CN114679059B

CN114679059B - 降压电路与电子设备

Info

Publication number: CN114679059B
Application number: CN202210597458.4A
Authority: CN
Inventors: 刘锐; 杨松楠
Original assignee: Guangdong Xidi Microelectronics Co ltd
Current assignee: Xidi Microelectronics Group Co ltd
Priority date: 2022-05-30
Filing date: 2022-05-30
Publication date: 2022-09-02
Anticipated expiration: 2042-05-30
Also published as: CN114679059A

Abstract

本申请公开了一种降压电路与电子设备，涉及电子电路技术领域，降压电路包括输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制器。输入端与第一储能支路连接，第一储能支路与第二储能支路、第三储能支路连接。第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关。控制器控制第一储能支路、第二储能支路及第三储能支路中的各开关的导通与关断，以使输出端的电压与输入端的电压的比值为D：M。其中，M为≥2的整数，D为控制降压电路中部分开关的信号的第一占空比，且控制第二开关与第四开关的信号的占空比大于第一占空比。通过上述方式，能够提高转换效率。

Description

降压电路与电子设备

技术领域

本申请涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种降压电路与电子设备。

背景技术

数据中心通常采用12V总线系统。12V总线电压要么由AC到DC电源产生，要么由48V总线转换为12V总线。然后将12V转换为低电压，例如0.8V、1.0V、1.2V、1.5V、1.8V等低电压，以为不同的系统负载供电，例如CPU、GPU、ASIC、FPGA等系统负载。

目前，通常通过图1所示的降压DC/DC转换器以将12V总线电压转换为低电压。在该降压DC/DC转换器中，功率开关控制器控制第一功率开关101与第二功率开关102，以使该降压DC/DC转换器的第一输出端VO1的电压与第一输入端VI1的电压之比为第一功率开关101的占空比。

然而，在该降压DC/DC转换器中，若需要通过降低电感和功率开关的导通损耗的方式来提高转换效率，需要具有更大尺寸的输出电感103和更小导通电阻的第一功率开关101与第二功率开关102。一方面，大尺寸的电感并不符合该降压DC/DC转换器的实用性需求，而为了减小输出电感103 的尺寸，第一功率开关101与第二功率开关102的开关频率必须提高，但随着频率的升高，第一功率开关101与第二功率开关102上的寄生电容所带来的开关损耗也显著增加，以至于抵消了采用更小导通电阻功率开关所降低的导通损耗；另一方面，更小的导通电阻意味着第一功率开关101与第二功率开关102的尺寸的增加，而随着第一功率开关101与第二功率开关102尺寸的增加，其寄生电容也增加，虽然降低了导通损耗，但却增加了开关损耗。因此，在该降压DC/DC转换器的结构限制下，只能根据实际应用做导通损耗和开关损耗间的平衡，但无法在功率转换效率上实现突破。

发明内容

本申请旨在提供一种降压电路与电子设备，能够提高转换效率。

为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种降压电路，包括：

输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制器；

所述输入端与所述第一储能支路的第一端连接，所述第一储能支路的第二端与所述第二储能支路的第一端连接，所述第一储能支路的第三端与所述第三储能支路的第一端连接；

其中，所述第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，所述第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关；

所述第一电容的第一端分别与所述第一储能支路的第二端及所述第一开关的第三端连接，所述第一电容的第二端分别与所述第三开关的第二端、所述第四开关的第三端及所述第二电感的第一端连接，所述第一开关的第二端分别与所述第二开关的第三端、所述第二电容的第二端及所述第一电感的第一端连接，所述第二电容的第一端分别与所述第一储能支路的第三端及所述第三开关的第三端连接，所述第一电感的第二端与所述第二电感的第二端均与所述输出端连接，所述第二开关的第二端与所述第四开关的第二端均接地，其中，所述第一电容的第一端为所述第二储能支路的第一端，所述第二电容的第一端为所述第三储能支路的第一端；

所述控制器分别与所述第一开关的第一端、所述第二开关的第一端、所述第三开关的第一端及所述第四开关的第一端连接，且所述控制器与所述第一储能支路中的各开关连接；

所述控制器用于控制所述第一储能支路、所述第二储能支路及所述第三储能支路中的各开关的导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M；

其中，M为≥2的整数，D为所述控制器输出的控制所述降压电路中部分开关的信号的第一占空比，且所述控制器输出的控制所述第二开关与所述第四开关的信号的占空比大于所述第一占空比。

在一种可选的方式中，在M=2N时，所述第一储能支路包括第五开关、第六开关与第三电容，N为≥1的整数；

所述第五开关的第三端与所述第六开关的第三端及所述第三电容的第一端均与所述输入端连接，所述第五开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第六开关的第二端与所述第三开关的第三端连接，所述第三电容的第二端接地，所述控制器分别与所述第五开关的第一端及所述第六开关的第一端连接；

其中，所述第五开关的第三端为所述第一储能支路的第一端，所述第五开关的第二端为所述第一储能支路的第二端，所述第六开关的第二端为所述第一储能支路的第三端；

所述控制器分别与所述第五开关的第一端、所述第六开关的第一端连接；

在M=2N+1时，所述第一储能支路包括所述第五开关、所述第六开关、第七开关、第八开关、所述第三电容、第四电容与第五电容；

所述第五开关的第三端与所述第六开关的第三端及所述第三电容的第一端均与所述输入端连接，所述第三电容的第二端接地，所述第五开关的第二端分别与所述第七开关的第三端及所述第四电容的第一端连接，所述第四电容的第二端与所述第二电容的第二端连接，所述第七开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第六开关的第二端分别与所述第八开关的第三端及所述第五电容的第一端连接，所述第五电容的第二端与所述第一电容的第二端连接，所述第八开关的第二端与所述第三开关的第三端连接；

其中，所述第五开关的第三端为所述第一储能支路的第一端，所述第七开关的第二端为所述第一储能支路的第二端，所述第八开关的第二端为所述第一储能支路的第三端，所述第四电容的第二端为所述第一储能支路的第四端，所述第五电容的第二端为所述第一储能支路的第五端；

所述控制器分别与所述第五开关的第一端、所述第六开关的第一端、所述第七开关的第一端和所述第八开关的第一端连接。

在一种可选的方式中，当M=2时，所述控制器进一步用于：

在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第五开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第二个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第六开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：2，其中，0＜D≤1/2。

在一种可选的方式中，当M=2时，所述控制器进一步用于：

在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第五开关、所述第六开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第二个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的第四个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以大于所述第一占空比D的第三占空比交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：2，其中，0＜D≤1/3。

在一种可选的方式中，当M=3时，所述控制器进一步用于：

在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第五开关、所述第八开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第六开关、所述第七开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第八开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比(1-D)交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：3，其中，0＜D≤1/2。

在一种可选的方式中，当M=3时，所述控制器进一步用于：

在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第七开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第六开关、所述第七开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的第五个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的第六个工作状态，控制所述第四开关、所述第八开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述第七开关、所述第八开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关以小于所述第一占空比D的第四占空比交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：3，其中，0＜D≤1/2。

在一种可选的方式中，当M=2N时，所述第一储能支路还包括N-1个扩展单元；

其中，每个扩展单元包括第一扩展开关、第二扩展开关、第三扩展开关、第四扩展开关、第一扩展电容、第二扩展电容、第三扩展电容和第四扩展电容；

所述第一扩展开关的第二端为所述扩展单元的第一端，所述第一扩展开关的第三端分别与所述第二扩展开关的第二端和所述第一扩展电容的第一端连接，所述第二扩展开关的第三端与所述第二扩展电容的第一端连接于所述扩展单元的第二端，所述第一扩展电容的第二端与所述第四扩展电容的第二端连接于所述扩展单元的第五端，所述第二扩展电容的第二端与所述第三扩展电容的第二端连接于所述扩展单元的第六端，所述第三扩展开关的第二端为所述扩展单元的第三端，所述第三扩展开关的第三端分别与所述第四扩展开关的第二端及所述第三扩展电容的第一端连接，所述第四扩展开关的第三端和所述第四扩展电容的第一端连接于所述扩展单元的第四端；

其中，所述N-1个扩展单元中的第一个扩展单元的第一端与所述第二电容的第一端连接，所述第一个扩展单元的第三端与所述第一电容的第一端连接，所述第一个扩展单元的第五端与所述第二电感的第一端连接，所述第一个扩展单元的第六端与所述第一电感的第一端连接，所述第一个扩展单元的第二端通过其余N-2个扩展单元与所述第六开关的第二端连接，所述第一个扩展单元的第四端通过其余N-2个扩展单元与所述第五开关的第二端连接；

