CN102130581A - 基于非线性平均电流控制的boost pfc电路 - Google Patents

Abstract

一种基于非线性平均电流控制的BOOST PFC电路，包括图腾柱BOOST PFC主电路和控制支路，图腾柱BOOST PFC主电路包括输入侧、电容C0、电阻Rs、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、电感L和输出侧，控制支路包括数字控制器、运算放大器、积分电容C、开关S、比较器和触发器，控制支路的控制率方程如下(14)；控制率方程(14)的左边采用可复位的积分器实现，所述控制率方程(14)的右边采用数字控制器实现。本发明减小无桥BOOST PFC的电磁干扰和克服已有的单周期控制中轻载不稳定、非线性载波控制中积分器设计复杂等的不足。

Description

基于非线性平均电流控制的BOOST PFC电路

技术领域

本发明涉及功率因数校正电路，尤其是一种BOOST PFC电路。

背景技术

电力电子装置的大量频繁使用给电网造成了很严重的谐波污染，因此必须引入功率因数校正(PFC)电路，使其输入电流谐波满足现有的谐波要求。功率因数校正一直在朝着效率高、结构简单、控制容易实现、减小EMI等方向发展，所以无桥BOOST PFC电路作为一种提高效率的有效方式越来越受到人们的关注。无桥BOOST PFC电路省略了传统BOOST PFC电路的整流桥，减少了二极管的通态损耗，效率得到很大提高。但是传统的无桥BOOST PFC的EMI较大，图腾柱BOOST PFC作为它的一种演变，EMI要小很多，但是图腾柱BOOSTPFC的传统控制较为复杂，特别是电感电流检测上较困难。因此，提出一种相对简单的图腾柱BOOST PFC电路的控制方法是很有意义的。

发明内容

为了减小无桥BOOST PFC的电磁干扰和克服已有的单周期控制中轻载不稳定、非线性载波控制中积分器设计复杂等的不足，本发明提供一种轻载稳定、简化积分器设计的基于非线性平均电流控制的图腾柱BOOST PFC电路。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种基于非线性平均电流控制的图腾柱BOOST PFC电路，包括图腾柱BOOST PFC主电路，所述图腾柱BOOST PFC主电路包括输入侧、电容C0、电阻Rs、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、电感L和输出侧，所述输出侧与所述电容C0并联，所述输出侧一端与所述第三二极管D3的反向端相接，所述输出侧的另一端与电阻Rs的一端相接，所述第三三极管D3的正向端与所述第二场效应管的漏极连接，所述电阻Rs的另一端与第一二极管的正向端、第一场效应管的源极连接，所述第一二极管D1的反向端和第二二极管的正向端均与输入侧的一端连接，所述第二场效应管Q2的源极和第一场效应管Q1的漏极均与电感L的一端连接，所述电感L的另一端与输入侧的另一端连接，所述的基于非线性平均电流控制的BOOST PFC电路还包括控制支路，所述控制支路的控制率方程如下：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{dT}}_s}^{T_s}\left(k\right|v_i|-i_{D3})\mathrm{dt}=(k-g_e)\frac{{\left|v_i\right|}^2}{v_o}---\left(14\right)$

其中，|v_i|是输入侧电压绝对值，g_e是电压环补偿器输出值，k是一比例常数，T_s是场效应管的开关周期，i_D3是第三二极管D3的电流，d是场效应管的开关占空比，V_o是输出侧电压；

所述控制率方程(14)的左边采用可复位的积分器实现，所述控制率方程(14)的右边采用数字控制器实现，所述积分器包括运算放大器、积分电容C和开关S；

所述的控制支路包括数字控制器、积分电容C、开关S、运算放大器、比较器和触发器，所述的数字控制器一路输出与运算放大器的反相输入端连接，所述的数字控制器另一路输出与比较器的负输入端连接，所述的比较器的正输入端与运算放大器的反相输入端连接，所述的开关S与所述的积分电容并联，所述的积分电容的一端与运算放大器的反相输入端连接，所述的积分电容的另一端与地连接，所述的触发器的一端与比较器的输出连接，所述的触发器的另一端与时钟信号相接，所述的触发器的输出信号控制场效应管Q1、Q2和开关S的开通和关断。

