TW201517486A

TW201517486A - 單開關零電流切換並聯負載共振式轉換器

Info

Publication number: TW201517486A
Application number: TW102138405A
Authority: TW
Inventors: Ying-Jun Zhuang; kai-ping Yang
Original assignee: Univ Kun Shan
Priority date: 2013-10-24
Filing date: 2013-10-24
Publication date: 2015-05-01
Also published as: TWI502871B

Abstract

本發明係在提供一種單開關零電流切換並聯負載共振式轉換器，主要係設有輸入電壓連接扼流電感串聯開關二極體及功率開關，功率開關上跨接有反向二極體，再於開關二極體及功率開關並聯一組共振槽，共振槽係由一共振電感串聯一共振電容所組成，共振電感與共振電容之間連接一耦合電容後，再並聯橋式整流器，最後並聯低通濾波器及負載；如此，利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率。

Description

單開關零電流切換並聯負載共振式轉換器

本發明係有關於一種單開關零電流切換並聯負載共振式轉換器，特別係設有輸入電壓連接扼流電感串聯開關二極體及功率開關，功率開關上跨接有反向二極體，再於開關二極體及功率開關並聯一組共振槽，共振槽係由一共振電感串聯一共振電容所組成，共振電感與共振電容之間連接一耦合電容後，再並聯橋式整流器，最後並聯低通濾波器及負載；如此，利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率。

由於地球的能源是有限的，必須節省及善用能源，所以在電力電子的領域中，能夠提升轉換器的效率是很重要的，在直流對直流的轉換器，共振式轉換器具有柔性切換的性質，而E類共振式轉換器是目前已知效率最高的轉換器，若是能夠多加使用，就能減少能源不必要的浪費。

按，一般電力電子產品大多都採用傳統硬式切換的方式，因為電路構造簡單並具有相當的可靠性，但由於功率電晶體開關操作於高頻切換之下，功率電晶體開關必須承受整個負載電流，因功率電晶體開關必須承受很高的切換應力(Switching Stress)，使電路產生切換損失以及突波(Spike)效應，所以脈波寬度調變(Pulse-Width Modulation；PWM)之切換頻率無法提高，因此無法得到良好的特性及效率，若是採用切換式電源供應器 (Switching Mode Power Supply；SMPS)，並將共振式轉換器之功率電晶體開關操作於零電壓切換(Zero-Voltage-Switching；ZVS)或是零電流切換(Zero-Current-Switching；ZCS)，就能克服切換損失以及電磁干擾(Electromagnetic Interference；EMI)等問題；緣此，本發明人有鑑於習知傳統轉換器存在有如上述之缺失，乃潛心研究、改良，遂得以首先發明本發明。

本發明之主要目的，係在提供一種利用單一個功率開關在零零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率之單開關零電流切換並聯負載共振式轉換器。

本發明之特徵係在：輸入電壓連接扼流電感串聯開關二極體及功率開關，功率開關上跨接有反向二極體，再於開關二極體及功率開關並聯一組共振槽，共振槽係由一共振電感串聯一共振電容所組成，共振電感與共振電容之間連接一耦合電容後，再並聯橋式整流器，最後並聯低通濾波器及負載。