所述控制器分别与所述第一扩展开关的第一端、所述第二扩展开关的第一端、所述第三扩展开关的第一端、所述第四扩展开关的第一端连接。

在一种可选的方式中，所述控制器进一步用于：

在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第五开关、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第六开关、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关和每一个扩展单元中的各扩展开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：2N，其中，0＜D≤1/2。

在一种可选的方式中，所述控制器进一步用于：

在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第五开关、每一个扩展单元中的所述第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第四开关、每一个扩展单元中的所述第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第四个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第六开关、每一个扩展单元中的所述第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第六个工作状态，控制所述第二开关、每一个扩展单元中的所述第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断；

其中，每一个扩展单元中的所有扩展开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关均以比所述第一占空比D小的第四占空比交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：2N，其中，0＜D≤1/2。

在一种可选的方式中，当M=2N+1时，所述第一储能支路还包括N-1个扩展单元；

所述第一扩展开关的第二端为所述扩展单元的第一端，所述第一扩展开关的第三端、所述第二扩展开关的第二端和所述第一扩展电容的第一端连接，所述第二扩展开关的第三端和所述第二扩展电容的第一端连接于扩展单元的第二端，所述第一扩展电容的第二端与所述第四扩展电容的第二端连接于所述扩展单元的第五端，所述第二扩展电容的第二端与所述第三扩展电容的第二端连接于所述扩展单元的第六端，所述第三扩展开关的第二端为扩展单元的第三端，所述第三扩展开关的第三端、所述第四扩展开关的第二端和所述第三扩展电容的第一端连接，所述第四扩展开关的第三端和所述第四扩展电容的第一端连接于扩展单元的第四端；

其中，所述N-1个扩展单元中的第一个扩展单元的第一端与所述第二电容的第一端连接，所述第一个扩展单元的第三端与所述第一电容的第一端连接，所述第一个扩展单元的第五端与所述第二电感的第一端连接，所述第一个扩展单元的第五端还通过其余N-2个扩展单元与所述第五电容的第二端连接，所述第一个扩展单元的第六端与所述第一电感的第一端连接，所述第一个扩展单元的第六端还通过其余N-2个扩展单元与所述第四电容的第二端连接，所述第一个扩展单元的第二端通过其余N-2个扩展单元与所述第八开关的第二端连接，所述第一个扩展单元的第四端通过其余N-2个扩展单元与所述第七开关的第二端连接；

在一种可选的方式中，所述控制器进一步用于：

在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第五开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的所述第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第六开关、所述第七开关、每一个扩展单元中的所述第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的各扩展开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：（2N+1），其中，0＜D≤1/2。

在一种可选的方式中，所述控制器进一步用于：

在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第五开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第七开关、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第六开关、所述第七开关、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期中的第六个工作状态，控制所述第四开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述第七开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的各扩展开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关和所述第六开关均以小于第一占空比D的第四占空比交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：（2N+1），其中，0＜D≤1/2。

在一种可选的方式中，所述控制器还用于：

控制具有两个串联的电容的电流路径先放电，直至具有两个串联的电容的电流路径上的电压与具有一个电容的两个电流路径上的电压相等时，再控制具有一个电容的两个电流路径与具有两个串联的电容的电流路径并联放电，以防止多个由电容组成的电流路径之间产生电荷转移损耗。

在一种可选的方式中，所述降压电路还包括滤波支路；

所述滤波支路包括第十电容，所述第十电容的第一端与所述输出端连接，所述第十电容的第二端接地。

第二方面，本申请提供一种电子设备，该电子设备包括如上所述的降压电路。

本申请的有益效果是：本申请提供的降压电路包括输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制器。输入端与第一储能支路的第一端连接，第一储能支路的第二端与第二储能支路的第一端连接，第一储能支路的第三端与第三储能支路的第一端连接。其中，第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关。控制器分别与第一开关的第一端、第二开关的第一端、第三开关的第一端及第四开关的第一端连接，且控制器与第一储能支路中的各开关连接。控制器用于控制第一储能支路、第二储能支路及第三储能支路中的各开关的导通与关断，以使输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M，其中M为≥2的整数。通过上述方式，可实现第二储能支路与第三储能支路所组成的两相电路错相工作，以改善由于各开关高频的导通与关断而产生的纹波电压。同时，通过实现第二储能支路与第三储能支路的双相运行，能够使各相共享输出功率，继而可实现将因导通电阻所导致的导通功率损耗减少一半，从而提高了转换效率。

附图说明

一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。

图1为相关技术中的降压DC/DC转换器的电路结构示意图；

图2为本申请实施例提供的降压电路的电路结构示意图；

图3为本申请实施例提供的图2所示的降压电路中各信号的示意图；

图4为本申请另一实施例提供的图2所示的降压电路中各信号的示意图；

图5为本申请实施例提供的图2所示的降压电路的等效电路的示意图；

图6为本申请另一实施例提供的降压电路的电路结构示意图；

图7为本申请又一实施例提供的降压电路的电路结构示意图；

图8为本申请又一实施例提供的降压电路的电路结构示意图；

图9为本申请实施例提供的图8所示的降压电路的等效电路的示意图；

图10为本申请实施例提供的图8所示的降压电路中各信号的示意图；

图11为本申请另一实施例提供的图8所示的降压电路的等效电路的示意图；

图12为本申请又一实施例提供的图8所示的降压电路的等效电路的示意图；

图13为本申请又一实施例提供的降压电路的电路结构示意图；

图14为本申请又一实施例提供的降压电路的电路结构示意图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

请参照图1，图1为相关技术中的降压DC/DC转换器的电路结构示意图。如图1所示，该降压DC/DC转换器包括第一功率开关101、第二功率开关102、输出电感103、输入滤波电容器104、功率开关控制器105以及输出滤波电容器107。

该降压DC/DC转换器的操作描述如下：在一个工作周期的第一个工作状态，时长为T1，第一功率开关101导通，第二功率开关102关断。第一输入端VI1的输入电压Vin1施加到输出电感103并且开关节点106保持在与第一输入端VI1的输入电压Vin1相等的电平。输入电压Vin1也施加于第二功率开关102。输出电感103充电（电流线性增加），电能从第一输入端VI1传输到第一输出端VO1，系统负载连接在第一输出端VO1。在一个工作周期的第二个工作状态，时长为T2，第二功率开关102导通并且第一功率开关101关断。开关节点106保持在低电平，因此第一功率开关101必须能够承受第一输入端VI1的输入电压。这时没有电能从第一输入端VI1传输到第一输出端VO1，第一输出端VO1的输出电压Vout1由输出电感103放电来提供，并将能量输送到第一输出端VO1和连接到第一输出端VO1的系统负载。一旦本周期的第二个工作状态结束，则进入下个工作周期的第一个工作状态，并重复上述过程。

假设Ts1是该降压DC/DC转换器的开关周期，Ts1=1/fs1，其中fs1是第一功率开关101和第二功率开关102的开关频率。在这种操作下，开关节点106处的平均电压等于输出电压，因为输出电感103的两端在一个开关周期内的平均电压差为零。开关节点106的平均电压V(106)由下式给出：

V(106)=Vout1=Vin1*T11/(T11+T12)=Vin1*T11/Ts1 (1)

其中，T11为第一功率开关101的导通时长，T12为第二功率开关102的导通时长。现在引入一个称为占空比(记为D1)的新变量，它定义为第一功率开关101在一个开关周期Ts1内的导通时间，占空比D1可以表示为D1=T11/Ts1。那么等式（1）可以改写为：

Vout1=Vin1*T11/Ts1=Vin1*D1 (2)

从式(2)可以看出，当输出电压Vout1为1V，输入电压Vin1为12V时，占空比D1等于8.33%。在如此小的占空比下，第一功率开关101仅导通很小的时间间隔，而第二功率开关102在一个开关周期内大部分时间导通。在高输出电流下，例如30A，第二功率开关102的导通电阻必须非常小，例如1到1.5毫欧。输出电感103的直流电阻也应该非常小以提高该降压DC/DC转换器的效率。另一方面，当第一功率开关101导通而第二功率开关102关断时，第二功率开关102需要承受输入电压12V。这种操作要求第二功率开关102具有较小的导通电阻，但同时能够承受输入电压Vin1。这意味着如果第二功率开关102和功率开关控制器105使用平面半导体工艺集成到单个单片IC解决方案中，需要占用很大的硅面积。

