TWI430555B - Class E DC - to - DC converter - Google Patents
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Description
本創作係有關於一種E類直流對直流轉換器，特別係設有輸入電壓連接扼流電感串聯功率開關，再於功率開關上並聯電容及一組共振槽，該共振槽係設有共振電感連接共振電容所組成，該共振槽連接橋式整流電路，最後並聯濾波電容及負載；如此，該功率開關可以操作於零電壓或零電流的狀態，以降低功率開關在高頻切換時的功率損失，亦可改善功率開關的散熱問題，同時提升直流轉換直流的效率。
一般電力電子產品大多都採用傳統硬式切換的方式，因為其電路具有相當程度的可靠性且構造簡單，但由於功率開關操作於高頻切換，因電路所產生切換損失及突波(Spike)效應，使得產品的品質面臨提升之瓶頸，尤其當應用於馬達驅動器或不斷電的電源供應器時，將使得脈波寬度調變(Pulse-width modulation；PWM)切換頻率無法提高因而無法得到良好的特性以及降低噪音；若欲改善上述的缺點，則必須提高切換頻率，但是切換損失也因頻率提高而增加，因此發展出柔性切換的方法(如零電壓切換、零電流切換)，以解決上敘之問題，使開關具有柔性切換的特性，切換損失亦大大的降低，因此可提升切換頻率，使產
品體積縮小，而為了開關柔性切換的特性需要電感電容共振，使得共振電感、電容以及開關必須能承受高電壓或高電流應力，如第一圖所示係為柔性切換示意圖，其中(a)零電壓切換(b)零電流切換，而V gs
為開關驅動訊號、v ds
為開關上跨壓、i ds
為流經開關的電流。
而一般傳統的轉換器，其效率低落的主要原因為轉換器在於高頻切換時，開關必須承受整個負載電流，因此開關必須承受很高的切換應力(Switching Stress)，會造成開關切換損失還有效率以及散熱的問題；要降低傳統切換式轉換器上的開關應力，一般的方式都是使用緩衝電路(Snubber Circuits)與開關串聯或並聯，來降低開關應力以降低切換損失；但是實際上所降低的開關應力，只是由開關轉移到緩衝電路上而已，轉換器整體之效率並未提升；另外，為了降低轉換器的體積、重量以及提升其功率密度，就必須提高開關之切換頻率，但同時會造成較大的切換損失，使切換式轉換器之轉換效率更加低落：因此，若是能使用共振式轉換器，使開關在導通或截止的瞬間，將開關上的電壓及電流降為零，就可改善上述之問題；而共振式轉換器不同於一般傳統轉換器的是共振式轉換器功率開關操作於零電壓切換(Zero-Voltage-Switching；ZVS)或是零電流切換(Zero-Current-Switching；ZCS)，可使整個切換電路對於轉換器切換損失降至最低，使開關具有柔
性切換(Soft-Switching)的特性；共振式轉換器結合了適當的元件參數、切換頻率以及共振頻率，使功率開關能在高頻切換時具有零電壓切換或零電流切換的特性，就可以克服上述的切換損失以及電磁干擾(Electromagnetic Interference；EMI)等問題。
而共振式切換就是利用電感和電容所組成的共振電路來形成功率電晶體(MOSFET或IGBT)上的電壓或電流波形；當功率電晶體操作在共振式切換時，電壓或電流同時流過功率電晶體的時間較短；因此功率的損耗也比較少，並且可將電路的寄生電感或寄生電容合併入共振槽(Resonant Tank)電路所需要的電感和電容量，並非讓寄生元件去消耗電路之能量，如第二圖所示，係為共振式切換之電壓與電流波形圖，圖中v S
為開關上的電壓、i S
為開關上的電流。
而D類共振換流器於西元1959年由Baxandall發明，至今D類共振換流器已被廣泛的運用，D類共振換流器可分為三種形式，根據其共振槽與負載連接方式的不同，可分為以下三種：串聯共振式(series resonant)、並聯共振式(parallel resonant)、以及串並聯共振式(series-parallel resonant)，如第三圖所示，(a)係為串聯共振式電路圖、(b)係為並聯共振式電路圖、(c)係為串並聯共振式電路圖，而D類共振換流器的兩個功率開關S 1
與S 2
是由驅動訊號V gs
1
與V gs
2
交互驅動導通，產生一方波電壓給
共振槽，V gs
1
與V gs
2
之責任週期D一般都設計為D
=0.5，且V gs
1
與V gs
2
之間必須要有一小段很短的延遲時間(dead-time)，以避免功率開關S 1
與S 2
同時導通，造成短路而燒毀，當S 1
導通，輸入電壓V dc
跨於S 2
兩端；反之，當S 2
導通，輸入電壓V dc
跨於S 1
