TWI475791B - Single - switch zero - current switching series - connected resonant converter - Google Patents
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Description
本發明係有關於一種單開關零電流切換串聯負載共振式轉換器，特別係設有輸入電源連接扼流電感串聯順向二極體及功率開關，再於扼流電感與順向二極體之間串聯一組共振槽，共振槽係由共振電感串聯共振電容所組成，該共振槽串聯橋式整流器，最後再並聯濾波電容及負載；如此，利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換的特性，以提高轉換器的操作效率。
按，目前共振式轉換器的切換方式已漸漸由柔性切換來取代硬式切換，柔性切換技術是指減少開關在切換過程中電壓與電流面積重疊的大小，而零電壓切換是指當開關在導通之前開關上的跨壓就降為零，使開關在導通的時候不會與開關上的電流重疊而產生導通中的損失，而零電流切換係為開關上的導通電流必須在開關截止前維持為零，這樣才不會和開關上的跨壓產生重疊導致截止損失；但，一般共振式轉換器大多都使用兩個開關，所以無法降低開關的切換損失，亦不具有柔性切換的特性，因而影響共振式轉換器的操作效率；緣此，本發明人有鑑於習知共振式轉換器存在有如上述之缺失，乃潛心研究、改良，遂得以首先發明本發明。
本發明之主要目的，係在提供一種利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換的特性，以提高轉換器的操作效率之單開關零電流切換串聯負載共振式轉換器。
本發明之特徵係在：輸入電源連接扼流電感串聯順向二極體及功率開關，再於扼流電感與順向二極體之間串聯一組共振槽，共振槽係由共振電感串聯共振電容所組成，該共振槽串聯橋式整流器，最後再並聯濾波電容及負載。
有關本發明為達上述之使用目的與功效，所採用之技術手段，茲舉出較佳可行之實施例，並配合圖式所示，詳述如下：
本發明之實施例，請參閱第一、二圖所示，主要係設有輸入電源V dc
連接扼流電感L f
串聯順向二極體D s1
及功率開關S 1
，其中順向二極體D s1
係設為快速恢復二極體(Fast Recovery)或蕭特基二極體(Schottky)，而功率開關S 1
係設為MOSFET電晶體開關，再於扼流電感L f
與順向二極體D s1
之間串聯一組共振槽1，共振槽1係由共振電感L 1
串聯共振電容C 1
所組成，該共振槽1串聯橋式整流器2，橋式整流器2係設有數二極體D1~D4
所連接組成，橋式整流器2之二極體D1~D4
係為快速恢復二極體(Fast Recovery)或蕭特基二極體(Schottky)，最後再並聯濾波電容C o
及負載R
。
使用時，亦請參閱第一、二圖所示，首先在輸入電源V dc
(直流電源側)輸入一直流電壓，其輸入電流I dc
經過扼流
電感L f
後將直流電壓轉換成一穩定的扼流電感電流i Lf
，再驅動功率開關S 1
切換導通，功率開關S 1
選擇MOSFET電晶體開關，其內寄生之反向二極體可配合電路工作模式之動作，而共振槽1係由共振電感L 1
串聯共振電容C 1
所組成，經由功率開關S 1
的切換，並提供共振槽1一方波驅動電壓V gs
，利用共振電感L 1
與共振電容C 1
使其產生震盪，進而達到零電流切換的目的，以減少電路之切換損失，當共振槽1經由共振後產生一高頻交流電壓，此時利用串聯於共振槽1之橋式整流器2將此高頻交流電壓轉換成直流電壓，再經過濾波電容C o
濾波穩壓，以提供負載R
一穩定的直流輸出電壓V o
；因電路是操作於高頻的工作模式下，所得的漣波率會比在低頻整流過後小的很多，因此可以得到更趨近於直流的電壓給負載R
，而橋式整流器2之二極體D1~D4
所需的逆向恢復時間必須很短，才能配合高頻的操作模式，故採用快速恢復二極體(Fast Recovery)或蕭特基二極體(Schottky)。
本發明依其工作模式一~六可得第三~八圖，而此六個工作模式分別為：
一、工作模式一(ωt 0 ωt
<ωt 1
)，如第三圖所示：
當驅動電壓V gs
由低電位轉為高電位時，功率開關S 1
導通，而順向二極體V DS1
亦呈現導通狀態，功率開關電流i S1
從零開始上升，i Lf
-i L1
電流值也從零開始上升，所以電流流經功率開關S 1
，因共振槽1之共振電容電壓V C1
跨壓橋式整流器2之二極體D 2
、D 4
上，所以二極體D 2
、D 4
呈現截止狀態，
另一組二極體D 1
、D 3
並無跨壓，所以電流流經二極體D 1
、D 3
，使得二極體D 1
、D 3
形成順向偏壓而導通，而當共振電容電流i C1
由正值下降為零時，進入工作模式二。
二、工作模式二(ωt 1 ωt
<ωt 2
)，如第四圖所示：
當驅動電壓V gs
為高電位時，功率開關S 1
導通，而順向二極體V DS1
亦呈現導通狀態，且i Lf
-i L1
電流值大於零，所以電流流經功率開關S 1
，因共振槽1之共振電容電流i C1
為負值，故橋式整流器2之二極體D 1
