CN117498683B - 电压转换电路与电子设备 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种电压转换电路与电子设备，涉及电子电路技术领域，电压转换电路包括输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制器。第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关。控制器控制第一储能支路、第二储能支路及第三储能支路中的各开关的导通与关断，以使输出端的电压与输入端的电压的比值为D：M。M为≥3的整数，D为控制第一开关与第三开关的信号的第一占空比，且控制第二开关与第四开关的信号的占空比大于第一占空比。通过上述方式，能够提高转换效率同时降低电容储能原件的耐压要求。

Description

电压转换电路与电子设备
技术领域
本申请涉及涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种电压转换电路与电子设备。
背景技术
数据中心通常采用12V总线系统。12V总线电压要么由AC到DC电源产生，要么由48V总线转换为12V总线。然后将12V转换为低电压，例如0.8V、1.0V、1.2V、1.5V、1.8V等低电压，以为不同的系统负载供电，例如CPU、GPU、ASIC、FPGA等系统负载。
目前，通常通过图1所示的降压DC/DC转换器以将12V总线电压转换为低电压。在该降压DC/DC转换器中，功率开关控制器控制第一功率开关101与第二功率开关102，以使该降压DC/DC转换器的第一输出端VO1的电压与第一输入端VI1的电压之比为第一功率开关101的占空比。
然而，在该降压DC/DC转换器中，若需要通过降低电感和功率开关的导通损耗的方式来提高转换效率，需要具有更大尺寸的输出电感103和更小导通电阻的第一功率开关101与第二功率开关102。一方面，大尺寸的电感并不符合该降压DC/DC转换器的实用性需求，而为了减小输出电感103 的尺寸，第一功率开关101与第二功率开关102的开关频率必须提高，但随着频率的升高，第一功率开关101与第二功率开关102上的寄生电容所带来的开关损耗也显著增加，以至于抵消了采用更小导通电阻功率开关所降低的导通损耗；另一方面，更小的导通电阻意味着第一功率开关101与第二功率开关102的尺寸的增加，而随着第一功率开关101与第二功率开关102尺寸的增加，其寄生电容也增加，虽然降低了导通损耗，但却增加了开关损耗。因此，在该降压DC/DC转换器的结构限制下，只能根据实际应用做导通损耗和开关损耗间的平衡，但无法在功率转换效率上实现突破。
发明内容
本申请旨在提供一种电压转换电路与电子设备，能够提高转换效率同时降低电容储能原件的耐压要求。
为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种电压转换电路，包括：
输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制器；
其中，所述第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，所述第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关；
所述输入端与所述第一储能支路的第一端连接，所述第一电容的第一端分别与所述第一储能支路的第二端及所述第一开关的第三端连接，所述第一电容的第二端分别与所述第三开关的第二端、所述第四开关的第三端及所述第一电感的第一端连接，所述第一开关的第二端分别与所述第二开关的第三端、所述第二电容的第二端及所述第二电感的第一端连接，所述第二电容的第一端分别与所述第一储能支路的第三端及所述第三开关的第三端连接，所述第一电感的第二端与所述第二电感的第二端均与所述输出端连接，所述第二开关的第二端与所述第四开关的第二端均接地；
所述控制器分别与所述第一开关的第一端、所述第二开关的第一端、所述第三开关的第一端及所述第四开关的第一端连接，且所述控制器与所述第一储能支路中的各开关连接；
所述控制器用于控制所述第一储能支路、所述第二储能支路及所述第三储能支路中的各开关的导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M；
其中，M为≥3的整数，D为所述控制器输出的控制所述第一开关与所述第三开关的信号的第一占空比，且所述控制器输出的控制所述第二开关与所述第四开关的信号的占空比大于所述第一占空比。
在一种可选的方式中，所述第一储能支路包括第五开关、第六开关、第七开关、第八开关、第三电容、第四电容与第五电容；
所述第五开关的第三端与所述第六开关的第三端及所述第三电容的第一端均与所述输入端连接，所述第三电容的第二端接地，所述第五开关的第二端分别与所述第七开关的第三端及所述第四电容的第一端连接，所述第四电容的第二端与所述第二电容的第一端连接，所述第七开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第六开关的第二端分别与所述第八开关的第三端及所述第五电容的第一端连接，所述第五电容的第二端与所述第一电容的第一端连接，所述第八开关的第二端与所述第三开关的第三端连接；
所述控制器分别与所述第五开关的第一端、所述第六开关的第一端、所述第七开关的第一端和所述第八开关的第一端连接。
在一种可选的方式中，当M=3时，所述控制器进一步用于：
在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第五开关、所述第八开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第二个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第六开关、所述第七开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第八开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比(1-D)交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：3，其中，0＜D≤1/2。
在一种可选的方式中，所述第一储能支路还包括M-3个扩展单元；
其中，每个扩展单元包括第一扩展开关、第二扩展开关、第一扩展电容和第二扩展电容；
所述第一扩展开关的第二端和所述第二扩展电容的第二端连接于所述扩展单元的第一端，所述第一扩展开关的第三端和所述第一扩展电容的第一端连接于所述扩展单元的第三端，所述第二扩展开关的第二端和所述第一扩展电容的第二端连接于所述扩展单元的第二端，所述第二扩展开关的第三端和所述第二扩展电容的第一端连接于所述扩展单元的第四端；
其中，M-3个扩展单元中的第一个扩展单元的第一端与所述第一开关的第三端连接，所述第一个扩展单元的第二端与所述第二开关的第三端连接，所述M-3个扩展单元中的第K个扩展单元的第三端与所述M-3个扩展单元中的第K+1个扩展单元的第一端连接，所述第K个扩展单元的第四端与所述第K+1个扩展单元的第二端连接，其中K为整数且1≤K≤M-4,所述M-3个扩展单元中的第M-3个扩展单元的第三端与所述第七开关的第二端连接，所述第M-3个扩展单元的第四端与所述第八开关的第二端连接；所述控制器分别与每个所述扩展单元中的所述第一扩展开关的第一端和所述第二扩展开关的第一端连接。
在一种可选的方式中，当M为奇数时，所述控制器进一步用于：
