣｉＡに流入した整流電流ｉ１ａは、そのまま商用交流電源ＡＣの負極ラインに流入する。平滑コンデンサＣｉＣに流入した整流電流ｉ１ｂは、一次側アースを介して整流ダイオードＤｃを流れた後、商用交流電源ＡＣの負極ラインに流れる。つまり、整流電流ｉ１ａ，ｉ１ｂは、商用交流電源ＡＣの負極ライン側で合流し、整流電流ｉ１（＝ｉ１ａ＋ｉ１ｂ）として流れる。
このような整流電流の経路によって、平滑コンデンサＣｉＡと平滑コンデンサＣｉＣに対して充電が行われて電荷が蓄積される。
【００５１】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤｂ，Ｄｄが導通する。これにより、図３（ｂ）に示すようにして、商用交流電源ＡＣの負極ライン側から流れる整流電流ｉ２は、先ず、平滑コンデンサＣｉＢに流れる整流電流ｉ２ａと、整流ダイオードＤｂに流れる整流電流ｉ２ｂとに分岐する。
整流電流ｉ２ａは、平滑コンデンサＣｉＢに流入した後、一次側アースを介するようにして整流ダイオードＤｄに流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに流れる。また、整流電流ｉ２ｂは、平滑コンデンサＣｉＣを流れた後、一次側アースを介するようにして整流ダイオードＤｄに流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに流れる。この場合も、整流電流ｉ２ａ，ｉ２ｂは、商用交流電源ＡＣの正極ライン側で合流し、整流電流ｉ２（＝ｉ２ａ＋ｉ２ｂ）として流れることになる。
そして、上記した整流電流経路によっては、平滑コンデンサＣｉＢと平滑コンデンサＣｉＣに対して充電が行われて電荷が蓄積されることとなる。
【００５２】
ここで、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの各々に対しては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各半周期において、交流入力電圧ＶＡＣに対応する電位による充電が行われる。このため、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢのそれぞれの両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの平滑電圧（直流電圧）が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
このため、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路に対して並列接続される平滑コンデンサＣｉＣに対する充電により得られる両端電圧としても、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
【００５３】
このような動作の結果、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と、平滑コンデンサＣｉＣとの並列接続により形成される平滑回路部の両端電圧としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、平滑コンデンサＣｉＣに対する整流平滑動作としては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負極性の両期間により充電が行われる全波整流動作が得られている。つまり、倍電圧全波整流動作が得られているものである。
【００５４】
図１に示す回路において、上記した平滑回路部（平滑コンデンサ［ＣｉＡ−ＣｉＢ］／／ＣｉＣ）の両端電圧として得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図示するようにして第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の２つが備えられる。これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対して並列となるようにして接続される。
また、これら第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２は、それぞれ他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
【００５５】
ここで、第１コンバータ部１０１の構成について説明する。
この第１コンバータ部１０１は、上記もしているように、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のハーフブリッジ結合による回路は、整流平滑電圧Ｅｉに対して並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５７】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合には、整流平滑電圧Ｅｉが抵抗Ｒｓを介して電源入力端子Ｖｃｃに入力されている。
また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００５８】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加される。
【００５９】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２に対しては、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が備えられる。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトされる。
【００６０】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００６１】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図２（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図２（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００６２】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図２（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図２（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図３（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００６３】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００６４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と、所要数の二次巻線が巻装される。
絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、この場合、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側直列共振コンデンサＣ１と疎結合トランスＶＦＴ−１の一次巻線Ｎ１１の直列接続を介して接続される。また、他端は、一次側アースに接続される。
【００６５】
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００６６】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す第１コンバータ部１０１は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００６７】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、二次巻線をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００６８】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａ，Ｎ２Ｂの３つの二次巻線がそれぞれ独立するようにして巻装される。
先ず、二次巻線Ｎ２からは、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２を生成するようにされており、このうち、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するための回路系は次のようになる。
つまり、二次巻線Ｎ２に形成したタップ出力を二次側アースに接地させた上で、このタップ出力をセンター位置とした所定の巻数分の位置から、１つずつ両端タップを引き出す。そして、各両端タップに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２を接続し、また、平滑コンデンサＣｏを接続することで、両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏは、安定化のために、分岐して制御回路７に対して入力される。
【００６９】
直交型制御トランスＰＲＴ−１は、例えば制御巻線Ｎｃに対して、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の巻方向が直交する関係となるようにして、制御巻線Ｎｃ及び制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２をコアに巻装して構成される。このようにして構成される直交型制御トランスＰＲＴ−１は、可飽和リアクトルとなる。
この場合の制御回路７では、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を制御電流として出力する。この制御電流レベルの変化に応じて、可飽和リアクトルである直交型制御トランスＰＲＴ−１では、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが可変される。被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２は、二次側直流出力電圧Ｅｏのための整流回路系において直列に挿入されているので、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが変化すれば、平滑コンデンサＣｏに流入する整流電流量が変化することになって、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを可変制御することで定電圧制御が行われることになる。
【００７０】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための整流回路系は、図示するようにして、二次巻線Ｎ２の一方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ−整流ダイオードＤｏ３を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣｏ１を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための整流回路系においても、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路７を備えることで、上述のようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ１についての定電圧化が図られる。
【００７１】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系も、二次巻線Ｎ２の他方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−３の被制御巻線ＮＲ−整流ダイオードＤｏ４を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣｏ２を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−３及び制御回路７を備えており、二次側直流出力電圧Ｅｏ２についての定電圧化が図られる。
【００７２】
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ３は、二次巻線Ｎ２Ａに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ２Ａのセンタータップを０電位に接続した上で、整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６及び平滑コンデンサＣｏ３から成る。