、D 3
呈現截止狀態，電流流經二極體D 2
、D 4
，使得二極體D 2
、D 4
形成順向偏壓而導通，共振電感電流i L1
逆向流回功率開關S 1
，當共振電容電流i C1
由負值上升至零時，進入工作模式三。
三、工作模式三(ωt 2 ωt
<ωt 3
)，如第五圖所示：
當驅動電壓V gs
為高電位時，功率開關S 1
導通，而順向二極體V DS1
亦呈現導通狀態，且i Lf
-i L1
電流值大於零，所以電流流經功率開關S 1
，因共振槽1之共振電容電流i C1
從零開始上升，電流流經橋式整流器2之二極體D 1
、D 3
，使得二極體D 1
、D 3
形成順向偏壓而導通，故二極體D 2
、D 4
呈現截止狀態，當功率開關S 1
截止，順向二極體V DS1
由導通轉為截止狀態時，進入工作模式四。
四、工作模式四(ωt 3 ωt
<ωt 4
)，如第六圖所示：
當驅動電壓V gs
為高電位，而功率開關電流i S1
為零時，順向二極體V DS1
呈現截止狀態，i Lf
-i L1
電流值也下降至零，共振槽1之共振電容電流i C1
大於零，因此橋式整流器2之二極體D 2
、D 4
呈現截止狀態，所以電流流經二極體D 1
、D 3
，使
得二極體D 1
、D 3
形成順向偏壓而導通，另當驅動電壓V gs
由高電位轉為低電位時，進入工作模式五。
五、工作模式五(ωt 4 ωt
<ωt 5
)，如第七圖所示：
當驅動電壓V gs
由高電位轉為低電位時，功率開關S 1
截止，順向二極體V DS1
呈現截止狀態，功率開關電流i S1
為零，i Lf
-i L1
電流值也為零，共振槽1之共振電容電流i C1
大於零，順向二極體V DS1
呈現截止狀態，因此橋式整流器2之二極體D 2
、D 4
呈現截止狀態，所以電流流經二極體D 1
、D 3
，使得二極體D 1
、D 3
形成順向偏壓而導通，當順向二極體V DS1
由截止轉為導通時，進入工作模式六。
六、工作模式六(ωt 5 ωt
<ωt 6
)，如第八圖所示：
當驅動電壓V gs
為低電位，而功率開關S 1
截止時，功率開關電流i S1
為零，i Lf
-i L1
電流值也為零，共振槽1之共振電容電流i C1
大於零，順向二極體V DS1
呈現導通狀態，因此橋式整流器2之二極體D 2
、D 4
呈現截止狀態，所以電流流經二極體D 1
、D 3
，使得二極體D 1
、D 3
形成順向偏壓而導通，當i Lf
-i L1
電流值由零開始上升時，驅動電壓V gs
由低電位轉為高電位，此時功率開關S 1
切換導通後回到工作模式一，完成一個週期的循環。
而驅動電壓V gs
與功率開關電壓V s1
之實測波形圖，如第九圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：10V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div。
而扼流電感電壓V Lf
與扼流電感電流i Lf
之實測波形圖，如第十圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；
CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
而功率開關電壓V s1
與功率開關電流i s1
之實測波形圖，如第十一圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div。
而共振電感電壓V L1
與共振電感電流i L1
之實測波形圖，如第十二圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div。
而共振電容電壓V C1
與共振電容電流i C1
之實測波形圖，如第十三圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div。
而順向二極體V DS1
與功率開關電流i S1
之實測波形圖，如第十四圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div。
而共振輸入電壓V a
與功率開關電流i S1
之實測波形圖，如第十五圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div。
而共振輸入電壓V a
與共振電感電流i L1
之實測波形圖，如第十六圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div。
而共振輸入電壓V a
與共振輸出電壓V b
之實測波形圖，如第十七圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：20V/div。
而共振電容電流i C1
與整流電流i D
之實測波形圖，如第十八圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div；
CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div。