在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第五开关、所述第八开关、所述M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第二扩展开关和所有第偶数个扩展单元中的第一扩展开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第二个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第六开关、所述第七开关、所述M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第一扩展开关和所有第偶数个扩展单元中的第二扩展开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的各扩展开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M，其中，0＜D≤1/2。
在一种可选的方式中，当M为偶数时，所述控制器进一步用于：
在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第二扩展开关和所有第偶数个扩展单元中的第一扩展开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第二个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第一扩展开关和所有第偶数个扩展单元中的第二扩展开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的各扩展开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M，其中，0＜D≤1/2。
在一种可选的方式中，所述电压转换电路还包括滤波支路；
所述滤波支路包括第十电容，所述第十电容的第一端与所述输出端连接，所述第十电容的第二端接地。
第二方面，本申请提供一种电子设备，包括如上所述的电压转换电路。
本申请的有益效果是：本申请提供的电压转换电路包括输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制器。输入端与第一储能支路的第一端连接，第一储能支路的第二端与第二储能支路的第一端连接，第一储能支路的第三端与第三储能支路的第一端连接。其中，第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关。控制器分别与第一开关的第一端、第二开关的第一端、第三开关的第一端及第四开关的第一端连接，且控制器与第一储能支路中的各开关连接。控制器用于控制第一储能支路、第二储能支路及第三储能支路中的各开关的导通与关断，以使输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M，其中M为≥3的整数。通过上述方式，可实现第二储能支路与第三储能支路所组成的两相电路错相工作，以改善由于各开关高频的导通与关断而产生的纹波电压。同时，通过实现第二储能支路与第三储能支路的双相运行，能够使各相共享输出功率，继而可实现将因导通电阻所导致的导通功率损耗减少一半，从而提高了转换效率。其次，在电压转换支路运行时，相关技术的技术方案中电容储能元件需要承受的最大电压大于本申请实施例中电容储能元件需要承受的最大电压，换言之，本申请实施例能够降低电容储能元件的耐压要求，从而有利于降低电容储能元件因过压而损坏的风险。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1为相关技术中的降压DC/DC转换器的电路结构示意图；
图2为本申请实施例一提供的电压转换电路的电路结构示意图；
图3为图2所示的电压转换电路中各信号的示意图；
图4为相关技术中的电压转换电路的电路结构示意图；
图5为图2所示的电压转换电路的等效电路的示意图；
图6为本申请实施例二提供的电压转换电路的电路结构示意图；
图7为与图6对应的电压转换电路的电路结构示意图一；
图8为与图6对应的电压转换电路的电路结构示意图二。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
请参照图1，图1为相关技术中的降压DC/DC转换器的电路结构示意图。如图1所示，该降压DC/DC转换器包括第一功率开关101、第二功率开关102、输出电感103、输入滤波电容器104、功率开关控制器105以及输出滤波电容器107。
该降压DC/DC转换器的操作描述如下：在一个工作周期的第一个工作状态，时长为T1，第一功率开关101导通，第二功率开关102关断。第一输入端VI1的输入电压Vin1施加到输出电感103并且开关节点106保持在与第一输入端VI1的输入电压Vin1相等的电平。输入电压Vin1也施加于第二功率开关102。输出电感103充电（电流线性增加），电能从第一输入端VI1传输到第一输出端VO1，系统负载连接在第一输出端VO1。在一个工作周期的第二个工作状态，时长为T2，第二功率开关102导通并且第一功率开关101关断。开关节点106保持在低电平，因此第一功率开关101必须能够承受第一输入端VI1的输入电压。这时没有电能从第一输入端VI1传输到第一输出端VO1，第一输出端VO1的输出电压Vout1由输出电感103放电来提供，并将能量输送到第一输出端VO1和连接到第一输出端VO1的系统负载。一旦本周期的第二个工作状态结束，则进入下个工作周期的第一个工作状态，并重复上述过程。
假设Ts1是该降压DC/DC转换器的开关周期，Ts1=1/fs1，其中fs1是第一功率开关101和第二功率开关102的开关频率。在这种操作下，开关节点106处的平均电压等于输出电压，因为输出电感103的两端在一个开关周期内的平均电压差为零。开关节点106的平均电压V(106)由下式给出：
其中，T11为第一功率开关101的导通时长，T12为第二功率开关102的导通时长。现在引入一个称为占空比(记为D1)的新变量，它定义为第一功率开关101在一个开关周期Ts1内的导通时间，占空比D1可以表示为D1=T11/Ts1。那么等式（1）可以改写为：
从式(2)可以看出，当输出电压Vout1为1V，输入电压Vin1为12V时，占空比D1等于8.33%。在如此小的占空比下，第一功率开关101仅导通很小的时间间隔，而第二功率开关102在一个开关周期内大部分时间导通。在高输出电流下，例如30A，第二功率开关102的导通电阻必须非常小，例如1到1.5毫欧。输出电感103的直流电阻也应该非常小以提高该降压DC/DC转换器的效率。另一方面，当第一功率开关101导通而第二功率开关102关断时，第二功率开关102需要承受输入电压12V。这种操作要求第二功率开关102具有较小的导通电阻，但同时能够承受输入电压Vin1。这意味着如果第二功率开关102和功率开关控制器105使用平面半导体工艺集成到单个单片IC解决方案中，需要占用很大的硅面积。