本发明的技术构思为：将非线性平均电流控制方法运用在图腾柱BOOST PFC电路上，达到单位功率因数和设计简单的目的。

本发明的有益效果主要表现在：电磁干扰较小，能克服单周期控制中轻载稳定、非线性载波控制中积分器设计复杂等的不足。

附图说明

图1是图腾柱BOOST PFC主电路的电路图。

图2是图腾柱BOOST PFC控制电路的电路图。

图3是图腾柱BOOST PFC主电路的模态分析示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

参照图1～图3，一种基于非线性平均电流控制的图腾柱BOOSTPFC电路，包括图腾柱BOOST PFC主电路，所述图腾柱BOOST PFC主电路包括输入侧、电容C0、电阻Rs、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、电感L和输出侧，所述输出侧与所述电容C0并联，所述输出侧一端与所述第三二极管D3的反向端相接，所述输出侧的另一端与电阻Rs的一端相接，所述第三三极管D3的正向端与所述第二场效应管的漏极连接，所述电阻Rs的另一端与第一二极管的正向端、第一场效应管的源极连接，所述第一二极管D1的反向端和第二二极管的正向端均与输入侧的一端连接，所述第二场效应管Q2的源极和第一场效应管Q1的漏极均与电感L的一端连接，所述电感L的另一端与输入侧的另一端连接，所述的基于非线性平均电流控制的图腾柱BOOST PFC电路还包括控制支路，所述控制支路的控制率方程如下：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{dT}}_s}^{T_s}\left(k\right|v_i|-i_{D3})\mathrm{dt}=(k-g_e)\frac{{\left|v_i\right|}^2}{v_o}---\left(14\right)$

其中，|v_i|是输入侧电压绝对值，g_e是电压环补偿器输出值，k是一比例常数，T_s是场效应管的开关周期，i_D3是第三二极管D3的电流，d是场效应管的开关占空比，v_o是输出侧电压；

所述控制率方程(14)的左边采用可复位的积分器实现，所述控制率方程(14)的右边采用数字控制器实现，所述积分器包括运算放大器、积分电容C和开关S；

所述的控制支路包括数字控制器、积分电容C、开关S、运算放大器、比较器和触发器，所述的数字控制器一路输出与运算放大器的反相输入端连接，所述的数字控制器另一路输出与比较器的负输入端连接，所述的比较器的正输入端与运算放大器的反相输入端连接，所述的开关S与所述的积分电容并联，所述的积分电容的一端与运算放大器的反相输入端连接，所述的积分电容的另一端与地连接，所述的触发器的一端与比较器的输出连接，所述的触发器的另一端与时钟信号相接，所述的触发器的输出信号控制场效应管Q1、Q2和开关S的开通和关断。

本实施例中，所述数字控制器的输入侧信号为输入侧电压绝对值|v_i|和输出侧电压v_o，所述的数字控制器一路输出的数值与公式(14)的右边相等；所述的数字控制器另一路输出的数值为k|v_i|；所述运算放大器的负极同时连接一个输入信号，该输入信号的数值为-i_D3。

本实施例中，图腾柱BOOST PFC主电路如图1所示，D3是外加的一个二极管，目的是防止Q1和Q2同时开通时出现桥臂直通，同时由于D3的存在，可以同时控制Q1和Q2的开通和关断，而不需要在输入电压的正负半周分开控制，这样可以大大简化控制电路。根据输入电压正负半周，该主电路可等效为两个BOOST电路。在输入电压正半周，由Q1、D1和Q2体二极管组成；在输入电压负半周，由Q2、D2和Q1体二极管组成。

该电路共有4种模态：

(1)模态1：输入电压正半周，开关管Q1和二极管D1导通，形成电感充电回路，电感电流上升，同时输出电容放电，稳定输出电压。

(2)模态2：Q2体二极管、D1和D3导通，输入电源和电感同时给负载供电，电感电流下降。

(3)模态3：输入电压负半周，开关管Q2和二极管D2导通，形成电感充电回路，电感电流上升，同时输出电容放电，稳定输出电压。

(4)模态4：Q1体二极管、D2和D3导通，输入电源和电感同时给负载供电，电感电流下降。

非线性平均电流控制是在单相PFC中提出的一种控制方式。对于单相BOOST PFC电路，电流控制的目标是调节电感电流使其与整流输入电压成一定比例，如下式：

$\stackrel{\‾}{i_L}=i_{\mathrm{ref}}=g_e\left|v_i\right|---\left(4\right)$

其中，

是电感电流平均值，|v_i|是输入电压绝对值，i_ref是电流参考值，g_e是电压环补偿器输出值。

开关管导通时开关管上流过的电流与电感电流相等，所以每个开关周期内电感电流平均值与开关电流平均值的关系有：

$\mathrm{dg}\stackrel{\‾}{i_L}=\stackrel{\‾}{i_s}=\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{{\mathrm{dT}}_s}{i}_s\mathrm{dt}---\left(5\right)$

其中，d为开关的占空比，

是开关电流平均值。结合式(4)和(5)可得下式：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{{\mathrm{dT}}_s}{i}_s\mathrm{dt}=g_e\left|v_i\right|\mathrm{gd}---\left(6\right)$

由于式(6)会导致一个内在不稳定的电流环，所以将式(6)右边的d用d_ff代替，d_ff可以用以下两个表达式的任意一个表示：

$d_{\mathrm{ff}}=1-\frac{\left|v_i\right|}{v_o}---\left(7\right)$

或 $d_{\mathrm{ff}}=1-\frac{\left|v_i\right|-L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}}{v_o}---\left(8\right)$