そして、両波整流回路に対しては、直交型制御トランスＰＲＴ−４の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２が図示するようにして直列に挿入され、制御回路７は二次側直流出力電圧Ｅｏ３に応じたレベルの制御電流を直交型制御トランスＰＲＴ−４の制御巻線Ｎｃに対して出力するようにされている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ３についての定電圧化が図られるようになっている。
【００７３】
さらに、二次側直流出力電圧Ｅｏ４については、二次巻線Ｎ２Ｂに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ２Ｂのセンタータップを二次側アースに接続するとともに、整流ダイオードＤｏ７，Ｄｏ８及び平滑コンデンサＣｏ５を接続して、先ずは、直流電圧Ｅ４を得るようにされ、この直流電圧Ｅ４のラインと、平滑コンデンサＣｏ６の間に、ＤＣスイッチ回路６のトランジスタＱ５を直列に挿入して形成される。二次側直流出力電圧Ｅｏ４は、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧として得られる。
【００７４】
この二次側直流出力電圧Ｅｏ４に対する安定化は、スイッチング周波数制御方式によって行われる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ４は分岐して、検出電圧として制御回路１に入力される。制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅｏ４のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力として、第１コンバータ部１０１内のコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。このコントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになる。この結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ４のレベルが一定となるように定電圧制御が行われる。
【００７５】
ＤＣスイッチ回路６は、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３に応じて、二次側直流出力電圧Ｅｏ４の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ回路６は、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ５、バイポーラのトランジスタＱ６、ツェナーダイオードＤＺ、及び抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を図示するようにして接続して形成される。つまり、トランジスタＱ５のドレインを平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣｏ６の正極端子と接続する。トランジスタＱ５のゲートは、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ６のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ５のゲート−ドレイン間には、抵抗Ｒ１／／ツェナーダイオードＤＺの並列回路が接続される。ここでは、ツェナーダイオードＤＺのアノードがトランジスタＱ５のゲート側で、カソードがドレイン側となるようにされる。
トランジスタＱ６のベースには抵抗Ｒ４を介した立ち上げ信号Ｖｔ３が、オン／オフ制御信号として入力されるようになっている。また、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間には、抵抗Ｒ３が挿入される。トランジスタＱ６のエミッタは二次側アースに接続される。
【００７６】
後述もするように、立ち上げ信号Ｖｔ３は、ＬレベルとＨレベルで切り換えが行われる信号である。立ち上げ信号Ｖｔ３がＬレベル（０レベル）である場合、トランジスタＱ６はオフ状態を維持するが、このときには、トランジスタＱ５におけるゲート−ソース間電圧が閾値を満たさないことから、トランジスタＱ５もオフとなる。このため、平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と、平滑コンデンサＣｏ６の正極端子とは接続されないことになって、平滑コンデンサＣｏ６への整流電流の充電は行われないことになる。このため、平滑コンデンサＣｏ５の両端に直流電圧Ｅ４が得られているとしても、平滑コンデンサＣｏ６の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ４は０レベルのままである。
これに対して、立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルに立ち上がって所定の正極レベルが得られると、トランジスタＱ６はオン状態に切り換わって、抵抗Ｒ２の両端に電位が生じる。これによって、ツェナーダイオードＤＺのアノードは、トランジスタＱ６のコレクタ−エミッタを介して二次側アースに対して接続されることとなって、直流電圧Ｅ４によって導通することになる。ツェナーダイオードＤＺが導通することによっては、トランジスタＱ５のゲートに対して閾値を満たすレベルのゲート電圧が印加されることになって、トランジスタＱ５もオンとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏ５の正極端子と、平滑コンデンサＣｏ６の正極端子が接続されることとなって、平滑コンデンサＣｏ６で整流電流が充放電される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が発生することになる。
【００７７】
第２コンバータ部１０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１を第１コンバータ部１０１と同様にして接続している。これにより、一次側スイッチングコンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。
【００７８】