同时，降低输出电感103的直流电阻也是一个挑战。例如，如果要求在1V/30A输出时导通功率损耗为输出功率的3%，则输出电感103的直流电阻必须为1毫欧或更小，这对于合理的尺寸是不可能的。这意味着要实现高效率，输出电感103的尺寸将是巨大的，这也对此类降压DC/DC转换器的设计的实用性提出了挑战。为了减小输出电感103尺寸，开关频率必须很高。例如，对于1MHz开关和30%电感器峰峰值纹波电流要求，输出电感103的电感为200nH，这使得以合理的尺寸实现1毫欧的直流电阻相对容易。然而，在高频工作时第一功率开关101与第二功率开关102的开关损耗的增加抵消了输出电感103的1毫欧直流电阻节省的功率损耗。这是因为第二功率开关102在每次开关转换期间必须从0V摆动到12V，而且为了满足第二功率开关102的导通电阻为1到1.5毫欧的要求，第二功率开关102的尺寸需要很大，第二功率开关102的寄生电容也随着开关尺寸的增加而增加，这使得第二功率开关102的开关转换导致的能量损失很高，导致该降压DC/DC转换器无法具有较高的转换效率，即该降压DC/DC转换器的转换效率较低。
基于此，本申请提供一种转换效率更高的电压转换电路。
请参照图2，图2为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图。如图2所示，该电压转换电路包括输入端VI、输出端VO、第一储能支路400、第二储能支路200、第三储能支路300与控制器(图未示)。
其中，第二储能支路200包括第一电容201、第一电感202、第一开关203与第二开关204 ，第三储能支路300包括第二电容301、第二电感302、第三开关303与第四开关304。
输入端VI与第一储能支路400的第一端连接，第一电容201的第一端分别与第一储能支路400的第二端及第一开关203的第三端连接于第一连接点P1，第一电容201的第二端分别与第三开关303的第二端、第四开关304的第三端及第一电感202的第一端连接于第四连接点P4，第一开关203的第二端分别与第二开关204的第三端、第二电容301的第二端及第二电感302的第一端连接于第二连接点P2，第二电容301的第一端分别与第一储能支路400的第三端及第三开关303的第三端连接于第三连接点P3，第一电感202的第二端与第二电感302的第二端均与输出端VO连接，第二开关204的第二端与第四开关304的第二端均接地GND。控制器分别与第一开关203的第一端、第二开关204的第一端、第三开关303的第一端及第四开关304的第一端连接，且控制器与第一储能支路400中的各开关连接。
具体地，控制器用于控制第一储能支路400、第二储能支路200及第三储能支路300中的各开关的导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：M。其中，M为≥3的整数，D为控制器输出的控制第一开关203与第三开关303的信号的第一占空比，且控制器输出的控制第二开关204与第四开关304的信号的占空比大于第一占空比。
在该实施例中，该电压转换电路中的第二储能支路200与第三储能支路300所组成的两相电路可错相工作，从而可改善由于各开关高频的导通与关断而产生的纹波电压。同时，通过实现双相运行，能够使各相共享输出功率，在这种情况下，假设其余参数，例如各开关的导通电阻相同，则可实现将这些导通电阻所导致的导通功率损耗减少一半，从而提高了转换效率。
其次，在电压转换支路运行时，相关技术的技术方案中电容储能元件需要承受的最大电压大于本申请实施例中电容储能元件需要承受的最大电压，换言之，本申请实施例能够降低电容储能元件的耐压要求，从而有利于降低电容储能元件因过压而损坏的风险。详细内容将在后续进行说明。
需要说明的是，在本申请的实施例中，以各开关均为MOS管为例。而在其他的实施例中，各开关还可以是任何可控开关，诸如绝缘栅双极晶体管（IGBT）器件，集成门极换流晶闸管（IGCT）设备，可关断晶闸管（GTO）装置，硅控整流器（SCR）设备，结型栅场效应晶体管(JFET)器件、MOS控制晶闸管(MCT)器件、氮化镓(GaN)基功率器件、碳化硅(SiC)基功率器件等。本申请实施例对比不做限制。
同时，以第一开关203为例，当第一开关203选用N型MOS管时，MOS管的栅极为第一开关203的第一端，MOS管的源极为第一开关203的第二端，MOS管的漏极为第一开关203的第三端。当第一开关203的第一端被控制为高电平时，则代表施加在MOS管栅源极之间的电压为高电平，从而导通MOS管。其他开关与第一开关203的应用情况相同，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。
在一实施例中，请继续参照图2，在M为大于等于三的整数时，第一储能支路400包括第五开关402、第六开关403、第七开关406、第八开关407、第三电容401、第四电容404、与第五电容405。
如图2所示，第五开关402的第三端与第六开关403的第三端及第三电容401的第一端均与输入端VI连接，第三电容401的第二端接地GND，第五开关402的第二端分别与第七开关406的第三端及第四电容404的第一端连接，第四电容404的第二端与第二电容301的第一端连接，第七开关406的第二端与第一开关203的第三端连接，第六开关403的第二端分别与第八开关407的第三端及第五电容405的第一端连接，第五电容405的第二端与第一电容201的第一端连接，第八开关407的第二端与第三开关303的第三端连接。控制器分别与第五开关402的第一端、第六开关403的第一端、第七开关406的第一端和第八开关407的第一端连接。
其中，在该实施例中，第五开关402的第三端为第一储能支路400的第一端，第七开关406的第二端和第五电容405的第二端为第一储能支路400的第二端，第八开关407的第二端和第四电容404的第二端为第一储能支路400的第三端。
在一实施方式中，该电压转换电路还包括滤波支路500。滤波支路500包括第十电容501。其中，第十电容501的第一端与输出端VO连接，第十电容501的第二端接地GND。
以下结合图2与图3对图2所示的电路结构的工作原理进行说明。其中，图3中示出了图2所示的电路结构中各信号的示意图。其中，在该实施例中，曲线L30为第一开关203、第五开关402与第八开关407的控制信号的示意图；曲线L31为第四开关304的控制信号的示意图；曲线L32为第三开关303、第六开关403与第七开关406的控制信号的示意图；曲线L33为第二开关204的控制信号的示意图；曲线L34为第五连接点P5上的电压的示意图；曲线L35为第四连接点P4上的电压的示意图；曲线L36为第六连接点P6上的电压的示意图；曲线L37为第二连接点P2上的电压的示意图；曲线L3A为第三连接点P3上的电压的示意图；曲线L3B为第一连接点P1上的电压的示意图；曲线L38为流过第二电感302的电流的示意图；曲线L39为流过第一电感202的电流的示意图；时间间隔T30、时间间隔T31、时间间隔T32与时间间隔T33之和为一个工作周期Ts3，其中，时间间隔T30内的工作状态对应一个工作周期Ts3的第一个工作状态，时间间隔T31内的工作状态对应一个工作周期Ts3的第二个工作状态，时间间隔T32内的工作状态对应一个工作周期Ts3的第三个工作状态，时间间隔T33内的工作状态对应一个工作周期Ts3的第四个工作状态；Vin为输入端VI上所输入的输入电源的电压；Iout为输出端VO上所输出的电流。其中，第一连接点P1为第七开关406的第二端与第一开关203的第三端之间的连接点，第二连接点P2为第一开关203的第二端与第二开关204的第三端之间的连接点，第三连接点P3为第八开关407的第二端与第三开关303的第三端之间的连接点，第四连接点P4为第三开关303的第二端与第四开关304的第三端之间的连接点，第五连接点P5为第五开关402的第二端与第七开关406的第三端之间的连接点，第六连接点P6为第六开关403的第二端与第八开关407的第三端之间的连接点。