兩端，所以共振槽的輸入電壓為方波，此方波的直流成分會跨於共振電容C，當共振槽具有高品質因數時(load quality factor；Q)，共振槽內的電感L與電容C幾乎會濾除掉所有的電流諧波與直流成分，使流經共振槽的電路幾乎可視為一正弦波。
而E類轉換器最早是在西元1975年由N.O.Sokal與A.D.Sokal兩位波蘭人所提出，原先是使用於通訊用射頻放大器，目前為止仍被廣泛的使用於通訊設備，如：藍芽無線通訊系統、無線電發收系統等等，直到西元1990年起E類轉換器才逐漸被應用於光源驅動，而最早的單級電子式安定器亦由E類轉換器改良而成，E類轉換器其操作頻率最高可達1MHz，故能大幅減少電路之重量與被動元件數量，而其主要缺點就是主動開關必須承受一高電壓壓降，當操作於理想工作模式之下，開關跨壓約為3.6的倍輸入電壓，而操作於次理想工作模式下，開關跨壓約為4倍的輸入電壓，所以通常被應用在操作功率低於100W以下的場合。
E類共振換流器是所有已知換流器電路效率最高者，其不僅可以消除高頻諧波電流成分，提供正弦波電流來驅動
負載，更具有低切換干擾、低電流峰值與高效率等優點，與D類共振換流器比較，E類共振換流器只需一個功率開關，所以只需一組輸出電壓來驅動功率開關，故其成本較低，控制電路製作簡單，且功率開關的一端直接與整流後的輸入電源負端相連結，故控制電路不會連接到直流鏈高壓，控制電路無高壓隔離問題，只要元件參數選擇適當，就可使功率開關操作於零電壓切換，因而降低切換損失提高電路整體效率。
如第四圖所示，係為E類共振換流器的基本電路圖，其中包含了扼流電感L、功率開關S，並接在功率開關S上的並聯電容C以及一組由共振電感L S
、共振電容C S
及負載R所串聯而成之共振電路；而f S
、T S
各別代表其操作頻率、工作週期，責任週期表示為D，假設扼流電感L足夠大，即可將輸入電流產生之連波忽略，假使扼流電感L過小則會造成較大的連波電流。
E類共振換流器依照其功率開關之狀態可分為兩種狀態，如第五圖所示，係為E類共振換流器的等效電路圖，當功率開關S導通，如(a)係為功率開關S導通之等效電路圖，該並聯電容C兩端為短路，因此L S
、C S
及R形成一個共振電路，此時共振頻率f o
1
等於：而負載品質因Q 1
為：該功率開關S截止，如(b)係為功率開關S截止之等效電路圖，由L S
、C S
、R及C組成一個共振電路，其中扼流電感L元件值足夠大，故不影響共振頻率，並將並聯電容C與共振電流C S
等效為：此時共振頻率f o
2
等於：而負載品質因數Q 2
為：
通常設計並聯電容C元件值很小，所以f o
1
遠小於f o
2
，設計切換頻率f S
大於功率開關導通時之共振頻率f o
1
，且功率開關S於並聯電容電壓V C
等於零切換導通，通常功率開關S的切換頻率f S
介於開關導通時之共振頻率f o
1
以及開關截止時之共振頻率f o
2
之間，由於功率開關切換於零電壓導通，故導通損失很降低，因而可以提高E類共振換流器整體效率。
共振電路具有高品質因數時(Q L
>2.5)，所有的直流成分及電流諧波幾乎都被濾除，共振電流I O
幾乎為正弦波；假設扼流電感L值足夠大，輸入電流I dc
產生之連波忽略不計，可將其視為一電流源，I dc
與I O
之合成可視為一電流源，其大小為I dc
-I O
，當開關導通時I dc
-I O
流經功率開關S，而當開關截止時I dc
-I O
流經並聯電容C。
E類共振換流器依照責任週期D的大小，可區分為三種工作模式，分別為最佳化工作模式(Optimum Operation)D
=0.5、次佳化第一型(Sub-optimum I)工作模式D
<0.5，與次佳化第二型(Sub-optimum II)工作模式D
>0.5。
緣此，本創作人有鑑於習知E類共振換流器都為直流轉換成交流的換流器，並無直流轉換成直流的轉換器；又存在有如上述之缺失，乃潛心研究、改良，遂得以首創出本創作。
本創作之主要目的，係在提供一種該功率開關可以操作於零電壓或零電流的狀態，以降低功率開關在高頻切換時的功率損失，亦可改善功率開關的散熱問題，同時提升直流轉換直流效率之E類直流對直流轉換器。
本創作之特徵係在：輸入電壓連接扼流電感串聯功率開關，再於功率開關上並聯電容及一組共振槽，該共振槽係設有共振電感連接共振電容所組成，該共振槽連接橋式整流電路，最後並聯濾波電容及負載。
有關本創作為達上述之使用目的與功效，所採用之技術手段，茲舉出較佳可行之實施例，並配合圖式所示，詳述如下：
本創作之實施例，請參閱第六圖所示，主要係設有輸
入電壓V dc
連接扼流電感L串聯功率開關S，再於功率開關S上並聯電容C及一組共振槽1，該共振槽1係設有共振電感L S
連接共振電容C S
所組成，該共振槽1連接橋式整流電路2，最後並聯濾波電容C O