而二極體電壓V D1
、V D3
與二極體電流i D1
、i D3
之實測波形圖，如第十九圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：20V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：0.5A/div。
而二極體電壓V D2
、V D4
與二極體電流i D2
、i D4
之實測波形圖，如第二十圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：20V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2.00A/div。
而濾波電容電壓V Co
與濾波電容電流i Co
之實測波形圖，如第二十一圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
而輸入電源V dc
與輸入電流I dc
之實測波形圖，如第二十二圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：1OOV/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
而輸出電壓V o
與輸出電流i o
之實測波形圖，如第二十三圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
本發明經由選擇適當的元件參數、切換頻率以及共振頻率，使功率開關S 1
可以操作於零電流的狀態，以降低功率開關S 1
在高頻切換時的功率損失，亦可改善功率開關S1的散熱問題，同時提升直流轉換直流的效率。
本發明採用單開關E類共振式的轉換器，係由於共振式轉換器工作於高的操作頻率時，具有轉換效率高及穩定性佳等優點，在現今的使用上常被使用在直流對交流的換流器中，因為E類共振式的電路只有單一個開關，所以切
換損失減少，還有其電路的元件也很少，所以E類共振電路可以比一般的共振電路還要有更高的效率，而且此類電路具有零電壓切換(Zero Voltage Switching)的特性，可以讓開關在切換損失降到最低，達到柔性切換(Soft-Switching)的特性，而柔性切換技術是指減少開關切換的過程中電壓和電流面積重疊的大小，而零電壓切換就是指當開關在導通之前開關上的跨壓就降為零，使開關在導通的時候不會與開關上的電流重疊而產生導通的損失，而零電流切換為開關上的導通電流必須在開關截止前維持為零，這樣才不會和開關上的跨壓產生重疊導致截止損失。
本發明係由E類換流器電路的負載R端增加一組橋式整流器2，當電流由共振槽1的輸出端經過橋式整流器2將會被整流成直流電，再經過濾波電容C o
過濾成一個穩定的直流電給負載R
，並且可以藉由調整切換頻率來控制輸出電流與輸出電壓，此電路不僅電路構造簡單且控制電路設計容易，由於電路僅須單一個功率開關S 1
，有別於一般傳統的D類共振式轉換器的雙開關，所以可以降低開關的切換損失，並且有柔性切換的特性，因此可以有效的降低切換損失以及提高轉換器操作效率。
綜上所述，本發明實施例確實已能達到所預期之目的及使用功效，且未見有相同結構特徵公知、公用在先者，故本發明當能符合發明專利之申請要件，爰依法提出申請，懇請早日審結，並核賜專利，實深任感荷。
1‧‧‧共振槽
2‧‧‧橋式整流器
V dc
‧‧‧輸入電源
V gs
‧‧‧方波驅動電壓
I dc
‧‧‧輸入電流
L f
‧‧‧扼流電感
V Lf
‧‧‧扼流電感電壓
i Lf
‧‧‧扼流電感電流
D s1
‧‧‧順向二極體
V Ds1
‧‧‧順向二極體電壓
i Ds1
‧‧‧順向二極體電流
S 1
‧‧‧功率開關
V s1
‧‧‧功率開關電壓
i s1
‧‧‧功率開關電流
L 1
‧‧‧共振電感
V L1
‧‧‧共振電感電壓
i L1
‧‧‧共振電感電流
C 1
‧‧‧共振電容
V C1
‧‧‧共振電容電壓
i C1
‧‧‧共振電容電流
D1~D4
‧‧‧二極體
V D1 ~V D4
‧‧‧二極體電壓
i D1 ~i D4
‧‧‧二極體電流
C o
‧‧‧濾波電容
V Co
‧‧‧濾波電容電壓
i Co
‧‧‧濾波電容電流
R
‧‧‧負載
V o
‧‧‧輸出電壓
i o
‧‧‧輸出電流
V a
‧‧‧共振輸入電壓
V b
‧‧‧共振輸出電壓
i b
‧‧‧共振輸出電流
第一圖所示係為本發明實施例之電路圖。
第二圖所示係為本發明實施例之方塊圖。
第三圖所示係為本發明實施例工作模式一之等效電路圖。
第四圖所示係為本發明實施例工作模式二之等效電路圖。
第五圖所示係為本發明實施例工作模式三之等效電路圖。
第六圖所示係為本發明實施例工作模式四之等效電路圖。
第七圖所示係為本發明實施例工作模式五之等效電路圖。
第八圖所示係為本發明實施例工作模式六之等效電路圖。
第九圖所示係為本發明實施例驅動電壓V gs
與功率開關電壓V s1
之實測波形圖。
第十圖所示係為本發明實施例扼流電感電壓V Lf
與扼流電感電流i Lf
之實測波形圖。
第十一圖所示係為本發明實施例功率開關電壓V s1