可以理解的是，本申请任一实施例中的控制信号均由控制器输出。同时，在本申请的实施例中，附图中的曲线的高电平表示控制对应的开关导通，低电平表示控制对应的开关关断。例如，曲线L30在时间间隔T30内为高电平信号，此时，控制第一开关203、第五开关402和第八开关407导通。
具体地，在该实施例中，M=3，且控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第四个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断。
其中，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403、第七开关406、第八开关407均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：3，其中，0＜D≤1/2。
在该实施例中，在一个开关周期内总共有四个时间间隔：T30=[t30, t31]、T31=[t31, Ts3/2]、T32=[Ts3/2, t32]、T33=[t32，Ts3]。Ts3等于1/fs3，其中fs3是本申请实施例中各开关(例如第一开关203)的开关频率。
如图4所示，对于该电压转换电路而言，在每一个工作周期中均包括四种工作状态。具体为，在一个工作周期中的第一个工作状态，即在时间间隔T30内，第一开关203、第四开关304、第五开关402和第八开关407导通，第二开关204、第三开关303、第六开关403和第七开关406关断。此时，电流从输入端VI通过第五开关402、第四电容404、第二电容301和第二电感302传送到第十电容501和输出端VO处的系统负载。第四电容404、第二电容301被充电并且第二电感302的电流上升。第二连接点P2上的电压等于输入端VI的输入电源的电压Vin依次减去第四电容404两端的电压VC4和第二电容301两端的电压VC2。同时，存储在第一电容201中的能量通过第四开关304、第一开关203和第二电感302释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。第一电容201连接在第二连接点P2和地之间，意味着第一电容201两端的电压VC1等于输入电源的电压Vin减去电压VC4、电压VC2。第五电容405通过第一开关203和第八开关407与第二电容301形成并联，并进行电荷均衡。具体的，第五电容405对第二电容301充电以达到相同的电容电压。第一电感202通过第四开关304以Vout/L的电流变化斜率放电，其中L是第一电感202与第二电感302的电感值。当时间间隔T30结束时，第二开关204和第四开关304保持导通，并进入第二个工作状态。
在一个工作周期中的第二个工作状态，即在时间间隔T31内，第二开关204、第四开关304导通，其他开关关断。在时间间隔T31期间，在输入端VI与输出端VO之间没有电能传输，在第一电容201、第二电容301和输出端VO之间也没有能量传输。第一电感202与第二电感302均以Vout/L的电流变化斜率放电，并且存储在第一电感202与第二电感302中的能量被传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。
当进入第三个工作状态，即在一个工作周期中的第三个工作状态，即在时间间隔T32内，第二开关204、第三开关303、第六开关403和第七开关406导通，第一开关203、第四开关304、第五开关402和第八开关407关断。电流通过第六开关403、第五电容405、第一电容201和第一电感202从输入端VI传送到第十电容501和输出端VO处的系统负载。这时，第五电容405和第一电容201被充电并且第一电感202的电流上升。第四连接点P4上的电压等于输入电源的电压Vin减去第五电容405两端的电压VC5和第一电容201两端的电压VC1。同时，存储在第二电容301中的能量通过第二开关204、第三开关303和第一电感202释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。第二电容301连接在第四连接点P4和地GND之间，这意味着第二电容301两端的电压等于输入电源的电压Vin减去第五电容405和第一电容201两端的电压（即Vin-VC5-VC1）。第四电容404通过第三开关303和第七开关406与第一电容201形成并联，并进行电荷均衡。具体的，第四电容404对第一电容201充电以达到相同的电容电压。第二电感302通过第二开关204以Vout/L的电流变化斜率放电。当时间间隔T32结束时，第二开关204和第四开关304保持导通，并进入第四个工作状态。
在一个工作周期中的第四个工作状态，即在时间间隔T33内，第二开关204、第四开关304导通，其他开关关断。此时，在输入端VI与输出端VO之间没有能量传输，在第一电容201、第二电容301和输出端VO之间也没有能量传输。第一电感202与第二电感302均以Vout/L的电流变化斜率放电，并且存储在第一电感202与第二电感302中的能量被传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。
可以理解的是，对于上述操作，时间间隔T30和T31相等并且时间间隔T32和T33相等。通过以上描述，我们可以计算出输入电源的电压Vin、第一电容201两端的电压VC1、第二电容301和两端的电压VC2、第四电容404两端的电压VC4、第五电容405和两端的电压VC5和输出电压Vout之间的关系。
如前所述，在时间间隔T30期间，第二连接点P2上的电压等于第一电容201两端的电压，且第二连接点P2上的电压还等于输入电源的电压Vin与第四电容404两端的电压VC4和第二电容301两端的电压VC2之间的差值。在时间间隔T31、时间间隔T32和时间间隔T33期间，第二连接点P2上的电压为零，因为第二开关302在时间间隔T31、时间间隔T32和时间间隔T33期间保持导通。由于第二电感302两端电压差在一个开关周期内的平均值等于0，因此第二连接点P2在一个开关周期内的平均电压等于输出电压Vout，则可得：
其中，VP2为第二连接点P2上的电压。
类似地，可以推导出以下关系：
其中，VP4为第四连接点P4上的电压。
从公式(3)(4)可知，VP4=VP2。这意味着第一电容201和第二电容301两端的电压相等，并且通过第一电容201和第二电容301的电压均与输出电压Vout相关。如果我们定义第一占空比D=T30/Ts3，那么结合公式(3)(4)可得：
再参考前面对时间间隔T30期间操作的描述，第一连接点P1上的电压等于第一电容201上的电压VC1，并且还等于输入电源的电压Vin与第四电容404上的电压VC4和第二电容301上的电压VC2之差。
而且在时间间隔T32期间，第四电容404与第一电容201并联并进行电荷均衡，这意味着在时间间隔T30开始时第四电容404两端电压VC4与第一电容201两端电压也相同。这样，电压VC4，电压VC2和电压VC1之和等于输入电源的电压Vin，从而得到第一电容201、第二电容301和第四电容404的电压均等于输入电源的电压Vin的三分之一，并且与占空比无关，即可得：
结合等式(5)(6)，可以得到：
从上面的公式(7)，我们可以得出以下关系：
由公式(8)可知，通过图3所示的控制方案，能够使图2所示的电路结构实现输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：3。同时，在该实施例中，相较于图1所示的相关技术中的降压DC/DC转换器，在实现同样降压变比的条件下，图2所示的电路结构中功率各开关的第一占空比D得到了两倍的提高，这样就降低了输出电感(包括第一电感202与第二电感302)在实际运行过程中的等效电感值，从而能够同时满足输出电感的尺寸要求以及更小导通电阻的功率开关(包括第一开关203、第二开关204等功率开关)的设计。