1‧‧‧共振槽

2‧‧‧橋式整流器

3‧‧‧低通濾波器

V _dc‧‧‧輸入電壓

i _in‧‧‧輸入電流

v _gs‧‧‧驅動電壓

L _s‧‧‧扼流電感

v _Ls‧‧‧扼流電感電壓

i _Ls‧‧‧扼流電感電流

D‧‧‧開關二極體

v _d‧‧‧開關二極體電壓

i _d‧‧‧開關二極體電流

S‧‧‧功率開關

D _s‧‧‧反向二極體

v _ds‧‧‧功率開關電壓

L _P‧‧‧共振電感

v _Lp‧‧‧共振電感電壓

i _Lp‧‧‧共振電感電流

C ₁‧‧‧共振電容

v _C1‧‧‧共振電容電壓

i _C1‧‧‧共振電容電流

v _s‧‧‧共振槽輸入電壓

C ₂‧‧‧耦合電容

v _C2‧‧‧耦合電容電壓

i _C2‧‧‧耦合電容電流

v _b 、v _bo‧‧‧橋式整流電壓

D ₁~D ₄‧‧‧二極體

v _D1~v _D4‧‧‧二極體電壓

i _D1~i _D4‧‧‧二極體電流

L _o‧‧‧濾波電感

v _Lo‧‧‧濾波電感電壓

i _Lo‧‧‧濾波電感電流

C _o‧‧‧濾波電容

v _Co‧‧‧濾波電容電壓

i _Co‧‧‧濾波電容電流

R _o‧‧‧負載

V _o‧‧‧輸出電壓

i _o‧‧‧輸出電流

第一圖所示係為本發明實施例之電路圖。

第二圖所示係為本發明實施例之流程圖。

第三圖所示係為本發明實施例工作模式一之電路圖。

第四圖所示係為本發明實施例工作模式二之電路圖。

第五圖所示係為本發明實施例工作模式三之電路圖。

第六圖所示係為本發明實施例工作模式四之電路圖。

第七圖所示係為本發明實施例輸入電壓V _dc與輸入電流i _dc之實測波形圖。

第八圖所示係為本發明實施例扼流電感電壓v _Ls與扼流電感電流i _Ls之實測波形圖。

第九圖所示係為本發明實施例驅動電壓v _gs與開關電壓v _ds之實測波形圖。

第十圖所示係為本發明實施例驅動電壓v _gs與開關二極體電壓v _d之實測波形圖。

第十一圖所示係為本發明實施例驅動電壓v _gs與開關二極體電流i _d之實測波形圖。

第十二圖所示係為本發明實施例功率開關電壓v _ds與開關二極體電流i _d之實測波形圖。

第十三圖所示係為本發明實施例驅動電壓v _gs與共振槽輸入電壓v _s之實測波形圖。

第十四圖所示係為本發明實施例共振電感電壓v _Lp與共振電感電流i _Lp之實測波形圖。

第十五圖所示係為本發明實施例共振電容電壓v _C1與共振電容電流i _C1之實測波形圖。

第十六圖所示係為本發明實施例耦合電容電壓v _C2與耦合電容電流i _C2之實測波形圖。

第十七圖所示係為本發明實施例橋式整流電壓v _b與耦合電容電流i _C2之實測波形圖。

第十八圖所示係為本發明實施例橋式整流電壓v _bo與耦合電容電流i _C2之實測波形圖。

第十九圖所示係為本發明實施例共振槽輸入電壓v _s與橋式整流電壓v _b之實測波形圖。

第二十圖所示係為本發明實施例功率開關電壓v _ds與橋式整流電壓v _b之實測波形圖。

第二十一圖所示係為本發明實施例橋式整流電壓v _b與橋式整流電壓v _bo之實測波形圖。

第二十二圖所示係為本發明實施例二極體電壓v _D1與二極體電流i _D1之實測波形圖。

第二十三圖所示係為本發明實施例二極體電壓v _D2與二極體電流i _D2之實測波形圖。

第二十四圖所示係為本發明實施例二極體電壓v _D3與二極體電流i _D3之實測波形圖。

第二十五圖所示係為本發明實施例二極體電壓v _D4與二極體電流i _D4之實測波形圖。

第二十六圖所示係為本發明實施例耦合電容電流i _C2與二極體電流i _D1之實測波形圖。

第二十七圖所示係為本發明實施例耦合電容電流i _C2與二極體電流i _D3之實測波形圖。

第二十八圖所示係為本發明實施例濾波電感電壓v _Lo與濾波電感電流i _Lo之實測波形圖。

第二十九圖所示係為本發明實施例耦合電容電流i _C2與濾波電感電流i _Lo之實測波形圖。

第三十圖所示係為本發明實施例濾波電容電壓v _Co與濾波電容電流i _Co之實測波形圖。

第三十一圖所示係為本發明實施例輸出電壓V _o與輸出電流i _o之實測波形圖。

有關本發明為達上述之使用目的與功效，所採用之技術手段，茲舉出較佳可行之實施例，並配合圖式所示，詳述如下：本發明之實施例，請參閱第一圖所示，主要係設有輸入電壓V _dc連接扼流電感L _s串聯開關二極體D及功率開關S，開關二極體D係設為快速恢復二極體或蕭特基二極體，功率開關S上跨接有反向二極體D _s，再於開關二極體D及功率開關S並聯一組共振槽1，共振槽1係由一共振電感L _P串聯一共振電容C ₁所組成，共振電感L _P與共振電容C ₁之間連接一耦合電容C後，再並聯橋式整流器2，最後並聯低通濾波器3及負載R _o，低通濾波器3係設有一濾波電感L _o與一濾波電容C _o所連接組成。