及負載R，該橋式整流電路2係設有數二極體(D1~D4)所連接組成。
依據功率開關S及二極體(D1~D4)的ON/OFF狀態，以及之大小，在一個切換週期中，將其分為六個工作模式，並將以下三項視為理想：
一、電路操作在穩態情況下。
二、功率開關S及二極體(D1~D4)設為理想元件，即不考慮功率開關S之順向導通電壓和二極體(D1~D4)的反向恢復特性。
三、扼流電感L值足夠大，使輸入電源可視為理想直流電源。
其相關元件之波形如第七圖所示，而工作模式可得第八圖至第十三圖電路完成一週期工作模式之等效電路圖，此六個工作模式分別為：
一、工作模式一(ωt 0 ωt
<ωt 1
)，如第八圖所示：
在ω 0 t 0
時，V gs
由低電位變為高電位，此時功率開關S切換導通，因電感電流大於扼流電感電流i L
，小於零，所以電流反向流經功率開關S，開關電流i S
由小於零漸漸上升，而並聯電容C無電流通過，電感電流為正值，流經
共振電容C S
對電容充電，電容電壓上升，當等於零的同時，電流i S
也上升至等於零，此時電流大於零，二極體D 1
、D 2
為導通，而D 3
、D 4
為截止，當電流i S
上升至等於零時，進入工作模式二。
二、工作模式二(ωt 1 ωt
<ωt 2
)，如第九圖所示：
在ω 0 t 1
時，功率開關S仍為導通，此時大於零，電流流經功率開關S，開關電流i S
為大於零，並聯電容C仍無電流通過，電感電流仍為正值且持續下降，在流經共振電容C S
對電容充電，電容電壓上升，當電壓上升達到峰值時，電流降至零點，因電流大於零，此時二極體D 1
、D 2
仍維持繼續導通，而D 3
、D 4
為截止，當電流降至零時，進入工作模式三。
三、工作模式三(ωt 2 ωt
<ωt 3
)，如第十圖所示：
在ω 0 t 2
時，功率開關S仍為導通，此時電感電流由零開始下降，電容電壓由峰值開始下降，因電感電流小於扼流電感電流i L
，大於零，所以電流流經功率開關S，開關電流i S
為正值且漸漸上升，並聯電容C上仍無電流流過，由於電流小於零，共振電流換向流經二極體D 3
、D 4
，所以二極體D 1
、D 2
為截止，當V gs
由高電位變為低電位時，進入工作模式四。
四、工作模式四(ωt 3 ωt
<ωt 4
)，如第十一圖所示：
在ω 0 t 3
時，V gs
由高電位變為低電位，電感電流仍小於扼流電感電流i L
，大於零，因功率開關S為截止，所以電流流經並聯電容C，所以並聯電容電流i C
為正值，電容電壓由正值降為負值，電感電流由負值開始上升，而當電流升至零點時，此時電流小於零，二極體D 3
、D 4
為導通，而D 1
、D 2
為截止，當電流升至零點時，進入工作模式五。
五、工作模式五(ωt 4 ωt
<ωt 5
)，如第十二圖所示：
在ω 0 t 4
時，功率開關S仍為截止，電感電流仍小於扼流電感電流i L
，大於零，電流流經並聯電容C，所以並聯電容電流i C
仍為正值，電容電壓為負值，電感電流由零開始上升，由於電流大於零，此時二極體D 1
、D 2
為導通，而D 3
、D 4
截止，當電感電流上升至等於扼流電感電流i L
，也就是等於零時，進入工作模式五。
六、工作模式六(ωt 5 ωt
<2π)，如第十三圖所示：
在ω 0 t 5
時，功率開關S仍為截止，電感電流大於扼流電感電流i L
，小於零，電流反向流經並聯電容C，所以並聯電容電流i C
為負值，電感電流為正值，對共振電容C s
充電，電容電壓上升，由負值轉為正值，此時二極體D 1
、D 2
為導通，而D 3
、D 4
截止，當開關跨壓v ds
降至為零時，開關S切換導通，電路動作重新進入工作模式一。
如下係為其電路與實測參數表所示，經由所選擇適當的參數，可以使功率開關S操作於零電壓切換，降低功率開關S切換損失，因此提高電路整體效率。
V gs
‧‧‧開關驅動訊號
v ds
‧‧‧開關上的跨壓
i ds
‧‧‧流經開關的電流
D‧‧‧責任週期
T S
‧‧‧操作頻率
v S
‧‧‧開關上的電壓
i S
‧‧‧開關上的電流
S 1
、S 2
‧‧‧功率開關
V gs
1
、V gs
2
‧‧‧驅動訊號
i L
‧‧‧扼流電感電流
‧‧‧電感電流
I dc
‧‧‧輸入電流
I O
‧‧‧共振電流
C S
‧‧‧共振電容
‧‧‧電容電壓
i C
‧‧‧電容電流
VD1~VD4‧‧‧二極體上的電壓
ID1~ID4‧‧‧二極體上的電流
V dc
‧‧‧輸入電壓
L‧‧‧扼流電感
S‧‧‧功率開關
C‧‧‧電容
L S
‧‧‧共振電感
C S
‧‧‧共振電容
C O
‧‧‧濾波電容
D1~D4‧‧‧二極體
R‧‧‧負載
1‧‧‧共振槽
2‧‧‧橋式整流電路
第一圖所示係為習知柔性切換示意圖。
第二圖所示係為習知共振式切換之電壓與電流波形圖。