其次，由于第一电容201与第二电容301在时间间隔T30与时间间隔T32内交替充电，因此时间间隔T30与时间间隔T32必须小于或等于开关周期的一半，则第一占空比D在这种情况下大于0且小于或等于0.5。
从电容耐压的角度分析，结合图3中代表第一连接点P1-第六连接点P6各连接点的电压曲线可以得出，图2所示电路在工作时第一电容201、第二电容301、第四电容404和第五电容405两端的电压均为输入电压Vin的1/3，例如第四电容404连接于第五连接点P5和第三连接点P3之间，从第五连接点P5上电压的波形曲线L34和第三连接点P3上电压的波形曲线L3A可以看出，在图2所示电压转换电路的工作过程中，第四电容404两端的电压始终保持在Vin/3，同理可得到第五电容405两端的电压始终保持在Vin/3，这与相关技术中的方案是有显著区别的。
在相关技术中，如图4所示，在电压转换比同样为D:3的电压转换电路中，通常将第一储能支路40的第二端拆开为两个子端子，一个子端子连接至第一连接点P1，一个子连接子连接至第四连接点P4，而第一电容201则连接于上述的两个子端子之间，如图4所示的电容201a。同时还将第一储能支路40的第三端拆开为两个子端子，一个子端子连接至第三连接点P3，一个子连接子连接至第二连接点P2，而第二电容301则连接于上述的两个子端子之间，如图4所示的电容301a。相关技术中的方案会导致电压转换电路在运行的过程中第四电容404和第五电容405需要承受的最大电压为输入端VI的电压的三分之二。而在本申请的实施例中，第四电容404和第五电容405需要承受的最大电压为输入端VI的电压的三分之一，远小于相关技术中的方案。由此可见，相关技术的技术方案中电容储能元件（包括第四电容404和第五电容405）需要承受的最大电压大于本申请实施例中电容储能元件需要承受的最大电压，从而有利于降低第四电容404和第五电容405因过压而损坏的风险。同时，更低的电压也有助于减少陶瓷电容由于直流电压偏置所带来的容量降额，对于第四电容404和第五电容405来说，可以更少的电容个数实现同样的电容值。当然，本申请的实施例会导致流经第四电容404和第五电容405的电流为相关技术中的两倍，但只需通过并联更多的电容来降低电容的等效串联电阻即可。例如将第四电容404或第五电容405配置为两个并联连接的电容，虽然增加了电容的数量，但降低了等效串联电阻，从而维持与相关技术中相近的功率损耗，同时也降低了电容因为过压而损坏的风险，提高该电压转换电路的稳定性，使该电压转换电路更加实用。
请一并参阅图2与图5，其中，图5中示出了图2所示的电路结构在第一个工作状态与第三个工作状态时的等效电路图。并且，为简单起见，这里第一占空比D设置为最大占空比，即50%。响应于该最大占空比，上述的四个工作状态只剩下两个工作状态，分别为第一个工作状态与第三个工作状态。
其中，图5中的a部分为第一个工作状态的等效电路，图5中的b部分为第三个工作状态的等效电路。需要注意的是，在最大占空比（即50%）下，第二个工作状态与第四个工作状态的时间间隔均为0，换言之， 第一个工作状态与第三个工作状态构成该电压转换电路的一个开关周期。
在第一个工作状态，第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407导通，其余开关截止。有两个电流路径连接到第二连接点P2。其中，在第一个电流路径中，输入端VI的输入电源被配置为通过第四电容404和第二电容301向第一连接点P1提供电流。在第二个电流路径中，第一电容201被配置为向第二连接点P2提供电流。同时，第五电容405被配置为与第二电容301并联以实现电荷的均衡。其中，第二连接点P2为第一开关203的第二端与第二开关204的第三端之间的连接点。
在第三个工作状态，第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406导通，其余开关截止。此时，有两个电流路径连接到第四连接点P4。如图5中的b部分所示，在第一个电流路径中，输入端VI的输入电源被配置为通过第五电容405和第一电容201向第四连接点P4提供电流。在第二个电流路径中，第二电容301被配置为向第四连接点P4提供电流。同时，第四电容404被配置为与第一电容201并联以实现电荷的均衡。其中，第四连接点P4为第三开关303的第二端与第四开关304的第三端之间的连接点。
参照上述实施例的分析可知，当第一占空比D为50％时，该电压转换电路的电压转换比等于6。第一电容201、第二电容30、第四电容404与第五电容405上的稳态电压是输入电源Vin的三分之一。第二连接点P2与第四连接点P4的电压在0至Vin/3之间切换。
可以看到，无论是在图5中所示的哪个工作状态中，都有三个电容串联在输入端VI和地之间，输入电压Vin由三个电容分担，每个串联的电容的耐压仅需输入电压Vin的三分之一。这与图3所示的相关技术有显著的区别，因为在图3所示电路中，第四电容404与第五电容405和电容201a，电容301a并非串联关系，这也导致第四电容404与第五电容405需要承受输入电压Vin的三分之二。
此外，参考前面段落中描述的在时间间隔T30与时间间隔T32期间的操作，第二连接点P2和第四连接点P4上的电压均为Vin/3。这意味着第二开关204与第四开关304在关断时只需要承受三分之一的输入电源的电压Vin，因此在相同导通电阻的情况下，由于工作电压较低，所需硅的面积大大减小。这也大大降低了开关损耗，因为开关损耗主要由以下公式决定：
其中，Cds为开关的漏极到源极的电容，Vds为开关在关断期间其两端的电压，fs为开关频率，Psw为开关损耗。由公式(9)可知，在仅将Vds电压降低至三分之一，并保持其他参数不变，则开关损耗Psw会降低 81%，从而可提高工作效率。
需要说明的是，相同的控制方法也可以应用于基于图2所示的电压转换电路进行扩展而得到的更高降压比的电路以使输入端VI的电压与输出端VO的电压的比值为D：M，且M为＞3的整数。具体的电路扩展方法在后面段落中进行详细描述。
在一实施例中，可以在图2所示电压转换电路的基础上进行扩展以实现D：M的电压变比，其中M＞3。如图6所示，在图2所示的电路结构的基础上，第一储能支路400还包括M-3个扩展单元。其中，M-3个扩展单元包括第一个扩展单元U1、第二个扩展单元U2…第M-3个扩展单元UM-3。
其中，M-3个扩展单元中的第一个扩展单元U1的第一端与第一开关203的第三端连接，第一个扩展单元U1的第二端与第二开关303的第三端连接，M-3个扩展单元中的第K个扩展单元UK的第三端与M-3个扩展单元中的第K+1个扩展单元UK+1的第一端连接，第K个扩展单元UK的第四端与第K+1个扩展单元UK+1的第二端连接，其中K为整数且1≤K≤M-4,M-3个扩展单元中的第M-3个扩展单元UM-3的第三端与第七开关406的第二端连接，第M-3个扩展单元UM-3的第四端与第八开关407的第二端连接。此时，在该实施例中，第一个扩展单元U1的第一端为第一储能支路400的第二端，第一个扩展单元U1的第二端为第一储能支路400的第三端。
其中，每个扩展单元包括第一扩展开关、第二扩展开关、第一扩展电容和第二扩展电容。
以M=5为例，即M-3个扩展单元包括第一个扩展单元U1与第二个扩展单元U2。请一并参阅图6与图7，图7中示例性示出了第一个扩展单元U1和第二个扩展单元U2的电路结构。