则非线性平均电流控制的控制率方程为：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{{\mathrm{dT}}_s}{i}_s\mathrm{dt}=g_e\left|v_i\right|g{d}_{\mathrm{ff}}---\left(9\right)$

如图2所示，为图腾柱BOOST PFC电路控制原理图。

对于图腾柱BOOST PFC电路，需要在输入电压正负半周分别检测两个开关管的电流，这样较为复杂。如图3所示，用检测第三二极管D3上的电流代替检测开关管上的电流，只需要在D3路径上串一个采样电阻Rs就可测出D3上的电流。由于开关管断开时二极管D3上流过的电流与电感电流相等，则式(5)可变为：

$(1-d)\stackrel{\‾}{i_L}=i_{D3}^{-}={\∫}_{{\mathrm{dT}}_s}^{T_s}{i}_{D3}\mathrm{dt}---\left(10\right)$

其中，d为开关占空比。

结合式(4)和(10)，可得：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{dT}}_s}^{T_s}{i}_{D3}\mathrm{dt}=(1-d)g_e\left|v_i\right|---\left(11\right)$

同样，用d_ff代替式(11)右边的d，则变为：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{dT}}_s}^{T_s}{i}_{D3}\mathrm{dt}=(1-d_{\mathrm{ff}})g_e\left|v_i\right|---\left(12\right)$

然而，得出的控制率仍是不稳定的。为此，将(12)式两边同时引入补偿电流i_c，则可将(12)式变为：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{dT}}_s}^{T_s}(i_c-i_{D3})\mathrm{dt}=(1-d_{\mathrm{ff}})[i_c-g_e|v_i\left|\right]---\left(13\right)$

选取i_c＝k|v_i|，k是一比例常数，将i_c代入上式并结合式(7)，则有：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{dT}}_s}^{T_s}\left(k\right|v_i|-i_{D3})\mathrm{dt}=(k-g_e)\frac{{\left|v_i\right|}^2}{v_o}---\left(14\right)$

上式为图腾柱BOOST PFC电路非线性平均电流控制的控制率方程。

如图2所示，等式(14)左边用一个可复位的积分器实现；考虑到线性乘法器和除法器很难去设计，而且工作范围有限和对噪声敏感的缺点，等式(14)用一个数字控制器实现，同时也可以到达数字控制的目的。

如图2所示，由运算放大器构成的可复位积分器的输出与比较器正输入端相连，即控制率方程的左边式子；由数字控制器得出的控制率右边的式子与比较器的负输入端相连，比较器的输出和时钟信号接入触发器产生两个场效应管Q1、Q2和开关S的导通和关断信号。

电路参数表如表1所示。

表1

不同负载下的效率、THD(总谐波失真)和输出电压如表2所示。

表2。

Claims (1)

1.一种基于非线性平均电流控制的BOOST PFC电路，包括图腾柱BOOST PFC主电路，所述图腾柱BOOST PFC主电路包括输入侧、电容C0、电阻Rs、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、电感L和输出侧，所述输出侧与所述电容C0并联，所述输出侧一端与所述第三二极管D3的反向端相接，所述输出侧的另一端与电阻Rs的一端相接，所述第三三极管D3的正向端与所述第二场效应管的漏极连接，所述电阻Rs的另一端与第一二极管的正向端、第一场效应管的源极连接，所述第一二极管D1的反向端和第二二极管的正向端均与输入侧的一端连接，所述第二场效应管Q2的源极和第一场效应管Q1的漏极均与电感L的一端连接，所述电感L的另一端与输入侧的另一端连接，其特征在于：所述的基于非线性平均电流控制的BOOST PFC电路还包括控制支路，所述控制支路的控制率方程如下：

$\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{dT}}_s}^{T_s}\left(k\right|v_i|-i_{D3})\mathrm{dt}=(k-g_e)\frac{{\left|v_i\right|}^2}{v_o}---\left(14\right)$

其中，|v_i|是输入侧电压绝对值，g_e是电压环补偿器输出值，k是一比例常数，T_s是场效应管的开关周期，i_D3是第三二极管D3的电流，d是场效应管的开关占空比，v_o是输出侧电压；

所述控制率方程(14)的左边采用可复位的积分器实现，所述控制率方程(14)的右边采用数字控制器实现，所述积分器包括运算放大器、积分电容C和开关S；

所述的控制支路包括数字控制器、积分电容C、开关S、运算放大器、比较器和触发器，所述的数字控制器一路输出与运算放大器的反相输入端连接，所述的数字控制器另一路输出与比较器的负输入端连接，所述的比较器的正输入端与运算放大器的反相输入端连接，所述的开关S与所述的积分电容C并联，所述的积分电容C的一端与运算放大器的反相输入端连接，所述的积分电容C的另一端与地连接，所述的触发器的一端与比较器的输出连接，所述的触发器的另一端与时钟信号相接，所述的触发器的输出信号控制场效应管Q1、Q2和开关S的开通和关断。

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