また、この場合の第２コンバータ部１０２の二次側としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に対して１組の二次巻線Ｎ２を設けることとしている。そして、この二次巻線Ｎ２に対して、図示するようにして、ブリッジ整流回路ＤＢＲ及び３本の平滑コンデンサＣｏ７，Ｃｏ８，Ｃｏ９から成る倍電圧全波整流回路を設けている。なお、倍電圧半波整流回路としての回路構成は、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成するための倍電圧半波整流回路（Ｄｉ，ＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣと同様とされることから、ここでの説明は省略する。なお、ブリッジ整流回路ＤＢＲを形成する整流ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４には、高速リカバリ型が用いられる。
この二次側の倍電圧全波整流回路は、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行うことで、平滑コンデンサＣｏ７−Ｃｏ８の直列接続回路と平滑コンデンサＣｏ９との並列接続から成る平滑回路部の両端電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成する。
この二次側直流出力電圧Ｅｏ５に対する定電圧制御は、制御回路１を備えていることからも分かるように、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御方式により行われる。
【００７９】
また、図１に示す電源回路の構成によると、第１コンバータ部１０１において、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ４の５つの二次側直流出力電圧を生成し、第２コンバータ部１０２において二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成するようにしている。
つまり、本実施の形態としても、図６にて説明した先行技術の場合と同様にして、
Ｅｏ：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅｏ２：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅｏ３：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅｏ４：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅｏ５：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
を得るようにされている。
但し、本実施の形態においては、第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の、２つのコンバータ部によって上記６つの負荷（二次側直流出力電圧）をまかなうこととしており、従って、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部１０１：２５０Ｗ
第３コンバータ部１０２：３５０Ｗ
となって、これにより総合で６００Ｗとなるようにしている。
【００８０】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１〜Ｅｏ５を生成して負荷に供給する構成の下では、図８によっても説明したように、電源起動時において、二次側直流出力電圧についてしかるべき順序で以て立ち上がらせる必要がある。つまり、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅｏを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ５、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるようにすることが要求される。
【００８１】
図１に示す電源回路では、このような二次側直流出力電圧の順次立ち上げを、次のようにして行うこととしている。
先ず、二次側直流出力電圧の順次立ち上げ制御のため、図１においては図示していないマイクロコンピュータからは、立ち上げ信号（起動制御信号）Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力可能とされている。
なお、ここでいうマイクロコンピュータとは、図１に示す電源回路が搭載される機器に備えられているものとされる。そして、図１に示す電源回路は、メイン電源であり、このメイン電源がオフとなっているときには、マイクロコンピュータは、ここでは図示していないスタンバイ電源によって動作している。従って、メイン電源が立ち上がっていなくとも、スタンバイ電源によって動作しているために、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力することは可能とされている。
【００８２】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ１は、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２における起動端子Ｖｔに対して入力されるようになっている。立ち上げ信号Ｖｔ２は、第２コンバータ部１０２における起動端子Ｖｔに対して入力される。また、立ち上げ信号Ｖｔ３については、先にも説明したように、第１コンバータ部１０１の二次側において、二次側直流出力電圧Ｅｏ４の整流回路に備えられる、ＤＣスイッチ回路のトランジスタＱ６をオン／オフするためのオン／オフ制御信号として入力されている。
【００８３】
ここで、図５（ａ）（ｄ）（ｆ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３は、それぞれ、時点ｔ１、ｔ２、ｔ３のタイミングで、順次、ＬレベルからＨレベルに切り換わるようにして出力されるようにされている。また、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３が全てＬレベルとなっている時点ｔ１以前においては、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２は起動していない状態にある。
【００８４】
例えばマイクロコンピュータは、メイン電源がオンとなって、整流平滑電圧Ｅｉが規定のレベルにまで立ち上がったことを認識すると、先ず、時点ｔ１とされる所定のタイミングにより、図５（ａ）に示すようにして立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。