如图7所示，第一个扩展单元U1包括第一扩展开关601、第二扩展开关602、第一扩展电容603和第二扩展电容604。第二个扩展单元U2包括第一扩展开关605、第二扩展开关606、第一扩展电容607和第二扩展电容608。
其中，第一扩展开关601的第二端和第二扩展电容604的第二端连接于第一个扩展单元U1的第一端，第一扩展开关601的第三端和第一扩展电容603的第一端连接于第一个扩展单元U1的第三端，第二扩展开关602的第二端和第一扩展电容603的第二端连接于第一个扩展单元U1的第二端，第二扩展开关602的第三端和第二扩展电容604的第一端连接于第一个扩展单元U1的第四端。第一扩展开关605的第二端和第二扩展电容608的第二端连接于第二个扩展单元U2的第一端，第一扩展开关605的第三端和第一扩展电容607的第一端连接于第二个扩展单元U2的第三端，第二扩展开关606的第二端和第一扩展电容607的第二端连接于第二个扩展单元U3的第二端，第二扩展开关606的第三端和第二扩展电容608的第一端连接于第二个扩展单元U2的第四端。控制器分别与第一扩展开关601的第一端、第二扩展开关602的第一端、第一扩展开关605的第一端和第二扩展开关606的第一端连接。
第一个扩展单元U1的第一端与第一开关203的第三端连接，第一个扩展单元U1的第二端与第二开关303的第三端连接，第一个扩展单元U1的第三端与第二个扩展单元U2的第一端连接，第一个扩展单元U1的第四端与第二个扩展单元U2的第二端连接，第二个扩展单元U2的第三端与第七开关406的第二端连接，第二个扩展单元U2的第四端与第八开关407的第二端连接。
在该实施例中，M为奇数，则控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407、M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第二扩展开关（在该实施例中，即为第一个扩展单元U1中的第二扩展开关602）和所有第偶数个扩展单元中的第一扩展开关（在该实施例中，即为第二个扩展单元U2中的第一扩展开关605）导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406、M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第一扩展开关（在该实施例中，即为第一个扩展单元U1中的第一扩展开关601）和所有第偶数个扩展单元中的第二扩展开关（在该实施例中，即为第二个扩展单元U2中的第二扩展开关606）导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第四个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断。
其中，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403、第七开关406、第八开关407和每一个扩展单元中的各扩展开关均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：M，其中，0＜D≤1/2。
在该实施例中，在每一个工作周期中均包括四种工作状态。具体为，在一个工作周期中的第一个工作状态，第一开关203、第四开关304、第五开关402、第八开关407、第一个扩展单元U1中的第二扩展开关602和第二个扩展单元U2中的第一扩展开关605导通，其余开关关断。电流通过第五开关402、第四电容404、第二扩展单元U2的第二扩展电容608、第一个扩展单元U1的第一扩展电容603、第二电容301以及第二电感302从输入端VI传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。电流还通过第四开关304、第一开关203和第二电感302在第一电容201和输出端VO之间传输。此外，第五电容405通过第八开关407、第二扩展单元U2中的第一扩展开关605与第二扩展单元U2中的第二扩展电容608并联，并进行电荷均衡。类似的，第二扩展单元U2中的第一扩展电容607通过第一扩展单元U1中的第二扩展开关602，第二扩展单元U2中的第一扩展开关605与第一扩展单元U1中的第一扩展电容603并联，并进行电荷均衡。类似的，第一扩展单元U1中的第二扩展电容604通过第一扩展单元U1中的第二扩展开关602，第一开关203与第二电容301并联，并进行电荷均衡。储存在第一电感202中的能量通过第三开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。
在一个工作周期中的第二个工作状态，第四开关304导通，且第二开关204保持导通。其余开关均关断。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第四开关304与第二开关204释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。在输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，且在各电容(包括第一电容201、第二电容301等)和输出端VO之间也没有功率传输。
在一个工作周期中的第三个工作状态，第二开关204、第三开关303、第六开关403、第七开关406、第一个扩展单元U1中的第一扩展开关601和第二个扩展单元U2中的第二扩展开关606导通，其余开关关断。电流通过第六开关403、第五电容405、第二扩展单元U2的第一扩展电容607、第一个扩展单元U1的第二扩展电容604、第一电容201以及第一电感202从输入端VI传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。电流还通过第二开关204、第三开关303和第一电感202在第二电容301和输出端VO之间传输。此外，第四电容404通过第七开关406，第二扩展单元U2中的第二扩展开关606与第二扩展单元U2中的第一扩展电容607并联，并进行电荷均衡。类似的，第二扩展单元U2中的第二扩展电容608通过第一扩展单元U1中的第一扩展开关601，第二扩展单元U2中的第二扩展开关606与第一扩展单元U1中的第二扩展电容604并联，并进行电荷均衡。类似的，第一扩展单元U1中的第一扩展电容603通过第一扩展单元U1中的第一扩展开关601，第三开关303与第一电容201并联，并进行电荷均衡。储存在第二电感302中的能量通过第二开关204释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。
在一个工作周期中的第四个工作状态，第二开关204导通，且第四开关304保持导通。其余开关均关断。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第二开关204与第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。在输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，且在各电容(包括第一电容201、第二电容301等)和输出端VO之间也没有功率传输。
继而，当该工作周期中的第四个工作状态结束时，执行下一个工作周期的第一个工作状态，并按照上述方式循环重复。在上述操作下，该电压转换电路的输出电压Vout调节为Vin*D/M。应该注意的是（在此实施例中M=5），D在0到0.5的范围内。换言之，该电压转换电路的输出电压Vout在0V至Vin/(2M)的范围内(在此实施例中Vout在0V至Vin/10的范围内)。