使用時，請參閱第一、二圖所示，首先在輸入電壓V _dc(直流輸入電源側)輸入一直流電源，其輸入電流i _dc會先經過扼流電感L _s轉換成一穩定的扼流電感電流i _Ls，通常扼流電感L _s要足夠大，才能降低電流漣波，再驅動功率開關S切換導通，功率開關S係設為MOSFET電晶體開關，其內寄生之反向二極體D ₂可配合電路工作模式之動作，功率開關S在高頻切換的情況下，操作在零電流以降低切換損失，而共振槽1係由一共振電感L _P串聯一共振電容C ₁所組成，共振槽1的輸入端係由功率開關S做高頻切換所得到的弦波，利用共振電感L _P、共振電容C ₁使其產生震盪，進而達到零電流切換的目的，以減少電路之切換損失，當共振槽1經由共振後產生一高頻交流電壓，經過耦合電容C ₂將直流成分濾除後，使得交流功率傳送到整流器端，再利用橋式整流器2將此高頻交流電壓轉換成直流電壓，再經過低通濾波器3調節電壓值及濾除高頻雜訊，以提供負載R _o一穩定的直流輸出電壓V_o，並可藉著調整功率開關S的切換頻率與工作週期來控制轉換器的輸出電壓V_o、輸出電流i _o，而負載R _o係為直流輸出負載側，其輸出端是經高頻整流過，所得的漣波率會比在低頻整流過後小的很多，可以得到更趨近於直流的電壓給負載R _o；因電路是操作於高頻的工作模式下，所以橋式整流器2設有數二極體D₁~D₄所連接組成，其所需的逆向恢復時間必須很短，才能配合高頻的操作模式，故數二極體D₁~D₄採用快速恢復二極體(Fast Recovery)或蕭特基二極體(Schottky)；此種電路架構具有昇壓的特性，可以提昇輸出電壓V_o，並且提高輸出電流i _o。

本發明依其工作模式一~四，可得第三~六圖，而此四個工作模式分別為：

一、工作模式一(t ₀ t<t ₁)，如第三圖所示，當驅動電壓v _gs由低電位轉為高電位時，開關二極體D導通，二極體電流i _d由零開始上升，扼流電感電流i _Ls與共振電感電流i _Lp之電流值等於開關二極體電流i _d，所以扼流電感電流i _Ls與共振電感電流i _Lp也由零開始上升，共振電容電流i _C1此時為零值，而共振電感電流i _Lp與耦合電容電流i _C2為正值，流向橋式整流器2之二極體D ₁~D ₄呈導通狀態，當耦合電容電流i _C2由正轉為負，共振電感電流i _Lp、二極體電流i _D1、二極體電流i _D4之電流值下降至零時，進入工作模式二。

二、工作模式二(t ₁ t<t ₂)，如第四圖所示，當驅動電壓v _gs維持在高電位，此時開關二極體D導通，扼流電感電流i _Ls與共振電感電流i _Lp之電流值大於零，故電流流經功率開關S，因耦合電容電流i _C2為負值，橋式整流器2之二極體D ₁、D ₄呈截止狀態，所以輸出電流i _o流經二極體D ₂、D ₃形成順向偏壓而導通，共振電感電流i _Lp與共振電容電流i _C1皆為負值，開始逆流流回功率開關S，當共振電感電流i _Lp與共振電容電流i _C1由負值上升至零轉為正時，進入工作模式三。

三、工作模式三(t ₂ t<t ₃)，如第五圖所示，當驅動電壓v _gs維持在高電位，此時開關二極體D導通，扼流電感電流i _Ls與共振電感電流i _Lp之電流值大於零，故電流流經功率開關S，因耦合電容電流i _C2為負值，橋式整流器2之二極體D ₁、D ₄呈截止狀態，所以輸出電流i _o流經二極體D ₂、D ₃形成順向偏壓而導通，共振電感電流i _Lp為正時，會與耦合電容電流i _C2流向共振電容C ₁，當共振電容電流i _C1由正值下降至零時，進入工作模式四。

四、工作模式四(t ₃ t<t ₄)，如第六圖所示，當驅動電壓v _gs由高電位轉為低電位，此時功率開關S截止，開關二極體電流i _d為零，因功率開關S截止時，使電流流經功率開關S之路徑形成斷路，由於共振電容電流i _C1也降為零，使得橋式整流器2之二極體D ₂、D ₃呈截止狀態，此時共振電感電流i _Lp與耦合電容電流i _C2皆為正值，使電流流經二極體D ₁、D ₄，使得二極體D ₁、D ₄形成順向偏壓而導通，當二極體電流i _d由零開始上升時，此時驅動電壓V _gs由低電位轉為高電位，功率開關S切換導通後回到工作模式一，完成一個循環的工作週期。