これにより、時点ｔ１において、第１コンバータ部１０１のコントロールＩＣ２が起動する。つまり、第１コンバータ部１０１が起動を開始することになる。これに応じて、第１コンバータ部１０１の二次側にて得られる各二次側直流出力電圧が立ち上ることになる。つまり、例えば図５（ｂ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏは、時点ｔ１以前では０レベルであったが、時点ｔ１以降において、平滑コンデンサＣｏの充電量が増加していくのに応じて上昇するようにして立ち上がっている。そして、規定レベルに至ったとされると、以降はこの規定レベルにより定電圧制御された状態が維持される。
ただし、二次側直流出力電圧Ｅｏ４については、図５（ｃ）に示す直流電圧Ｅ４が時点ｔ１で立ち上がっているのにかかわらず、図５（ｇ）に示すようにして、同様には立ち上がらない。これは、時点ｔ１のタイミングでは、オン／オフ制御されるＤＣスイッチ回路６において、トランジスタＱ５がオフ状態だからである。前述したように、ＤＣスイッチ回路６では、オン／オフ制御信号である立ち上げ信号Ｖｔ３がＬレベルでは、トランジスタＱ５をオフ状態とするように動作する。トランジスタＱ５をオフ状態であるとき、平滑コンデンサＣｏ６には整流電流が充電されず、二次側直流出力電圧Ｅｏ４が生成されることはない。
【００８５】
そして、図５（ｄ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記Ｖｔ１がＨレベルに変化した時点ｔ１の後の時点ｔ２においてＨレベルに切り換わって出力される。なお、この時点ｔ２のタイミングは、例えば時点ｔ１にＨレベルとされた立ち上げ信号Ｖｔ１に応じて、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏが規定レベルにまで完全に立ち上がることで、二次側直流出力電圧Ｅｏを電源とする回路部の動作の開始が保証される時点以降となるように設定される。
【００８６】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ２がＨレベルに切り換わるのに応じては、第２コンバータ部１０２のコントロールＩＣ２が起動することになる。これにより、時点ｔ２からは、図５（ｅ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が立ち上がることになる。
【００８７】
そして、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が規定レベルにまで完全に立ち上がって定電圧化された状態が得られている時点ｔ３のタイミングにより、図５（ｆ）に示すようにして、最後の立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルに切り換えられる。
この場合には、立ち上げ信号Ｖｔ３がＨレベルとなるのに応じて、ＤＣスイッチ回路６におけるトランジスタＱ５がオン状態に切り換わることになる。これに応じて、直流電圧Ｅ４は、トランジスタＱ５のドレイン−ソースを介して平滑コンデンサＣｏ６に充電されることになり、ここではじめて、図５（ｇ）に示すようにして二次側直流出力電圧Ｅｏ４が立ち上がることになる。
このようにして、本実施の形態では、電源起動時における二次側直流出力電圧の立ち上げ順として、図６の電源回路の場合と同等の適正なものとなるように制御している。
【００８８】
なお、上記した二次側直流出力電圧の立ち上げ順を得るのにあたっては、他に次のような構成が考えられる。
つまり、ＤＣスイッチ回路６において、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間抵抗Ｒ３に対して、時定数コンデンサを並列に接続する。そして、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ６のベースに入力すべきオン／オフ制御信号は、立ち上げ信号Ｖｔ３に代えて、第２コンバータ部１０２にて得られる、二次側直流出力電圧Ｅｏ５とするものである。
この構成では、オン／オフ制御信号である二次側直流出力電圧Ｅｏ５が所定レベルにまで立ち上がった時点から、トランジスタＱ６が完全にオンとなるまでの時点は、上記時定数コンデンサと抵抗Ｒ４の時定数に応じた遅延時間が与えられることになる。そこで、この時定数コンデンサと抵抗Ｒ４の時定数について、二次側直流出力電圧Ｅｏ５が立ち上がった時点から、二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げるべき時点に対応する遅延時間が得られるように設定する。このようにすれば、図５と同等の適切なタイミングで二次側直流出力電圧Ｅｏ４を立ち上げることが可能となる。
【００８９】
なお、参考までに、図１に示す電源回路において備えられる各トランスのコアの形状サイズについて記しておく。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０
ＶＦＴ−１，ＶＦＴ−２：ＥＥ−２８
ＰＲＴ：フェライトコア（１５ｍｍ×１５ｍｍ×２０ｍｍ）
【００９０】
このようにして構成される図１に示す本実施の形態の電源回路と、先行技術として示した図６の回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示す電源回路では、一次側において直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路を、倍電圧全波整流回路としている。この倍電圧整流回路の平滑回路系は、平滑コンデンサＣｉＡ−ＣｉＢの直列回路と平滑コンデンサＣｉＣとを並列接続して整流電流経路を分流させている。これにより、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間において、整流ダイオードＤａ，Ｄｃに流れるのは、整流電流ｉ１が分流した整流電流ｉ１ｂの成分のみとなる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間においては、整流ダイオードＤｂには、整流電流ｉ２が分流した整流電流ｉ１ｂの成分のみが流れる。
これにより、上記各整流ダイオードに流れる整流電流のピークレベルは、例えば図６の回路における倍電圧半波整流回路よりも抑制されることになり、これらの整流ダイオードの順方向電圧降下による電力損失も低減される。そして、これにより、電源回路としての電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上することになる。
【００９１】