同时，降低输出电感103的直流电阻也是一个挑战。例如，如果要求在1V/30A输出时导通功率损耗为输出功率的3%，则输出电感103的直流电阻必须为1毫欧或更小，这对于合理的尺寸是不可能的。这意味着要实现高效率，输出电感103的尺寸将是巨大的，这也对此类降压DC/DC转换器的设计的实用性提出了挑战。为了减小输出电感103尺寸，开关频率必须很高。例如，对于1MHz开关和30%电感器峰峰值纹波电流要求，输出电感103的电感为200nH，这使得以合理的尺寸实现1毫欧的直流电阻相对容易。然而，在高频工作时第一功率开关101与第二功率开关102的开关损耗的增加抵消了输出电感103的1毫欧直流电阻节省的功率损耗。这是因为第二功率开关102在每次开关转换期间必须从0V摆动到12V，而且为了满足第二功率开关102的导通电阻为1到1.5毫欧的要求，第二功率开关102的尺寸需要很大，第二功率开关102的寄生电容也随着开关尺寸的增加而增加，这使得第二功率开关102的开关转换导致的能量损失很高，导致该降压DC/DC转换器无法具有较高的转换效率，即该降压DC/DC转换器的转换效率较低。

基于此，本申请提供一种转换效率更高的降压电路。

请参照图2，图2为本申请实施例提供的降压电路的电路结构示意图。如图2所示，该降压电路包括输入端VI、输出端VO、第一储能支路400、第二储能支路200、第三储能支路300与控制器(图未示)。其中，输入端VI与第一储能支路400的第一端连接，第一储能支路400的第二端与第二储能支路200的第一端连接，第一储能支路400的第三端与第三储能支路300的第一端连接。

其中，第二储能支路200包括第一电容201、第一电感202、第一开关203与第二开关204 ，第三储能支路300包括第二电容301、第二电感302、第三开关303与第四开关304。

第一电容201的第一端分别与第一储能支路400的第二端及第一开关203的第三端连接，第一电容201的第二端分别与第三开关303的第二端、第四开关304的第三端及第二电感302的第一端连接，第一开关203的第二端分别与第二开关204的第三端、第二电容301的第二端及第一电感202的第一端连接，第二电容301的第一端分别与第一储能支路400的第三端及第三开关303的第三端连接，第一电感202的第二端与第二电感302的第二端均与输出端VO连接，第二开关204的第二端与第四开关304的第二端均接地GND，其中，第一电容201的第一端为第二储能支路200的第一端，第二电容301的第一端为第三储能支路300的第一端。控制器分别与第一开关203的第一端、第二开关204的第一端、第三开关303的第一端及第四开关304的第一端连接，且控制器与第一储能支路400中的各开关连接。

具体地，控制器用于控制第一储能支路400、第二储能支路200及第三储能支路300中的各开关的导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：M。其中，M为≥2的整数，D为控制器输出的控制降压电路中部分开关的信号的第一占空比，且控制器输出的控制第二开关204与第四开关304的信号的占空比大于第一占空比。

在该实施例中，该降压电路中的第二储能支路200与第三储能支路300所组成的两相电路可错相工作，从而可改善由于各开关高频的导通与关断而产生的纹波电压。同时，通过实现双相运行，能够使各相共享输出功率，在这种情况下，假设其余参数，例如各开关的导通电阻相同，则可实现将这些导通电阻所导致的导通功率损耗减少一半，从而提高了转换效率。

需要说明的是，在本申请的实施例中，以各开关均为MOS管为例。而在其他的实施例中，各开关还可以是任何可控开关，诸如绝缘栅双极晶体管（IGBT）器件，集成门极换流晶闸管（IGCT）设备，可关断晶闸管（GTO）装置，硅控整流器（SCR）设备，结型栅场效应晶体管(JFET)器件、MOS控制晶闸管(MCT)器件、氮化镓(GaN)基功率器件、碳化硅(SiC)基功率器件等。本申请实施例对比不做限制。

同时，以第一开关203为例，当第一开关203选用N型MOS管时，MOS管的栅极为第一开关203的第一端，MOS管的源极为第一开关203的第二端，MOS管的漏极为第一开关203的第三端。当第一开关203的第一端被控制为高电平时，则代表施加在MOS管栅源极之间的电压为高电平，从而导通MOS管。其他开关与第一开关203的应用情况相同，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

在一实施例中，请继续参照图2，在M=2N时，第一储能支路400包括第五开关402、第六开关403与第三电容401，N为≥1的整数。

第五开关402的第三端与第六开关403的第三端及第三电容401的第一端均与输入端VI连接，第五开关402的第二端与第一开关203的第三端连接，第六开关403的第二端与第三开关303的第三端连接，第三电容401的第二端接地GND，控制器分别与第五开关402的第一端、第六开关403的第一端连接。

其中，第五开关402的第三端为第一储能支路400的第一端，第五开关402的第二端为第一储能支路400的第二端，第六开关403的第二端为第一储能支路400的第三端。

在一实施方式中，该降压电路还包括滤波支路500。滤波支路500包括第十电容501。其中，第十电容501的第一端与输出端VO连接，第十电容501的第二端接地GND。

以下结合图2与图3对图2所示的电路结构的工作原理进行说明。其中，图3中示出了图2所示的电路结构中各信号的示意图。其中，在该实施例中，曲线L30为第三开关303与第五开关402的控制信号的示意图；曲线L31为第二开关204的控制信号的示意图；曲线L32为第一开关203与第六开关403的控制信号的示意图；曲线L33为第四开关304的控制信号的示意图；曲线L34为第一连接点P1上的电压的示意图；曲线L35为第二连接点P2上的电压的示意图；曲线L36为第三连接点P3上的电压的示意图；曲线L37为第四连接点P4上的电压的示意图；曲线L38为流过第二电感302的电流的示意图；曲线L39为流过第一电感202的电流的示意图；时间间隔T30、时间间隔T31、时间间隔T32与时间间隔T33之和为一个工作周期Ts3，其中，时间间隔T30内的工作状态对应一个工作周期Ts3的第一个工作状态，时间间隔T31内的工作状态对应一个工作周期Ts3的第二个工作状态，时间间隔T32内的工作状态对应一个工作周期Ts3的第三个工作状态，时间间隔T33内的工作状态对应一个工作周期Ts3的第四个工作状态；Vin为输入端VI上所输入的输入电源的电压；Iout为输出端VO上所输出的电流。其中，第一连接点P1为第五开关402的第二端与第一开关203的第三端之间的连接点，第二连接点P2为第一开关203的第二端与第二开关204的第三端之间的连接点，第三连接点P3为第六开关403的第二端与第三开关303的第三端之间的连接点，第四连接点P4为第三开关303的第二端与第四开关304的第三端之间的连接点。

可以理解的是，本申请任一实施例中的控制信号均由控制器输出。同时，在本申请的实施例中，附图中的曲线的高电平表示控制对应的开关导通，低电平表示控制对应的开关关断。例如，曲线L30在时间间隔T30内为高电平信号，此时，控制第三开关303与第五开关402导通。

具体地，在该实施例中，M=2，且控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第五开关402导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第六开关403导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第四个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：2，其中，0＜D≤1/2。

在该实施例中，在一个开关周期内总共有四个时间间隔：T30=[t30, t31]、T31=[t31, Ts3/2]、T32=[Ts3/2, t32]、T33=[t32，Ts3]。Ts3等于1/fs3，其中fs3是本申请实施例中各开关(例如第一开关203)的开关频率。

如图3所示，对于该降压电路而言，在每一个工作周期中均包括四种工作状态。具体为，在一个工作周期中的第一个工作状态，即在时间间隔T30内，第二开关204、第三开关303、第五开关402导通，第一开关203、第四开关304、第六开关403关断。此时，电流从输入端VI通过第五开关402、第一电容201和第二电感302传送到第十电容501和输出端VO处的系统负载。第一电容201被充电并且第二电感302的电流上升。第四连接点P4上的电压等于输入端VI的输入电源的电压Vin减去第一电容201两端的电压VC1。同时，存储在第二电容301中的能量通过第二开关204、第三开关303和第二电感302释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。第二电容301连接在第四连接点P4和地之间，意味着第二电容301两端的电压VC2等于输入电源的电压Vin减去电压VC1。第一电感202通过第二开关204以Vout/L的电流变化斜率放电，其中L是第一电感202与第二电感302的电感值。当时间间隔T30结束时，第四开关304导通并且第二开关204保持不变，并进入第二个工作状态。