與功率開關電流i S1
之實測波形圖。
第十二圖所示係為本發明實施例共振電感電壓V L1
與共振電感電流i L1
之實測波形圖。
第十三圖所示係為本發明實施例共振電容電壓V C1
與共振電容電流i C1
之實測波形圖。
第十四圖所示係為本發明實施例順向二極體V DS1
與功率開關電流i S1
之實測波形圖。
第十五圖所示係為本發明實施例共振輸入電壓V a
與功率開關電流i S1
之實測波形圖。
第十六圖所示係為本發明實施例共振輸入電壓V a
與共振
電感電流i L1
之實測波形圖。
第十七圖所示係為本發明實施例共振輸入電壓V a
與共振輸出電壓V b
之實測波形圖。
第十八圖所示係為本發明實施例共振電容電流i C1
與整流電流i D
之實測波形圖。
第十九圖所示係為本發明實施例二極體電壓V D1
、V D3
與二極體電流i D1
、i D3
之實測波形圖。
第二十圖所示係為本發明實施例二極體電壓V D2
、V D4
與二極體電流i D2
、i D4
之實測波形圖。
第二十一圖所示係為本發明實施例濾波電容電壓V Co
與濾波電容電流i Co
之實測波形圖。
第二十二圖所示係為本發明實施例輸入電源V dc
與輸入電流I dc
之實測波形圖。
第二十三圖所示係為本發明實施例輸出電壓V o
與輸出電流i o
之實測波形圖。
1‧‧‧共振槽
2‧‧‧橋式整流器
V dc
‧‧‧輸入電源
V gs
‧‧‧方波驅動電壓
I dc
‧‧‧輸入電流
L f
‧‧‧扼流電感
V Lf
‧‧‧扼流電感電壓
i Lf
‧‧‧扼流電感電流
D s1
‧‧‧順向二極體
V Ds1
‧‧‧順向二極體電壓
i Ds1
‧‧‧順向二極體電流
S 1
‧‧‧功率開關
V s1
‧‧‧功率開關電壓
i s1
‧‧‧功率開關電流
L 1
‧‧‧共振電感
V L1
‧‧‧共振電感電壓
i L1
‧‧‧共振電感電流
C 1
‧‧‧共振電容
V C1
‧‧‧共振電容電壓
i C1
‧‧‧共振電容電流
D1~D4
‧‧‧二極體
V D1 ~V D4
‧‧‧二極體電壓
i D1 ~i D4
‧‧‧二極體電流
C o
‧‧‧濾波電容
V Co
‧‧‧濾波電容電壓
i Co
‧‧‧濾波電容電流
R
‧‧‧負載
V o
‧‧‧輸出電壓
i o
‧‧‧輸出電流
V a
‧‧‧共振輸入電壓
V b
‧‧‧共振輸出電壓
i b
‧‧‧共振輸出電流
Claims (1)
- 一種單開關零電流切換串聯負載共振式轉換器，主要係設有輸入電源連接扼流電感串聯順向二極體及功率開關，再於扼流電感與順向二極體之間串聯一組共振槽，共振槽係由共振電感串聯共振電容所組成，該共振槽串聯橋式整流器，最後再並聯濾波電容及負載；如此，利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換的特性，以提高轉換器的操作效率。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW101150492A TWI475791B (zh) | 2012-12-27 | 2012-12-27 | Single - switch zero - current switching series - connected resonant converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW101150492A TWI475791B (zh) | 2012-12-27 | 2012-12-27 | Single - switch zero - current switching series - connected resonant converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW201427255A TW201427255A (zh) | 2014-07-01 |
| TWI475791B true TWI475791B (zh) | 2015-03-01 |
Family
ID=51725761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW101150492A TWI475791B (zh) | 2012-12-27 | 2012-12-27 | Single - switch zero - current switching series - connected resonant converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI475791B (zh) |
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-
2012
- 2012-12-27 TW TW101150492A patent/TWI475791B/zh not_active IP Right Cessation
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