而輸入電壓V _dc與輸入電流i _dc之實測波形圖，如第七圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而扼流電感電壓v _Ls與扼流電感電流i _Ls之實測波形圖，如第八圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而驅動電壓v _gs與開關電壓v _ds之實測波形圖，如第九圖所示，其CH1：10V/div；CH2：100V/div；Time：2.5μs/div。

而驅動電壓v _gs與開關二極體電壓v _d之實測波形圖，如第十圖所示，其CH1：10V/div；CH2：5V/div；Time：2.5μs/div。

而驅動電壓v _gs與開關二極體電流i _d之實測波形圖，如第十一圖所示，其CH1：10V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而功率開關電壓v _ds與開關二極體電流i _d之實測波形圖，如第十二圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而驅動電壓v _gs與共振槽輸入電壓v _s之實測波形圖，如第十三圖所示，其CH1：10V/div；CH2：100V/div；Time：2.5μs/div。

而共振電感電壓v _Lp與共振電感電流i _Lp之實測波形圖，如第十四圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而共振電容電壓v _C1與共振電容電流i _C1之實測波形圖，如第十五圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A V/div；Time：2.5μs/div。

而耦合電容電壓v _C2與耦合電容電流i _C2之實測波形圖，如第十六圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A V/div；Time：2.5μs/div。

而橋式整流電壓v _b與耦合電容電流i _C2之實測波形圖，如第十七圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而橋式整流電壓v _bo與耦合電容電流i _C2之實測波形圖，如第十八圖所示，其CH1：100V/civ；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而共振槽輸入電壓v _s與橋式整流電壓v _b之實測波形圖，如第十九圖所示，其CH1：100V/div；CH2：100V/div；Time：2.5μs/div。

而功率開關電壓v _ds與橋式整流電壓v _b之實測波形圖，如第二十圖所示，其CH1：100V/div；CH2：100V/div；Time：2.5μs/div。

而橋式整流電壓v _b與橋式整流電壓v _bo之實測波形圖，如第二十一圖所示，其CH1：100V/div；CH2：100V/div；Time：2.5μs/div。

而二極體電壓v _D1與二極體電流i _D1之實測波形圖，如第二十二圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而二極體電壓v _D2與二極體電流i _D2之實測波形圖，如第二十三圖所示，其CH1：20V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而二極體電壓v _D3與二極體電流i _D3之實測波形圖，如第二十四圖所示，其CH1：20V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而二極體電壓v _D4與二極體電流i _D4之實測波形圖，如第二十五圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而耦合電容電流i _C2與二極體電流i _D1之實測波形圖，如第二十六圖所示，其CH1：1A/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而耦合電容電流i _C2與二極體電流i _D3之實測波形圖，如第二十七圖所示，其CH1：1A/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而濾波電感電壓v _Lo與濾波電感電流i _Lo之實測波形圖，如第二十八圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而耦合電容電流i _C2與濾波電感電流i _Lo之實測波形圖，如第二十九圖所示，其CH1：1A/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而濾波電容電壓v _Co與濾波電容電流i _Co之實測波形圖，如第三十圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

而輸出電壓V _o與輸出電流i _o之實測波形圖，如第三十一圖所示，其CH1：100V/div；CH2：1A/div；Time：2.5μs/div。

本發明經由選擇適當的元件參數、切換頻率以及共振頻率，使功率開關S可以操作於零電壓或零電流的狀態，以降低功率開關S在高頻切換時的功率損失，亦可改善功率開關S的散熱問題，同時提升直流轉換直流的效率；本發明只使用一個功率開關S作切換，有別於一般傳統需使用二個開關切換，不僅可節省一組開關驅動電路，也減少了一個開關的切換損耗，本發明工作於高頻環境下，所以使得電路元件體積可以縮小，並使成本降低，重量也相對變輕；如此，利用單一個功率開關S在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率。

綜上所述，本發明實施例確實已能達到所預期之目的及使用功效，且未見有相同結構特徵公知、公用在先者，故本發明當能符合發明專利之申請要件，爰依法提出申請，懇請早日審結，並核賜專利，實深任感荷。