第三圖所示係為習知D類共振換流器之電路圖。
第四圖所示係為習知E類共振換流器之基本電路圖。
第五圖所示係為習知E類共振換流器之等效電路圖。
第六圖所示係為本創作實施例之電路圖。
第七圖所示係為本創作實施例相關元件之波形圖。
第八圖所示係為本創作實施例工作模式一之等效電路圖。
第九圖所示係為本創作實施例工作模式二之等效電路圖。
第十圖所示係為本創作實施例工作模式三之等效電路圖。
第十一圖所示係為本創作實施例工作模式四之等效電路圖。
第十二圖所示係為本創作實施例工作模式五之等效電路圖。
第十三圖所示係為本創作實施例工作模式六之等效電路圖。
第十四圖所示係為本創作實施例開關驅動訊號與開關電壓波形圖。
第十五圖所示係為本創作實施例扼流電感電壓與電流波形圖。
第十六圖所示係為本創作實施例開關驅動訊號與開關電流波形圖。
第十七圖所示係為本創作實施例並聯電容電壓與電流波形圖。
第十八圖所示係為本創作實施例共振電容電壓與共振電感電流波形圖。
第十九圖所示係為本創作實施例共振電感電壓與電流波形圖。
第二十圖所示係為本創作實施例共振電容電壓與電流波形圖。
第二十一圖所示係為本創作實施例共振槽輸入電壓與輸出電壓波形圖。
第二十二圖所示係為本創作實施例共振槽輸出電壓與輸出電流波形圖。
第二十三圖所示係為本創作實施例二極體D 1
、D 2
電壓與電流波形圖。
第二十四圖所示係為本創作實施例二極體D 3
、D 4
電壓與電流波形圖。
第二十五圖所示係為本創作實施例輸出電容電壓與電流波形圖。
第二十六圖所示係為本創作實施例輸出電壓與電流波形圖。
V dc
‧‧‧輸入電壓
L‧‧‧扼流電感
S‧‧‧功率開關
C‧‧‧電容
L S
‧‧‧共振電感
C S
‧‧‧共振電容
C O
‧‧‧濾波電容
D1~D4‧‧‧二極體
R‧‧‧負載
1‧‧‧共振槽
2‧‧‧橋式整流電路
Claims (1)
- 一種E類直流對直流轉換器，主要係設有輸入電壓連接扼流電感串聯功率開關，再於功率開關上並聯電容及一組共振槽，該共振槽係設有共振電感連接共振電容所組成，該共振槽連接橋式整流電路，最後並聯濾波電容及負載；如此，該功率開關可以操作於零電壓或零電流的狀態，以降低功率開關在高頻切換時的功率損失，亦可改善功率開關的散熱問題，同時提升直流轉換直流的效率。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW100100029A TWI430555B (zh) | 2011-01-03 | 2011-01-03 | Class E DC - to - DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW100100029A TWI430555B (zh) | 2011-01-03 | 2011-01-03 | Class E DC - to - DC converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW201230646A TW201230646A (en) | 2012-07-16 |
| TWI430555B true TWI430555B (zh) | 2014-03-11 |
Family
ID=46934209
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW100100029A TWI430555B (zh) | 2011-01-03 | 2011-01-03 | Class E DC - to - DC converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI430555B (zh) |
Families Citing this family (2)
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|---|---|---|---|---|
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-
2011
- 2011-01-03 TW TW100100029A patent/TWI430555B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
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| TW201230646A (en) | 2012-07-16 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees |