CN101473506B

CN101473506B - 多个开关变换器的控制设备

Info

Publication number: CN101473506B
Application number: CN2006800550344A
Authority: CN
Inventors: C·阿德拉格纳; G·加塔瓦里
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2006-06-21
Filing date: 2006-06-21
Publication date: 2011-09-07
Anticipated expiration: 2026-06-21
Also published as: CN101473506A; US8604643B2; WO2007148354A1; EP2033289A1; US20090152949A1

Abstract

公开了一种多个开关变换器(Convl.ConvN)的控制设备；每个变换器包括至少一个功率开关并且与该至少一个功率开关的控制电路(Modl...ModN)相关联。该控制设备包括装置(100)，用于将代表多个变换器(Convl.ConvN)的负载的信号(CTRL)与多个参考信号(Vrefl...Vref(N-1))相比较并且用于响应所述比较以便使能或者禁止所述多个控制电路(Modl...ModN)中的至少一个。

Description

多个开关变换器的控制设备

技术领域

本发明涉及一种多个开关变换器的控制设备。

背景技术

在现有技术中，多个变换器是已知的；它们是通过两个或多个任意标准类型(例如，降压、回扫、升压等)的开关变换器并联组合的方式制成的，典型地，所有的都是相同的，这样，它们共用同样的电压源并且在同样的负载上分配功率。然后如果以这样的变换器控制方法被激活，那么基本上包括以合适的方式交错的PWM脉冲序列来控制每一个变换器，其更适合被称之为“多相”变换器。

当使用单一变换器不能实现或者遵照设计说明不经济时使用多个和多相的方法。在这些方法可能合适的情况中最明显的情况是大功率和/或大电流。事实上，总功率或电流能被数量为n的变换器细分，其中的每一个都能被换算以便承载N分之一。除此之外，在多相方法的特定背景中，使用合适时间控制单一变换器的PWM脉冲序列可以得到其所有的参数而不需要单独测量。例如，所有变换器的输入(或输出)的波纹电流最小化或者设置在一定情况下达到零是可能的，因此优化电压并进而减小由优化而影响的电容器的工作台成本；或者，仍然利用合适的控制方法，整个系统能被制成相当于一个整体，其工作的频率与各个单独频率之和相同，因此使磁性部分的尺寸变小并且获得了由单一变换器难以达到的动态性能。

图1所示两相降压变换器用于提供台式计算机和笔记本计算机中的现代处理器，具有极低电源电压(低于1.8V)、高消耗(大于90A)和极高消耗动力(大于1A/ns)的特点。下面，将特别参考多相变换器；不过，需要指出的是在多个变换器方法的简化方案中所有标记也依然有效。

正如已经提到的那样，导致使用多相变换器的基本需要是大功率。在这种情况下，当该系统被要求满负荷工作时可以导出从多个变换器的使用中受益最大，然而随着负荷的减少，许多可用的变换器导致出现冗余。除了一些供应系统中需要冗余来保证极高水平的服务持续性的情况之外，一般情况下这构成了一种浪费。此外，在减少负荷时，与控制相关的能量损耗(例如FET晶体管的驱动)，以及一系列不考虑负荷的能量的损耗(例如与功率元件的负载和卸载寄生电容相关的损耗)开始变得重要并且系统的变换效率(也就是返回到负荷的功率与由输入电源吸收的功率之间的比例)开始迅速减小。

在许多系统中，其可以具有非操作的所谓的等待状态，其特征是极大的减少为其供应电流的变换器的负荷，符合任意的标准或所要求的建议，其目的是调整在前述状态中这些装置的能量消耗的减少(例如能源之星、能源2000、蓝色天使(Bule Angel)，等)。在这种情况下，上面提到的能量损耗的减少对于达到合格就变得很重要。