また、図６に示す回路においては、二次側直流電圧の安定化のために、スイッチング周波数制御方式に対して、降圧型コンバータを組み合わせた構成を採っているが、降圧形コンバータによるＰＷＭ制御は、例えば負荷電流の増加に応じて電力損失が増加して、電力変換効率を低下させる要因となる。これは、例えば降圧形コンバータ以外の定電圧化の手段として、３端子のシリーズレギュレータやトロイダルコアを備えるマグアンプ（磁気増幅器）の回路等を備えた場合にも同様のことがいえる。
これに対して、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴを備えて、整流電流経路に挿入した直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲのインダクタンスを可変することで安定化を図ることとしている。直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲにおける電力損失は少なく、被制御巻線ＮＲのインダクタンス可変のために制御回路等が必要とする制御電力は０．４Ｗ程度となる。これによっても、電力変換効率の向上に寄与している。
例えば、図６の電源回路ではＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が８６．５％、交流入力電力が６９３．６Ｗであるのに対して、図１の電源回路では、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が８７．０％で０．５％向上している。また、交流入力電力は６８９．６Ｗであり４．０Ｗ低減している。
また、直交型制御トランスＰＲＴを備える安定化のための回路構成は、低コストでもある。
【００９２】
また、図１に示す回路では、倍電圧整流回路の平滑回路部を上記のようにして形成していることで、平滑コンデンサＣｉＣについては、その両端電圧が整流平滑電圧Ｅｉレベルとして得られるようになっている。つまり、平滑コンデンサＣｉＣについては、図５に示す回路における平滑回路部のようにして、アッパーサイドとローアーサイドの平滑コンデンサのリップルが二重に重畳された整流平滑電圧Ｅｉを生成することにはならない。
この結果、図１の整流回路の整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧は、図５の整流回路の約１／２にまで抑制され、これに伴って、第１コンバータ部１０１及び第２コンバータ部１０２の各二次側直流出力電圧に現れるリップル電圧も約１／２に抑制されることになる。
なお、本実施の形態において、例えば平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢについては、１０００μＦ／２００Ｖ，平滑コンデンサＣｉＣについては、５６０μＦ／４００Ｖを選定することができる。また、図６に示す電源回路では、整流平滑電圧Ｅｉを生成するための平滑コンデンサとして４本を備えているが、図１に示す回路では、上記平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣの３本であり、これによる回路規模の縮小、及び低コスト化も図られることになる。
【００９３】
また、図１に示す電源回路では、降圧形コンバータが省略されており、ハードスイッチング動作をするコンバータが無くなっていることが分かる。本実施の形態においては、直交型制御トランスＰＲＴ及び制御回路７を備えて、直流的な制御電流供給によって二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２などの安定化を図る構成としていることで、降圧形コンバータの省略を可能としている。
これにより、図１の電源回路を形成する第１コンバータ部１０１、第２コンバータ部１０２の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作のみとなるから、図６に示した電源回路と比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
また、図６に示す電源回路では、３段の複合共振形コンバータ部が設けられているのに対して、図１に示す電源回路では、第１及び第２コンバータ部１０１，１０２の２つとしている。このようにして複合共振形コンバータ部の数が削減されることによっても、上記した回路の小型軽量化が促進される。また、ソフトスイッチング動作であるから、もともとスイッチングノイズは少ないものの、複合共振形コンバータ部の数が削減されれば、それだけスイッチングノイズも減少されることとなって、この点でのメリットも得られている。
【００９４】
また、図６に示す電源回路の場合には、３組のコンバータ部２０１，２０２，２０３と、２組の降圧形コンバータが、それぞれ異なるスイッチング周波数で動作する構成となっていた。
これに対して、本実施の形態では、互いに異なるスイッチング周波数によって独立してスイッチング動作を実行するのは、２組のコンバータ部１０１，１０２のみとなる。コンバータ部１０１，１０２のスイッチング周波数は、定電圧化のために、例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で、二次側直流出力電圧Ｅ４，Ｅｏ５のレベルに応じてそれぞれ変化する。
このようして、異なるスイッチング周波数によりスイッチング動作するコンバータの数が削減されることによっては、一次側と二次側のアース電位の干渉もそれだけ少なくなるから、電源回路の動作もより安定することとなる。
【００９５】
ところで、図６に示す回路において、複合共振形コンバータとして、コンバータ部２０１，２０２，２０３の３つを設けているのは、図８にも示したように、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３の３段階で二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングを制御しなければならないことも要因となっている。
つまり、時点ｔ１，ｔ２，ｔ３ごとに出力される立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３ごとに対応して、二次側直流出力電圧を立ち上げようとした場合に、これに応じて、３つの複合共振形コンバータを備え、各複合共振形コンバータのコントロールＩＣ２の起動を、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３によりコントロールするという構成が、これまでにおいて行われてきたからである。
【００９６】