需要注意的是，由于图7所示电路在一个工作周期中的第一个工作状态和第三个工作状态内由输入端VI向输出端VO传输功率的过程中总是有M-1个电容串联连接在输入端VI和第一电感202或第二电感302的第一端之间，这些串联连接的电容在稳态时所承载的电压都是Vin/M。相比而言，在如图3所示的相关技术中，如果延伸到D：M的电压比值时，对应第四电容404位置的电容所需要承受的电压是Vin*（M-1）/M,显著高于本发明图7中第四电容404所需要承载的电压。可见本发明中的电路结构有效地降低了对电容耐压的需求。
图7所示的实施例示例性示出了M=5，即M为奇数时的一种电路结构。图8所示的实施例则示例性示出了M=4，即M为偶数时的一种电路结构。
如图8所示，第一个扩展单元U1包括第一扩展开关601、第二扩展开关602、第一扩展电容603和第二扩展电容604。其中，第一扩展开关601的第二端和第二扩展电容604的第二端连接于第一个扩展单元U1的第一端，第一扩展开关601的第三端和第一扩展电容603的第一端连接于第一个扩展单元U1的第三端，第二扩展开关602的第二端和第一扩展电容603的第二端连接于第一个扩展单元U1的第二端，第二扩展开关602的第三端和第二扩展电容604的第一端连接于第一个扩展单元U1的第四端。控制器分别与第一扩展开关601的第一端和第二扩展开关602的第一端连接。
第一个扩展单元U1的第一端与第一开关203的第三端连接，第一个扩展单元U1的第二端与第二开关303的第三端连接，第一个扩展单元U1的第三端与第七开关406的第二端连接，第一个扩展单元U1的第四端与第八开关407的第二端连接。
在该实施例中，M为偶数，则控制器进一步用于：在一个工作周期中的第一个工作状态，控制第一开关203、第四开关304、第六开关403、第七开关406、M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第二扩展开关(在该实施例中，即为第一扩展单元U1中的第二扩展开关602)和所有第偶数个扩展单元中的第一扩展开关（该实施例中不存在第偶数个扩展单元中的第一扩展开关）导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第二个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期中的第三个工作状态，控制第二开关204、第三开关303、第五开关402、第八开关407、M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第一扩展开关(在该实施例中，即为第一扩展单元U1中的第一扩展开关601)和所有第偶数个扩展单元中的第二扩展开关（该实施例中不存在第偶数个扩展单元中的第二扩展开关）导通，并控制其他开关关断；在一个工作周期的第四个工作状态，控制第二开关204、第四开关304导通，并控制其他开关关断。
其中，第一开关203、第三开关303、第五开关402、第六开关403、第七开关406、第八开关407、每一个扩展单元中的各扩展开关均以第一占空比D交替导通与关断，第二开关204与第四开关304以与第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使输出端VO的电压与输入端VI的电压的比值为D：M，其中，0＜D≤1/2。
在该实施例中，在每一个工作周期中均包括四种工作状态。具体为，在一个工作周期中的第一个工作状态，第一开关203、第四开关304、第六开关403、第七开关406、第一扩展单元U1中的第二扩展开关602导通，其余的开关关断。电流通过第六开关403、第五电容405、第一个扩展单元U1的第一扩展电容603、第二电容301以及第二电感302从输入端VI传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。电流还通过第一开关203、第四开关304和第二电感302在第一电容201和输出端VO之间传输。此外，第四电容404通过第七开关406，第一扩展单元U1中的第二扩展开关602与第一扩展单元U1中的第一扩展电容603并联，并进行电荷均衡。类似的，第一扩展单元U1中的第二扩展电容604通过第一扩展单元U1中的第二扩展开关602，第一开关203与第二电容301并联，并进行电荷均衡。储存在第一电感202中的能量通过第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。
在一个工作周期中的第二个工作状态，第二开关204导通，且第四开关304保持导通。其余开关均关断。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第二开关204与第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。在输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，且在各电容(包括第一电容201、第二电容301等)和输出端VO之间也没有功率传输。
在一个工作周期中的第三个工作状态，第二开关204、第三开关303、第五开关402、第八开关407、第一扩展单元U1中的第一扩展开关601都导通，其余开关关断。电流通过第五开关402、第四电容404、第一个扩展单元U1的第二扩展电容604、第一电容201以及第一电感202从输入端VI传输到第十电容501和输出端VO处的系统负载。电流还通过第二开关204、第三开关303和第一电感202在第二电容301和输出端VO之间传输。此外，第五电容405通过第八开关407，第一扩展单元U1中的第一扩展开关601与第一扩展单元U1中的第二扩展电容604并联，并进行电荷均衡。类似的，第一扩展单元U1中的第一扩展电容603通过第一扩展单元U1中的第一扩展开关601，第三开关303与第一电容201并联，并进行电荷均衡。储存在第二电感302中的能量通过第二开关204释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。
在一个工作周期中的第四个工作状态，第四开关304导通，且第二开关204保持导通。其余开关均关断。存储在第一电感202与第二电感302中的能量分别通过第二开关204与第四开关304释放到第十电容501和输出端VO处的系统负载。在输入端VI和输出端VO之间没有功率传输，且在各电容(包括第一电容201、第二电容301等)和输出端VO之间也没有功率传输。
继而，当该工作周期中的第四个工作状态结束时，执行下一个工作周期的第一个工作状态，并按照上述方式循环重复。在上述操作下，该电压转换电路的输出电压Vout调节为(Vin*D)/M（在此实施例中M=4）。应该注意的是，D在0到0.5的范围内。换言之，换言之，该电压转换电路的输出电压Vout在为0V至Vin/(2M)的范围内(在此实施例中Vout在0V至Vin/8的范围内)。
本申请实施例还提供一种电子设备，该电子设备包括本申请任一实施例中的电压转换电路。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (8)

1.一种电压转换电路，其特征在于，包括：
输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制器；
其中，所述第二储能支路包括第一电容、第一电感、第一开关与第二开关，所述第三储能支路包括第二电容、第二电感、第三开关与第四开关；
所述输入端与所述第一储能支路的第一端连接，所述第一电容的第一端分别与所述第一储能支路的第二端及所述第一开关的第三端连接，所述第一电容的第二端分别与所述第三开关的第二端、所述第四开关的第三端及所述第一电感的第一端连接，所述第一开关的第二端分别与所述第二开关的第三端、所述第二电容的第二端及所述第二电感的第一端连接，所述第二电容的第一端分别与所述第一储能支路的第三端及所述第三开关的第三端连接，所述第一电感的第二端与所述第二电感的第二端均与所述输出端连接，所述第二开关的第二端与所述第四开关的第二端均接地；
所述控制器分别与所述第一开关的第一端、所述第二开关的第一端、所述第三开关的第一端及所述第四开关的第一端连接，且所述控制器与所述第一储能支路中的各开关连接；
所述控制器用于控制所述第一储能支路、所述第二储能支路及所述第三储能支路中的各开关的导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M；
其中，M为≥3的整数，D为所述控制器输出的控制所述第一开关与所述第三开关的信号的第一占空比，且所述控制器输出的控制所述第二开关与所述第四开关的信号的占空比大于所述第一占空比。
2.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一储能支路包括第五开关、第六开关、第七开关、第八开关、第三电容、第四电容与第五电容；
所述第五开关的第三端与所述第六开关的第三端及所述第三电容的第一端均与所述输入端连接，所述第三电容的第二端接地，所述第五开关的第二端分别与所述第七开关的第三端及所述第四电容的第一端连接，所述第四电容的第二端与所述第二电容的第一端连接，所述第七开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第六开关的第二端分别与所述第八开关的第三端及所述第五电容的第一端连接，所述第五电容的第二端与所述第一电容的第一端连接，所述第八开关的第二端与所述第三开关的第三端连接；
所述控制器分别与所述第五开关的第一端、所述第六开关的第一端、所述第七开关的第一端和所述第八开关的第一端连接。
3.根据权利要求2所述的电压转换电路，其特征在于，当M=3时，所述控制器进一步用于：
在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第五开关、所述第八开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第二个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第六开关、所述第七开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第八开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比(1-D)交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：3，其中，0＜D≤1/2。
4.根据权利要求2所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一储能支路还包括M-3个扩展单元；
其中，每个扩展单元包括第一扩展开关、第二扩展开关、第一扩展电容和第二扩展电容；
所述第一扩展开关的第二端和所述第二扩展电容的第二端连接于所述扩展单元的第一端，所述第一扩展开关的第三端和所述第一扩展电容的第一端连接于所述扩展单元的第三端，所述第二扩展开关的第二端和所述第一扩展电容的第二端连接于所述扩展单元的第二端，所述第二扩展开关的第三端和所述第二扩展电容的第一端连接于所述扩展单元的第四端；
其中，M-3个扩展单元中的第一个扩展单元的第一端与所述第一开关的第三端连接，所述第一个扩展单元的第二端与所述第二开关的第三端连接，所述M-3个扩展单元中的第K个扩展单元的第三端与所述M-3个扩展单元中的第K+1个扩展单元的第一端连接，所述第K个扩展单元的第四端与所述第K+1个扩展单元的第二端连接，其中K为整数且1≤K≤M-4,所述M-3个扩展单元中的第M-3个扩展单元的第三端与所述第七开关的第二端连接，所述第M-3个扩展单元的第四端与所述第八开关的第二端连接；所述控制器分别与每个所述扩展单元中的所述第一扩展开关的第一端和所述第二扩展开关的第一端连接。
5.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，当M为奇数时，所述控制器进一步用于：
在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第五开关、所述第八开关、所述M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第二扩展开关和所有第偶数个扩展单元中的第一扩展开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第二个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第六开关、所述第七开关、所述M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第一扩展开关和所有第偶数个扩展单元中的第二扩展开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的各扩展开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M，其中，0＜D≤1/2。
6.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，当M为偶数时，所述控制器进一步用于：
在一个工作周期中的第一个工作状态，控制所述第一开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第二扩展开关和所有第偶数个扩展单元中的第一扩展开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第二个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期中的第三个工作状态，控制所述第二开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述M-3个扩展单元中所有第奇数个扩展单元中的第一扩展开关和所有第偶数个扩展单元中的第二扩展开关导通，并控制其他开关关断；
在一个工作周期的第四个工作状态，控制所述第二开关、所述第四开关导通，并控制其他开关关断；
其中，所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第八开关、每一个扩展单元中的各扩展开关均以所述第一占空比D交替导通与关断，所述第二开关与所述第四开关以与所述第一占空比D互补的第二占空比（1-D）交替导通与关断，以使所述输出端的电压与所述输入端的电压的比值为D：M，其中，0＜D≤1/2。
7.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路还包括滤波支路；
所述滤波支路包括第十电容，所述第十电容的第一端与所述输出端连接，所述第十电容的第二端接地。
8.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-7任意一项所述的电压转换电路。
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