在一个工作周期中的第二个工作状态，即在时间间隔T31内，第二开关204、第四开关304导通，其他开关关断。在时间间隔T31期间，在输入端VI与输出端VO之间没有电能传输，在第一电容201、第二电容301和输出端VO之间也没有能量传输。第一电感202与第二电感302均以Vout/L的电流变化斜率放电，并且存储在第一电感202与第二电感302中的能量被传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。

当进入第三个工作状态，即在一个工作周期中的第三个工作状态，即在时间间隔T32内，第一开关203、第四开关304、第六开关403导通，第二开关204、第三开关303、第五开关402关断。电流通过第六开关403、第二电容301和第一电感202从输入端VI传送到第十电容501和输出端VO处的系统负载。这时，第二电容301被充电并且第一电感202的电流上升。第二连接点P2上的电压等于输入电源的电压Vin减去第二电容301两端的电压V302。同时，存储在第一电容201中的能量通过第一开关203、第四开关304和第一电感202释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。第一电容201连接在第二连接点P2和地GND之间，这意味着第一电容201两端的电压等于输入电源的电压Vin减去第二电容301两端的电压。第二电感302通过第四开关304以Vout/L的电流变化斜率放电。当时间间隔T32结束时，第二开关204导通并且第四开关304保持不变，并进入第四个工作状态。

在一个工作周期中的第四个工作状态，即在时间间隔T33内，第二开关204、第四开关304导通，其他开关关断。此时，在输入端VI与输出端VO之间没有能量传输，在第一电容201、第二电容301和输出端VO之间也没有能量传输。第一电感202与第二电感302均以Vout/L的电流变化斜率放电，并且存储在第一电感202与第二电感302中的能量被传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。

可以理解的是，对于上述操作，时间间隔T30和T31相等并且时间间隔T32和T33相等。通过以上描述，我们可以计算出输入电源的电压Vin、第一电容201两端的电压VC1、第二电容301和两端的电压VC2和输出电压Vout之间的关系。

如前所述，在时间间隔T30期间，第四连接点P4上的电压等于第二电容301两端的电压，且第四连接点P4上的电压还等于输入电源的电压Vin与第一电容201两端的电压之间的差值。在时间间隔T31、时间间隔T32和时间间隔T33期间，第四连接点P4上的电压为零，因为第四开关304在时间间隔T31、时间间隔T32和时间间隔T33期间保持导通。由于第二电感302两端电压差在一个开关周期内的平均值等于0，因此第四连接点P4在一个开关周期内的平均电压等于输出电压Vout，则可得：

VP4=Vout*Ts3/T30 (3)

其中，VP4为第四连接点P4上的电压。

类似地，可以推导出以下关系：

VP2=Vout*Ts3/T32=Vout*Ts3/T30 (4)

其中，VP2为第二连接点P2上的电压。

从公式(3)(4)可知，VP4=VP2。这意味着跨越第一电容201和第二电容301的电压相等，并且通过第一电容201和第二电容301的电压均与输出电压Vout相关。如果我们定义第一占空比D=T30/Ts3，那么结合公式(3)(4)可得：

VP4=VP2=Vout/D (5)

再参考前面对时间间隔T30期间操作的描述，第三连接点P3上的电压等于第二电容301上的电压VC2，并且还等于输入电源的电压Vin与第一电容201上的电压VC1之差。这意味着电压VC2和电压VC1之和等于输入电源的电压Vin，从而得到第一电容201和第二电容301的电压均等于输入电源的电压Vin的一半，并且与占空比无关，即可得：

VP4=VP2=Vin/2 (6)

结合等式(5)(6)，可以得到：

Vout/D=VP4=VP2=Vin/2 (7)

从上面的公式(7)，我们可以得出以下关系：

Vout=Vin*D/2 (8)

由公式(8)可知，通过图3所示的控制方案，能够使图2所示的电路结构实现输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：2。同时，在该实施例中，相较于图1所示的相关技术中的降压DC/DC转换器，在实现同样降压变比的条件下，图2所示的电路结构中功率各开关的第一占空比D得到了两倍的提高，这样就降低了输出电感(包括第一电感202与第二电感302)在实际运行过程中的等效电感值，从而能够同时满足输出电感的尺寸要求以及更小导通电阻的功率开关(包括第一开关203、第二开关204等功率开关)的设计。

其次，由于第一电容201与第二电容301在时间间隔T30与时间间隔T32内交替充电，因此时间间隔T30与时间间隔T32必须小于或等于开关周期的一半，则第一占空比D在这种情况下大于0且小于或等于0.5。

此外，参考前面段落中描述的在时间间隔T30与时间间隔T32期间的操作，第二连接点P2和第四连接点P4上的电压均为Vin/2。这意味着第二开关204与第四开关304在关断时只需要承受一半的输入电源的电压Vin，因此在相同导通电阻的情况下，由于工作电压较低，所需硅的面积大大减小。这也大大降低了开关损耗，因为开关损耗主要由以下公式决定：

Psw=Cds*Vds^2*fs, (9)

其中，Cds为开关的漏极到源极的电容，Vds为开关在关断期间其两端的电压，fs为开关频率，Psw为开关损耗。由公式(9)可知，在仅将Vds电压降低一半，并保持其他参数不变，则开关损耗Psw会降低 75%，从而可提高工作效率。

需要说明的是，相同的控制方法也可以应用于基于图2所示的降压电路进行扩展而得到的更高降压比的电路以使输入端VI的电压与输出端VO的电压的比值为D：2N，且N为≥1的偶数。具体的电路扩展方法在后面段落中进行详细描述。

在上述实施例中，其要求第二开关204与第四开关304在一个开关周期的四个时间间隔中的三个时间间隔内保持导通。这意味着这种操作的最大占空比小于或等于50%，即第一占空比D小于或等于1/2，这会导致输出电压Vout小于第二连接点P2与第四连接点P4上的电压的一半，换言之，输出电压Vout小于Vin/4。而本申请实施例则还提供另一种控制方案，以使对于输出电压Vout小于Vin/6，具体将以下段落中进行说明。

请参照图4，图4中示出了图2所述的电路结构中在另一种控制方案中各信号的示意图。

在该实施例中，曲线L40为第五开关402与第六开关403的控制信号的示意图；曲线L41为第一开关203的控制信号的示意图；曲线L42为第三开关303的控制信号的示意图；曲线L43为第二开关204的控制信号的示意图；曲线L44为第四开关304的控制信号的示意图；曲线L45为第一连接点P1上的电压的示意图；曲线L46为第二连接点P2上的电压的示意图；曲线L47为第三连接点P3上的电压的示意图；曲线L48为第四连接点P4上的电压的示意图；曲线L49为流过第二电感302的电流的示意图；曲线L50为流过第一电感202的电流的示意图；时间间隔T40、时间间隔T41、时间间隔T42与时间间隔T43之和为一个工作周期Ts4，其中，时间间隔T40内的工作状态对应一个工作周期Ts4的第一个工作状态，时间间隔T41内的工作状态对应一个工作周期Ts4的第二个工作状态，时间间隔T42内的工作状态对应一个工作周期Ts4的第三个工作状态，时间间隔T43内的工作状态对应一个工作周期Ts4的第四个工作状态。

具体地，在该实施例中，M=2，且控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第五开关402、第六开关403导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第三开关303导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第四个工作状态，控制第一开关203、第四开关304导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以大于第一占空比D的第三占空比交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：2，其中，0＜D≤1/3。

在该实施例中，在一个开关周期内总共有四个时间间隔：T40=[t40, t41]、T41=[t41, Ts4/2]、T42=[Ts4/2, t42]、T43=[t42，Ts4]。Ts4等于1/fs4，其中fs4是本申请实施例中各开关(例如第一开关203)的开关频率。

具体地，时间间隔T40=T41=T/3以平衡电容(包括第一电容201与第二电容301)的充电和放电。第一电容201与第二电容301在时间间隔T40同时充电，并在时间间隔T41与时间间隔T43同时放电。因此，时间间隔T40不能超过开关周期Ts4的三分之一，得出以下等式：

T40=T41=T43，且0＜T40≤Ts4/3 (10)

时间间隔T42用于调节输出电压Vout。

在一个工作周期中的第一个工作状态，即在时间间隔T40期间，第五开关402和第六开关403被导通，其余的开关被关断。电流通过第五开关402、第六开关403、第一电容201、第二电容301、第一电感202、第二电感302从输入端VI传输到第十电容501和在输出端VO处的系统负载。第一电容201、第二电容301、第一电感202和第二电感302同时充电。在该时间间隔内，图2所示的降压电路的简化示意图可如图5中的a1部分所示。

在一个工作周期中的第二个工作状态，即在时间间隔T41期间，第二开关204与第三开关303导通，其余开关关断。存储在第二电容301中的能量通过第二电感302、第二开关204与第三开关303传递到第十电容501和在输出端VO处的系统负载。第二电感302继续通过第二电容301充电。同时，存储在第二电感302中的能量为通过第二开关204放电到第十电容501和在输出端VO处的系统负载。在该时间间隔内，图2所示的降压电路的简化示意图可如图5中的b1部分所示。

在一个工作周期中的第三个工作状态，即在时间间隔T42期间，只有第二开关204与第四开关304导通，其余电源开关关断。输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，第一电容201、第二电容301和输出端VO之间也没有功率传输。第一电感202与第二电感302都被放电，并将能量输送到输出端VO和在输出端VO处的系统负载。在该时间间隔内，图2所示的降压电路的简化示意图可如图5中的c1部分所示。

在一个工作周期中的第四个工作状态，即在时间间隔T43期间，第一开关203和第四开关304导通，其余开关关断。存储在第一电容201中的能量通过输出第一电感202、第一开关203和第四开关304释放到第十电容501和在输出端VO处的系统负载。第一电感202被充电。存储在第二电感302中的能量通过第四开关304释放到第十电容501和在输出端VO处的系统负载。在该时间间隔内，图2所示的降压电路的简化示意图可如图5中的d1部分所示。

继而，当时间间隔T43结束时，执行下一个工作周期的第一个工作状态，并按照上述方式循环重复。通过以上描述，我们可以计算出输入电源的电压Vin、第一电容201两端的电压VC1、第二电容301两端的电压VC2和输出电压Vout之间的关系，可得以下等式：

VP2=Vin-VC1 (11)

VP4=Vin-VC2 (12)

根据图5中的b1部分所示，施加到第二电感302的电压等于第二电容301两端的电压VC2。根据图5中的d1部分所示，施加到第一电感202的电压等于第一电容201两端的电压VC1。根据图5中的c1部分所示，施加在第一电感202与第二电感302处的电压为零。由于输出第一电感202与第二电感302两端的平均电压差为零，从等式(11)和(12)可以得出以下等式：

Vout=[(Vin-VC1)*T40+VC2*T41]/Ts4

=[(Vin-VC1)*T40+VC2*T40]/Ts4

=(Vin-VC1+VC2)*T40/Ts4 (13)

Vout=[(Vin-VC2)*T40+VC1*T43]/Ts4

=[(Vin-VC2)*T40+VC1*T40]/Ts4

=(Vin-VC2+VC1)*T40/Ts4 (14)

结合等式(13)和(14)，可以得出以下等式：

VC1=VC2=Vin/2 (15)

定义第一占空比 D 为T40/Ts4，其中 0＜D≤1/3，则可以得出以下等式：

Vout=(Vin-Vin/2+Vin/2)*D=Vin*D (16)

由等式（16）表明，在这种同相操作模式下，输出电压Vout可以在0V和Vin/6之间调节，占空比在0%和33.3%之间。

在一实施例中，可以在图2所示降压电路的基础上进行扩展以实现D：2N的电压变比，其中N≥2，M=2N。如图6所示，在图2所示的电路结构的基础上，第一储能支路400还包括N-1个扩展单元。其中，N-1个扩展单元包括第一个扩展单元U1、第二个扩展单元U2…第N-1个扩展单元UN-1。

其中，N-1个扩展单元中的第一个扩展单元U1的第一端与第二电容301的第一端连接，第一个扩展单元U1的第三端与第一电容201的第一端连接，第一个扩展单元U1的第五端与第二电感302的第一端连接，第一个扩展单元U1的第六端与第一电感202的第一端连接，第一个扩展单元U1的第二端通过其余N-2个扩展单元(即N-1个扩展单元中除了第一扩展单元U1的其余N-2个扩展单元)与第六开关403的第二端连接，第一个扩展单元U1的第四端通过其余N-2个扩展单元与第五开关402的第二端连接。

其中，每个扩展单元包括第一扩展开关、第二扩展开关、第三扩展开关、第四扩展开关、第一扩展电容、第二扩展电容、第三扩展电容和第四扩展电容。

以N=2为例，请一并参阅图6与图7，图7中示例性示出了第一个扩展单元U1的电路结构。如图7所示，第一扩展开关408的第二端为第一个扩展单元U1的第一端，第一扩展开关408的第三端分别与第二扩展开关410的第二端和第一扩展电容409的第一端连接，第二扩展开关410的第三端与第二扩展电容411的第一端连接于第一个扩展单元U1的第二端，第一扩展电容409的第二端与第四扩展电容415的第二端连接于第一个扩展单元U1的第五端，第二扩展电容411的第二端与第三扩展电容413的第二端连接于第一个扩展单元U1的第六端，第三扩展开关412的第二端为第一个扩展单元U1的第三端，第三扩展开关412的第三端分别与第四扩展开关414的第二端及第三扩展电容413的第一端连接，第四扩展开关414的第三端和第四扩展电容415的第一端连接于第一个扩展单元U1的第四端。控制器分别与第一扩展开关408的第一端、第二扩展开关410的第一端、第三扩展开关412的第一端、第四扩展开关414的第一端连接。

在该实施例中，图7所示的电路结构可参照图3所示的控制方法，以实现输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：2N，其中，0＜D≤1/2。

具体为，控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第五开关402、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关(在该实施例中，即第一扩展单元U1中的第二扩展开关410和第三扩展开关412)导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第六开关403、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关(在该实施例中，即第一扩展单元U1中的第一扩展开关408和第四扩展开关414)导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第四个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403和每一个扩展单元中的各扩展开关均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：2N，其中，0＜D≤1/2。

在该实施例中，在每一个工作周期中均包括四种工作状态。具体为，在一个工作周期中的第一个工作状态，第二开关204、第三开关303、第五开关402、第一扩展单元U1中的第二扩展开关410和第三扩展开关412导通，其余开关关断。电流通过第五开关402、第一个扩展单元U1的第四扩展电容415以及第二电感302从输入端VI传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。电流还通过第二开关204、第三开关303和第二电感302在第二电容301和输出端VO之间传输。此外，由第一电容201、每个扩展单元的各个电容形成的多组串联电容对通过第二开关204和第二电感302对第十电容501和输出端VO处的系统负载之间传输功率。储存在第一电感202中的能量通过第二开关204释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。

在一个工作周期中的第二个工作状态，第四开关304导通，且第二开关204保持导通。其余开关均关闭。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第二开关204与第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。在输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，且在各电容(包括第一电容201、第二电容301等)和输出端VO之间也没有功率传输。

在一个工作周期中的第三个工作状态，第一开关203、第四开关304、第六开关403、第一扩展单元U1中的第一扩展开关408和第四扩展开关414导通，其余开关关断。电流通过第六开关403、第一个扩展单元U1的第二扩展电容411和第一电感202从输入端VI传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。电流也通过第一开关203、第四开关304和第一电感202在第一电容201和输出端VO之间传输。此外，由第二电容301、每个扩展单元的各个电容形成的多组串联电容对通过第四开关304和第一电感202对第十电容501和输出端VO处的系统负载之间传输功率。储存在第二电感302中的能量通过第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。

在一个工作周期中的第四个工作状态，第二开关204导通，且第四开关304保持导通。其余开关均关闭。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第二开关204与第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。在输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，且在各电容(包括第一电容201、第二电容301等)和输出端VO之间也没有功率传输。

继而，当该工作周期中的第四个工作状态结束时，执行下一个工作周期的第一个工作状态，并按照上述方式循环重复。在上述操作下，该降压电路的输出电压Vout调节为Vin*D/(2N)。应该注意的是，D在0到0.5的范围内。换言之，该降压电路的输出电压Vout在0V至Vin/(4N)的范围内。

在一实施例中，请参照图8，图8中示出了本申请实施例提供的又一种降压电路的电路结构。图8所示的电路结构与图2所示的电路结构的区别在于第一储能支路400还包括第七开关406、第八开关407、第四电容404与第五电容405，并且M=2N+1，其中N为≥1的整数。

如图8所示，第五开关402的第三端与第六开关403的第三端及第三电容401的第一端均与输入端VI连接，第三电容401的第二端接地GND，第五开关402的第二端分别与第七开关406的第三端及第四电容404的第一端连接，第四电容404的第二端与第二电容301的第二端连接，第七开关406的第二端与第一开关203的第三端连接，第六开关403的第二端分别与第八开关407的第三端及第五电容405的第一端连接，第五电容405的第二端与第一电容201的第二端连接，第八开关407的第二端与第三开关303的第三端连接。控制器分别与第五开关402的第一端、第六开关403的第一端、第七开关406的第一端和第八开关407的第一端连接。

其中，第五开关402的第三端为第一储能支路400的第一端，第七开关406的第二端为第一储能支路400的第二端，第八开关407的第二端为第一储能支路400的第三端，第四电容404的第二端为第一储能支路400的第四端，第五电容405的第二端为第一储能支路400的第五端。

当图8所示的电路结构采用类似于图3所示的控制方案时，且当M=3时，控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第四个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403、第七开关406、第八开关407均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：3，其中，0＜D≤1/2。

请一并参阅图8与图9，其中，图9中示出了图8所示的电路结构在第一个工作状态与第三个工作状态时的等效电路图。并且，为简单起见，这里第一占空比D设置为最大占空比，即50%。响应于该最大占空比，上述的四个工作状态只剩下两个工作状态，分别为第一个工作状态与第三个工作状态。

其中，图9中的a2部分为第一个工作状态的等效电路，图9中的b2部分为第三个工作状态的等效电路。需要注意的是，在最大占空比（即50%）下，第二个工作状态与第四个工作状态的时间间隔均为0，换言之，第一个工作状态与第三个工作状态构成该降压电路的一个开关周期。

在第一个工作状态，第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407导通，其余开关截止。有三个电流路径连接到第二连接点P2。其中，在第一电流路径中，输入端VI的输入电源被配置为通过第四电容404向第一连接点P1提供电流。在第二电流路径中，串联的第二电容301和第五电容405被配置为向第二连接点P2提供电流。在第三电流路径中，第一电容201被配置为向第二连接点P2提供电流。其中，第二连接点P2为第一开关203的第二端与第二开关204的第三端之间的连接点。

在第三个工作状态，第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406导通，其余开关截止。此时，有三个电流路径连接到第四连接点P4。如图9中的b2部分所示，在第一电流路径中，输入端VI的输入电源被配置为通过第五电容405向第四连接点P4提供电流。在第二电流路径中，串联的第一电容201和第四电容404被配置为向第四连接点P4提供电流。在第三电流路径中，第二电容301被配置为向第四连接点P4提供电流。其中，第四连接点P4为第三开关303的第二端与第四开关304的第三端之间的连接点。

参照上述实施例的分析可知，当第一占空比D为50％时，该降压电路的电压转换比等于6。第四电容404与第五电容405上的稳态电压是输入电源的三分之二。第一电容201与第二电容301上的稳态电压是输入电源的电压Vin的三分之一。第二连接点P2与第四连接点P4的电压在0至Vin/3之间切换。

现在假设在第一个工作状态开始时，各电容上的电压均处于其稳态值。在第一个工作状态结束时，由于第一电容201通过第一电感202放电到输出端VO以及连接到输出端VO的系统负载，第一电容201两端的电压下降到 (Vin/3)-ΔV。在一些实施例中，ΔV是第一电容201从第一个工作状态开始到第一个工作状态完成时的电压变化。相应地，在第二连接点P2处，电压下降到(Vin/3)-ΔV，第四电容404两端的电压等于Vin-VP2，即第四电容404两端的电压VC4为：

VC4=(2Vin/3)+ΔV（17）

在具有第五电容405和第二电容301的电流路径中，假设第二电容301和第五电容405具有大致相同的电容值，由于流过第二电容301和第五电容405的电流相同，因此第二连接点P2上的电压在第二电容301和第五电容405之间平均分配。换言之，第五电容405放电至其两端的电压为(2Vin/3)-(ΔV/2)，而第二电容301充电至其两端的电压为(Vin/3)+(ΔV/2)。综上所述，在第一个工作状态结束时，各电容的电压可以用以下等式表示：

VC4=Vin*2/3+ΔV (18)

VC1=Vin*1/3-ΔV (19)

VC5=Vin*2/3-ΔV/2 (20)

VC2=Vin*1/3+ΔV/2 (21)

其中，VC1为第一电容201两端的电压，VC2为第二电容301两端的电压，VC3为第三电容401两端的电压，VC5为第五电容405两端的电压。借助各电容上的电压，在第三个工作状态开始时，三个电流路径被重新配置，如图9中的b2部分所示。从第一电流路径（从输入电源通过第五电容405到第四连接点P4）施加到第四连接点P4的电压可以表示为：

VP4=Vin-VC5=Vin*1/3+ΔV/2 (22)

从第二条电流路径（从第四电容404和第一电容201到第四连接点P4）施加到第四连接点P4的电压可以表示为：

VP4=VC4-V1=Vin*1/3+2ΔV (23)

从第三条电流路径（从第二电容301到第四连接点P4）施加到第四连接但的电压可以表示为：

VP4=VC1=Vin*1/3+ΔV/2 (24)

由等式(22)、(23)和(24)所示，来自第二电流路径的电压高于来自第一电流路径和第三电流路径的电压。三个电流路径在第四连接点P4处具有不同的电压。第四连接点P4和输出端VO之间存在第二电感302可防止提供给输出端VO和连接到输出端VO的负载的电流突然变化，同时允许第四连接点P4上的电压突然变化。由于存在电压差，各电流路径之间会发生电荷转移。特别是，具有第一电容201和第四电容404两个电容串联连接的电流路径会瞬间对只有单个电容的电流路径充电，从而导致电流尖峰和响应的电荷转移损耗。

该电荷转移损耗可以是该降压电路的功率转换损耗的重要部分。尤其在各电容的容值较小或电压转换电路100的工作频率较低时，在各电容连接切换的过程中所产生的电荷转移损耗更多。进而，可以通过引入额外的开关状态来减少不同电流路径之间的电压差来缓解这个问题，具体对图8所示的电路的控制信号可参照图10。

如图10所示，曲线L100为第三开关303与第六开关403的控制信号的示意图；曲线L101为第一开关203与第五开关402的控制信号的示意图；曲线L102为第七开关406的控制信号的示意图；曲线L103为第八开关407的控制信号的示意图；曲线L104为第二开关204的控制信号的示意图；曲线L105为第四开关304的控制信号的示意图；曲线L106为第二连接点P2上的电压的示意图；曲线L107为第四连接点P4上的电压的示意图；曲线L108为流过第二电感302的电流的示意图；曲线L109为流过第一电感202的电流的示意图；时间间隔T101、时间间隔T102、时间间隔T103、时间间隔T104、时间间隔T105、时间间隔T106之和为一个工作周期Ts10，其中，时间间隔T101内的工作状态对应一个工作周期Ts10的第一个工作状态，时间间隔T102内的工作状态对应一个工作周期Ts10的第二个工作状态，时间间隔T103内的工作状态对应一个工作周期Ts10的第三个工作状态，时间间隔T104内的工作状态对应一个工作周期Ts10的第四个工作状态，时间间隔T105内的工作状态对应一个工作周期Ts10的第五个工作状态，时间间隔T106内的工作状态对应一个工作周期Ts10的第六个工作状态。

具体地，在该实施例中，M=3，控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第二开关204、第七开关406导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第四个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第五个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第六个工作状态，控制第四开关304、第八开关407导通，并控制其他开关关断。

其中，第七开关406、第八开关407均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403以小于第一占空比D的第四占空比交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：3，其中，0＜D≤1/2。

在该实施例中，第五开关402与第七开关406的占空比为第一占空比D。第二开关204与第四开关304的控制信号的第二占空比(1-D)与第一占空比D互补。一个周期中的第三个工作状态与第六个工作状态具有相同的持续时间ΔD。在ΔD期间，从底部向上数第二个开关（例如第一开关203与第三开关303）和顶部的开关（例如第五开关402与第六开关403）都关闭，以允许具有两个串联电容的电流路径首先连接到第四连接点P4或第二连接点P2以消除电容之间的电荷转移。同时，第一开关203、第三开关303、第五开关402与第六开关403的占空比均为(D-ΔD)。

以下将结合图10与图11进行说明。首先，先介绍一种较为简单的特殊情况，将第一占空比D设置为最大占空比，即50%。响应于该最大占空比，上述的六个工作状态只剩下四个工作状态，分别为第一个工作状态、第三个工作状态、第四个工作状态与第六个工作状态。

请一并参照图10与图11，图11中示出了图8所示的降压电路的另一种等效电路的示意图。其中，图11中的b3部分为图8所示的降压电路处于图10所示的一个工作周期的第一个工作状态时的等效电路；图11中的c3部分为图8所示的降压电路处于图10所示的一个工作周期的第三个工作状态时的等效电路；图11中的d3部分为图8所示的降压电路处于图10所示的一个工作周期的第四个工作状态时的等效电路；图11中的a3部分为图8所示的降压电路处于图10所示的一个工作周期的第六个工作状态时的等效电路。

其中，图11所示的工作原理与图9所示的相似，只是在一个工作周期中增加了两个工作状态以防止上述图9所示的控制方法所带来的电荷转移损耗。

如图11所示，一种新的控制方案将图9所示的降压电路的控制从两个工作状态（如图9中的两个等效电路所示）扩展到四个工作状态，这四个工作状态包括两个额外的工作状态（如图10中的四个等效电路所示）。其中，图11中的b3部分所示的等效电路对应图9中的a2部分所示的等效电路，图11中的d3所示的等效电路对应图9中的b2部分所示的等效电路。

在图11中的b3部分所示的等效电路的工作原理与在图9中的a2部分所示的等效电路的工作原理类似，这里不再赘述。在图11中的b3部分所示的工作状态结束时，由等式(22)、(23)和(24)所示，如果直接进入图11中的d3部分所示的工作状态，则来自第二电流路径的电压（来自串联连接的第一电容201和第四电容404到第四连接点P4）将高于来自第一电流路径（从输入端VI和第五电容405到第四连接点P4）的电压和来自第三电流路径（从第二电容301到第四连接点P4）的电压。

为了消除这种电压不匹配，在图11中的b3部分所示的工作状态结束之后添加了一个额外的工作状态，即图11中的c3部分所示的工作状态，此时对应图10所示的一个工作周期中的第三个工作状态。如图11的c3部分所示，在该工作状态中，第二开关204和第七开关406导通，其余开关关断。此时，第二电容301与第四连接点P4断开，第五电容405与输入端VI断开。只有第一电容201和第四电容404串联并进一步连接到第四连接点P4。第一电容201和第四电容404串联后的电路放电。在该工作状态开始时，第一电容201和第四电容404串联后的电路两端的电压可表示为：

VC4-VC1=Vin*1/3+2ΔV (25)

在该工作状态结束时，第一电容201和第四电容404串联后的电路两端的电压被放电到较低的水平，可以表示为：

VC4-VC1=Vin*1/3+ΔV/2 (26)

等式(26)表明第一电容201和第四电容404串联后的电路两端的电压被放电到与其他两个电流路径的电压相等的水平。一旦满足这个条件，可将第五电容405连接到输入端VI，第二电容301同时连接到第四连接点P4，开始进入图11中的d3部分所示的工作状态。

在图11中的d3部分所示的等效电路的工作原理与在图9中的b2部分所示的等效电路的工作原理类似，这里不再赘述。

继而，在图11中的d3部分所示的工作状态结束之后再添加了一个额外的工作状态，即图11中的a3部分所示的工作状态，此时对应图10所示的一个工作周期中的第六个工作状态。在该工作状态中，在连接到第二连接点P2的电流路径中，具有两个串联的电容（即第二电容301和第五电容405的电流路径)首先连接到第二连接点P2，以将第二电容301和第五电容405组成的电流通路放电。当第二电容301和第五电容405串联组成的电路两端的电压等于具有单个电容的其他电流路径（例如，具有第四电容404的电流路径和具有第一电容201的电流路径）的电压时，图11中的a3部分所示的工作状态结束。

在图11中的a3部分所示的工作状态结束时，则进入下个工作周期的第一个工作状态，并重复上述过程。因此，通过上述方式，能够避免电容之间的电荷突然转移，从而有利于使降压电路实现更高的功率转换效率。

进一步地，以下将结合图12对一般的情况进行说明，即对于第一占空比D小于50%而言，总共具有六个工作状态的情况进行说明。图12中示出了在一个周期中的六个工作状态下的等效电路。其中，图12中的b4部分为图8所示的电路结构工作在一个周期的第一个工作状态时的等效电路图；图12中的c4部分为图8所示的电路结构工作在一个周期的第二个工作状态时的等效电路图；图12中的d4部分为图8所示的电路结构工作在一个周期的第三个工作状态时的等效电路图；图12中的e4部分为图8所示的电路结构工作在一个周期的第四个工作状态时的等效电路图；图12中的f4部分为图8所示的电路结构工作在一个周期的第五个工作状态时的等效电路图；图12中的a4部分为图8所示的电路结构工作在一个周期的第六个工作状态时的等效电路图。其中，图12中的b4部分的等效电路对应于图11中b3部分的等效电路；图12中的d4部分的等效电路对应于图11中c3部分的等效电路；图12中的e4部分的等效电路对应于图11中d3部分的等效电路；图12中的a4部分的等效电路对应于图11中a3部分的等效电路，这里不再赘述。

如图12中的c4部分与f4部分所示，在一个工作周期的第二个工作状态与第五个工作状态中，第二开关204与第四开关304都打开，而所有其他开关都关闭。输入电源与输出端VO之间没有功率传输，各电容和输出端VO之间也没有功率传输。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第二开关204与第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。

综上，在该实施例中，控制器实际用于：控制具有两个串联的电容的电流路径(例如第二电容301和第五电容405的电流路径)先放电，直至具有两个串联的电容的电流路径上的电压与具有一个电容的两个电流路径（例如，具有第四电容404的电流路径和具有第一电容201的电流路径）上的电压相等时，再控制具有一个电容的两个电流路径与具有两个串联的电容的电流路径并联放电，以防止多个由电容组成的电流路径之间产生电荷转移损耗。

可以理解的是，如图10所示的控制方式也可适用于本申请实施例中的其他电路结构。

例如，如图7所示的电路结构也可采用类似于图10所示的控制方式，即对如图7所示的电路结构采用六个工作状态的控制方式，以达到避免电容之间的电荷转移的目的。具体为，控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第五开关402、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关(在该实施例中，即为第一个扩展单元中的第二扩展开关410和第三扩展开关412)导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第四开关304、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第四个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第六开关403、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关(在该实施例中，即为第一个扩展单元中的第一扩展开关408和第四扩展开关414)导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第五个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第六个工作状态，控制第二开关204、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断。

其中，每一个扩展单元中的所有扩展开关均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403均以比第一占空比D小的第四占空比交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：2N，其中，0＜D≤1/2。

在一实施例中，图8所示的电路结构可参照图7所示的扩展方式在第一储能支路400中增加N-1个扩展单元，扩展之后的电路结构如图13所示。

如图13所示，在M=2N+1时，第一储能支路400还包括N-1个扩展单元。其中，N-1个扩展单元包括第一个扩展单元U1、第二个扩展单元U2…第N-1个扩展单元UN-1。

其中，N-1个扩展单元中的第一个扩展单元U1的第一端与第二电容301的第一端连接，第一个扩展单元U1的第三端与第一电容201的第一端连接，第一个扩展单元U1的第五端与第二电感302的第一端连接，第一个扩展单元U1的第五端还通过其余N-2个扩展单元与第五电容405的第二端连接，第一个扩展单元U1的第六端与第一电感202的第一端连接，第一个扩展单元U1的第六端还通过其余N-2个扩展单元与第四电容404的第二端连接，第一个扩展单元U1的第二端通过其余N-2个扩展单元(即N-1个扩展单元中除了第一扩展单元U1的其余N-2个扩展单元)与第六开关403的第二端连接，第一个扩展单元U1的第四端通过其余N-2个扩展单元与第五开关402的第二端连接。