これに対して、図１に示す回路では、ＤＣスイッチ回路６を設け、立ち上げ信号Ｖｔ３によっては、このＤＣスイッチ回路６のオン／オフ状態を制御して、二次側直流出力電圧Ｅｏ４についての立ち上げをコントロールするようにしている。これにより、二次側直流出力電圧の立ち上げコントロールに必要なコントロールＩＣは、１つ削減されることになる。つまり、コンバータ部を１つ削減することが可能となるものである。
【００９７】
また、図６に示す電源回路の第３コンバータ部２０３において、二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成する整流回路は、センタータップが接地された二次巻線Ｎ２と、２本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２とから成る両波整流回路とされている。この場合、実際の二次巻線Ｎ２としては、２組の巻線をセンタータップ位置で接続するようにして形成する必要がある。また、各組の巻線は、二次側直流出力電圧Ｅｏ５としての所要のレベルに対応した巻数をそれぞれ有している必要がある。また、高速リカバリ型の整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２としては、それぞれ６００Ｖの耐圧品を選定する必要がある。
これに対して、図１に示す電源回路では、上記と同じ二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成するための整流回路についても、倍電圧全波整流回路としている。これにより、本実施の形態では、図６の場合と同程度のレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏ５を生成する場合には、二次巻線Ｎ２の巻数を大幅に削減することができる。
例えば具体的には、図６に示す第３コンバータ部２０３では、一次巻線Ｎ１を２４Ｔとした場合の二次巻線Ｎ２の巻数については、センタータップを中心に２５Ｔ＋２５Ｔとなる。
これに対して、図１に示す第２コンバータ部１０２では、一次巻線Ｎ１を２５Ｔとした場合の二次巻線Ｎ２の巻数は、１３Ｔとなるものであり、図６の回路と比較して約１／４にまで削減される。これにより、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に用いるフェライトコアを、例えば先にも記述したように、ＥＥＲ−４２からＥＥＲ４０として、より小型軽量なものとすることが可能になる。
なお、本実施の形態において、平滑コンデンサＣｉ７，Ｃｉ８については、１０００μＦ／１６０Ｖ，平滑コンデンサＣｉ９については、５６０μＦ／２５０Ｖを選定することができる。
【００９８】
また、本実施の形態としては、上記第２コンバータ部１０２における二次側の倍電圧全波整流回路の構成として、図４に示す構成を採ることもできる。
この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に対して、センタータップを設けた二次巻線Ｎ２が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ２は、同じ巻数である巻線部を２組備え、これらの巻線の接続点がセンタータップ位置となるようにして形成される。
そして、この二次巻線Ｎ２に対して、図示するようにして整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４から成るブリッジ整流回路ＤＢＲと２本の平滑コンデンサＣｏ７，Ｃｏ９が接続される。整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４には、例えば高速リカバリ型が用いられる。
【００９９】
二次巻線Ｎ２の交番電圧が正極性となる半周期においては、整流電流は、平滑コンデンサＣｏ７→整流ダイオードＤ１３に流れて平滑コンデンサＣｏ７を充電する成分と、整流ダイオードＤ１２→平滑コンデンサＣｏ９→（二次側アース）→整流ダイオードＤ１３に流れて平滑コンデンサＣｏ９を充電する成分とに分岐する。
また、二次巻線Ｎ２の交番電圧が負極性となる半周期の整流電流は、平滑コンデンサＣｏ７→整流ダイオードＤ１１に流れて平滑コンデンサＣｏ７を充電する成分と、整流ダイオードＤ１４→平滑コンデンサＣｏ９→（二次側アース）→整流ダイオードＤ１１に流れて平滑コンデンサＣｏ９を充電する成分とに分岐する。
上記した整流電流経路によって整流電流が流れることで、平滑コンデンサＣｏ７には、センタータップ位置で２分割された片側の巻線部の巻数に対応して励起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が得られる。そして、平滑コンデンサＣｏ９に対する充電は、センタータップ位置で２分割された片側の巻線部に励起される交番電圧レベルに対して、上記平滑コンデンサＣｏ７の両端電圧が重畳された電圧レベルによって行われる。この結果、平滑コンデンサＣｏ９の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ５としては、通常の両波整流回路に対して約２倍のレベルが得られることになる。
つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ５は、倍電圧整流動作により得られることになる。また、この場合にも、平滑コンデンサＣｏ７，Ｃｏ９には、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負の両期間において充電が行われる全波整流動作となっており、従って、倍電圧全波整流動作が得られていることになる。
【０１００】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１０１】
また、本発明に基づく電源回路としては、スイッチングコンバータ部の段数についても、例えば実施の形態として示したように２段（コンバータ部１０１，１０２）であることに限定される必要はなく、この段数は、例えば対応すべき負荷電力や、必要とされる二次側直流出力電圧の数などに応じて適宜変更されてよい。また、これらの各コンバータ部において生成する二次側直流出力電圧の数としても特に限定されるものではない。そのうえでも、本発明によっては、実施の形態において説明したように、ＤＣスイッチ回路６に相当する回路を備える構成を採ることで、同数の二次側直流出力電圧を得る場合において必要とされるスイッチングコンバータ部の数は、先行技術に基づいて、同一の負荷条件及び二次側直流出力電圧数に対応する電源回路を構成した場合よりも少なくなるものである。