以N=2为例，请一并参照图13与图14，图14中示例性示出了第一个扩展单元U1的电路结构。同样地，第一扩展开关408的第二端为第一个扩展单元U1的第一端，第一扩展开关408的第三端分别与第二扩展开关410的第二端和第一扩展电容409的第一端连接，第二扩展开关410的第三端与第二扩展电容411的第一端连接于第一个扩展单元U1的第二端，第一扩展电容409的第二端与第四扩展电容415的第二端连接于第一个扩展单元U1的第五端，第二扩展电容411的第二端与第三扩展电容413的第二端连接于第一个扩展单元U1的第六端，第三扩展开关412的第二端为第一个扩展单元U1的第三端，第三扩展开关412的第三端分别与第四扩展开关414的第二端及第三扩展电容413的第一端连接，第四扩展开关414的第三端和第四扩展电容415的第一端连接于第一个扩展单元U1的第四端。控制器分别与第一扩展开关408的第一端、第二扩展开关410的第一端、第三扩展开关412的第一端、第四扩展开关414的第一端连接。

在该实施例中，图14所示的电路结构可参照图3所示的控制方法，以实现输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：（2N+1），其中，0＜D≤1/2。

具体为，控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关(在该实施例中，即第一扩展单元U1中的第一扩展开关408和第四扩展开关414)导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关(在该实施例中，即第一扩展单元U1中的第二扩展开关410和第三扩展开关412)导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第四个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403、第七开关406、第八开关407、每一个扩展单元中的各扩展开关均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：（2N+1），其中，0＜D≤1/2。

在该实施例中，在每一个工作周期中均包括四种工作状态。具体为，在一个工作周期中的第一个工作状态，第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关导通，其余的开关关断。电流通过第五开关402、第四电容404和第一电感202从输入端VI传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。电流也通过第一开关203、第四开关304和第一电感202在第一电容201和输出端VO之间传输。此外，由第二电容301、第五电容405、每个扩展单元的各个电容所形成的多组串联的电容对，分别通过第四开关304和第一电感202对第十电容501和输出端VO处的系统负载传输电流。储存在第二电感302中的能量通过第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。

在一个工作周期中的第二个工作状态，第二开关204导通，且第四开关304保持导通。其余开关均关闭。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第二开关204与第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。在输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，且在各电容(包括第一电容201、第二电容301等)和输出端VO之间也没有功率传输。

在一个工作周期中的第三个工作状态，第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关都导通，其余开关关断。功率通过第六开关403、第五电容405和第二电感302从输入端VI传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。功率也通过第二开关204、第三开关303和第二电感302在第二电容301和输出端VO之间传输。此外，多组由第一电容201、第四电容404和每个扩展单元的各个电容形成的多组串联电容对通过第二开关204和第二电感302对第十电容501和输出端VO处的系统负载传输电流。储存在第一电感202中的能量通过第二开关204释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。

在一个工作周期中的第四个工作状态，第四开关304导通，且第二开关204保持导通。其余开关均关闭。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第二开关204与第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。在输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，且在各电容(包括第一电容201、第二电容301等)和输出端VO之间也没有功率传输。

继而，当该工作周期中的第四个工作状态结束时，执行下一个工作周期的第一个工作状态，并按照上述方式循环重复。在上述操作下，该降压电路的输出电压Vout调节为(Vin*D)/(2N+1)。应该注意的是，D在0到0.5的范围内。换言之，换言之，该降压电路的输出电压Vout在为0V至Vin/(4N+2) 的范围内。

同样地，如图14所示的电路结构也可采用类似于图10所示的控制方式，即对如图14所示的电路结构采用六个工作状态的控制方式，以达到避免电容之间的电荷转移的目的。具体为，控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第二开关204、第七开关406、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第四个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406、每一个扩展单元中的第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第五个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第六个工作状态，控制第四开关304、第八开关407、每一个扩展单元中的第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断。

其中，第七开关406、第八开关407、每一个扩展单元中的各扩展开关均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，第一开关203、第三开关303、第五开关402和第六开关403均以小于第一占空比D的第四占空比交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：（2N+1），其中，0＜D≤1/2。

本申请实施例还提供一种电子设备，该电子设备包括本申请任一实施例中的降压电路。最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims

1.一种降压电路，其特征在于，包括：

所述第一储能支路包括第五开关、第六开关与第三电容，所述第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，所述第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关；

所述第一电容的第一端分别与所述第五开关的第二端及所述第一开关的第三端连接，所述第一电容的第二端分别与所述第三开关的第二端、所述第四开关的第三端及所述第二电感的第一端连接，所述第一开关的第二端分别与所述第二开关的第三端、所述第二电容的第二端及所述第一电感的第一端连接，所述第二电容的第一端分别与所述第六开关的第二端及所述第三开关的第三端连接，所述第一电感的第二端与所述第二电感的第二端均与所述输出端连接，所述第二开关的第二端、所述第四开关的第二端及所述第三电容第二端均接地，所述第五开关的第三端与所述第六开关的第三端及所述第三电容的第一端均与所述输入端连接；

所述控制器分别与所述第一储能支路、所述第二储能支路及所述第三储能支路中的各开关的第一端连接，所述控制器用于控制所述各开关的导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M；

其中，M=2N且N为＞1的整数，D为所述控制器输出的控制所述降压电路中部分开关的信号的第一占空比，且所述控制器输出的控制所述第二开关与所述第四开关的信号的占空比大于所述第一占空比。

2.根据权利要求1所述的降压电路，其特征在于，所述第一储能支路还包括N-1个扩展单元；

3.根据权利要求2所述的降压电路，其特征在于，所述控制器进一步用于：

4.根据权利要求2所述的降压电路，其特征在于，所述控制器进一步用于：

5.根据权利要求1所述的降压电路，其特征在于，所述控制器还用于：

6.根据权利要求1所述的降压电路，其特征在于，所述降压电路还包括滤波支路；

7.一种降压电路，其特征在于，包括：

所述第一储能支路包括第五开关、第六开关、第七开关、第八开关、第三电容、第四电容与第五电容，所述第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，所述第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关；

所述第一电容的第一端分别与所述第七开关的第二端及所述第一开关的第三端连接，所述第一电容的第二端分别与所述第三开关的第二端、所述第四开关的第三端、所述第五电容的第二端及所述第二电感的第一端连接，所述第一开关的第二端分别与所述第二开关的第三端、所述第二电容的第二端、所述第四电容的第二端及所述第一电感的第一端连接，所述第二电容的第一端分别与所述第八开关的第二端及所述第三开关的第三端连接，所述第五开关的第二端分别与所述第七开关的第三端及所述第四电容的第一端连接，所述第六开关的第二端分别与所述第八开关的第三端及所述第五电容的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述第二电感的第二端均与所述输出端连接，所述第二开关的第二端、所述第四开关的第二端及所述第三电容第二端均接地，所述第五开关的第三端与所述第六开关的第三端及所述第三电容的第一端均与所述输入端连接；

其中，M=2N+1且N为≥1的整数，D为所述控制器输出的控制所述降压电路中部分开关的信号的第一占空比，且所述控制器输出的控制所述第二开关与所述第四开关的信号的占空比大于所述第一占空比。

8.根据权利要求7所述的降压电路，其特征在于，当M=3时，所述控制器进一步用于：

9.根据权利要求7所述的降压电路，其特征在于，当M=3时，所述控制器进一步用于：

10.根据权利要求7所述的降压电路，其特征在于，所述第一储能支路还包括N-1个扩展单元；

11.根据权利要求10所述的降压电路，其特征在于，所述控制器进一步用于：

12.根据权利要求10所述的降压电路，其特征在于，所述控制器进一步用于：

13.根据权利要求7所述的降压电路，其特征在于，所述控制器还用于：

14.根据权利要求7所述的降压电路，其特征在于，所述降压电路还包括滤波支路；

15.一种降压电路，其特征在于，包括：

所述第一电容的第一端分别与所述第五开关的第二端及所述第一开关的第三端连接，所述第一电容的第二端分别与所述第三开关的第二端、所述第四开关的第三端及所述第二电感的第一端连接，所述第一开关的第二端分别与所述第二开关的第三端、所述第二电容的第二端及所述第一电感的第一端连接，所述第二电容的第一端分别与所述第六开关的第二端及所述第三开关的第三端连接，所述第一电感的第二端与所述第二电感的第二端均与所述输出端连接，所述第二开关的第二端、所述第四开关的第二端及所述第三电容的第二端均接地，所述第五开关的第三端与所述第六开关的第三端及所述第三电容的第一端均与所述输入端连接；

所述控制器分别与所述第一开关的第一端、所述第二开关的第一端、所述第三开关的第一端、所述第四开关的第一端、所述第五开关的第一端、所述第六开关的第一端连接；

所述控制器用于：

其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关均以第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以大于所述第一占空比D的第三占空比交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：2，其中，0＜D≤1/3。

16.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-15任意一项所述的降压电路。