【０１０２】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明の電源回路は、比較的重負荷の条件に対応するために、直流入力電圧を入力して動作する複合共振形のスイッチングコンバータ部を複数段備える構成を採っている。
そのうえで、上記直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成するための整流回路としては、倍電圧全波整流回路としており、分岐した整流電流が整流ダイオードに流れる整流電流経路が在るようにされる。これにより、例えば倍電圧半波整流回路の場合よりも、整流ダイオードにおける電力損失は低減され、それだけ、電力変換効率の向上が図られることになる。
また、これにより、直流入力電圧のリップル電圧も低減されるので、これに応じて二次側直流電圧のリップルも低減されることになる。
また、複数の二次側直流電圧を個々に安定化するのにあたっては、スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御するスイッチング周波数制御方式と、可飽和リアクトルとしての制御トランスのインダクタンスを可変制御するインダクタンス制御方式を組み合わせることとしているが、これによって、二次側直流電圧の安定化のために、例えばハードスイッチング動作の降圧形コンバータを設ける必要はない。これにより、ノイズが低減され、また、異なるスイッチング周波数で動作するスイッチングコンバータの数が削減されることにもなるから、一次側と二次側のアース電位の干渉が少なくなってアース電位も安定し、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態のコントロールＩＣによるスイッチング素子の駆動タイミングを示すを示す波形図である。
【図３】図１に示す電源回路に備えられる一次側の倍電圧全波整流回路の動作を示す回路図である。
【図４】図１に示す電源回路において二次側に備えられる倍電圧全波整流回路の他の回路構成例を示す回路図である。
【図５】実施の形態における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【図６】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】図６に示す電源回路の一次側に備えられる倍電圧半波整流回路の動作を示す回路図である。
【図８】図６に示す電源回路における、二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、６ ＤＣスイッチ回路、７ 制御回路、１０１ 第１コンバータ部、１０２ 第２コンバータ部、Ｄｉ，ＤＢＲ ブリッジ整流回路、ＣｉＡ，ＣｉＢ，ＣｉＣ，Ｃｏ７，Ｃｏ８，Ｃｏ９ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバータトランス、Ｃ１ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ１ 一次巻線、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＬ アクロスコンデンサ、
Claims (3)
- 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源の２倍に対応するとされるレベルの上記整流平滑電圧を、全波整流動作を含む整流動作により生成する倍電圧全波整流回路と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備え、
上記複数のスイッチングコンバータ部の各々は、
上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記１以上の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段と、
上記直流出力電圧生成手段により複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、上記周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記直流出力電圧生成手段は、
入力される二次巻線に得られる交番電圧の２倍に対応するとされるレベルの上記二次側直流出力電圧を、全波整流動作を含む整流動作により生成する倍電圧全波整流回路を備えて形成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記スイッチング電源回路の外部から供給される、スイッチングコンバータ部を起動させるための起動制御信号の入力に応じて、所要の二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路をオン／オフするようにして形成されるスイッチ回路、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003055842A JP2004266955A (ja) | 2003-03-03 | 2003-03-03 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP2003055842A JP2004266955A (ja) | 2003-03-03 | 2003-03-03 | スイッチング電源回路 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011166965A (ja) * | 2010-02-10 | 2011-08-25 | Sanken Electric Co Ltd | アクティブスナバ回路及び電源回路 |
-
2003
- 2003-03-03 JP JP2003055842A patent/JP2004266955A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011166965A (ja) * | 2010-02-10 | 2011-08-25 | Sanken Electric Co Ltd | アクティブスナバ回路及び電源回路 |
| US8964430B2 (en) | 2010-02-10 | 2015-02-24 | Sanken Electric Co., Ltd. | Active snubber circuit and power supply circuit |
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