有时，如果保证单一变换器的损耗落入在所推荐的限制内不是一件容易完成的任务，那么，容易想象到多个变换器将加重这项任务完成的难度。因此有必要拓展用于单一变换器的已知技术到多个或多相变换器中或利用新的特别用于多个或多相变换器的技术来完善现有技术，以这种方式来使系统设计者的任务变得容易。

在以上情况中，用于单一变换器的负载消耗和基本上所有所涉及的变换器的操作频率的减少限制到最低或零的各种技术是已知的。很明显，在一个多相变换器中，由N个单一变换器复合而成(命名为N相变换器)，这些技术中的任何一个都能应用到全部N个变换器中的每一个。因此如果Pin0是由单一变换器吸收的输入功率(为了简化认为所有的都相同)在负载情况下，例如零，在这些情况下用于N相变换器的功率吸收将是N·Pin0。尽管Pin0很小，如果N足够大，那么N·Pin0可能超过N相变换器所属的功率等级中所设定的限制值。

发明内容

考虑到所公开的现有技术，本发明的目的是提供一种用于多个变换器的控制设备，其使变换器的损耗减少。

根据本发明，这一目的由多个开关变换器的控制设备来实现，每个变换器包括至少一个功率开关并与所述至少一个功率开关的控制电路相关联，其特征在于包括装置，适用于将代表多个开关变换器负荷的信号与多个参考信号相比较，并用于使所述多个控制电路的至少一个有效或失效以响应所述比较。

由于本发明可能制作一种用于多个开关变换器的控制设备使从中到低的负荷变换效率达到最优，从而减少由于负荷减少而效率降低的正常比率。进一步地，所述控制设备在零负荷时能将能量消耗降到最低，从而减少单一变换器的能量消耗并且保持单一变换器的开关周期之间的时间关系，从而保持应用于多个变换器的附加参数(例如最小化电流波纹)。

附图说明

本发明的特征和优点从下面其实施例的详细描述中将变得更加明显，在所包括的附图中其阐述作为非限制性实施例，其中：

图1是根据现有技术构造的降压两相变换器的图示；

图2是用于多相变换器的脉冲产生装置方框图和相应时间图的图示；

图3是根据本发明第一实施例构造的控制设备方框图的图示；

图4是根据本发明第二实施例构造的控制设备方框图的图示；

图5是根据本发明第三实施例构造的控制设备方框图的图示；

图6是图2-5中电路的功能块10的可能实施例的图示；

图7a和7b是图2-5中电路的功能块10的其他可能实施例的图示；

图8是图3-5中电路的装置101的可能实施例的图示；

图9是图8中电路所获得的信号CTRL与输出功率Pout之间函数关系图的图示；

图10是图3-5中电路的装置101的另一可能实施例的图示；

图11是图10中电路所获得的信号CTRL与输出功率Pout之间函数关系图的图示；

图12是图8中电路的实施例一种形式的图示；

图13是图10中电路的实施例一种形式的图示；

图14是图8中电路的另一形式的图示；

图15a和15b是图8和图10中电路其他实施例的图示；

图16是用于PWM调节器的软停止功能实施例的图示；

图17是用于PWM调节器的软停止功能一种形式的图示；

图18是图3-5中电路的功能块1的实施例的图示；

图19是图3-5中电路的功能块2的实施例的图示；

图20是图3-5中电路的功能块1和2的另一实施例的图示；

图21-23是图3中电路的调节器的可能实施例的图示；

图24-26是图5中电路的调节器的可能实施例的图示。

具体实施方式

参考图2所示的方框图和相应时间图，方框图包括功能块1，时钟产生器，和2，其为时间分割装置；根据现有技术，所述功能块能通过对于任何一种多相变换器系统的脉冲产生装置的方式来制作。

如果它是固定频率变换器的系统，那么功能块1将可以是由使用者通过外部无源元件的方式编程的振荡器；如果它是滞后控制变换器或者自振荡变换器的系统，那么功能块1将包括不同变换器之间的主从设计系统。在每种情况中，功能块1产生周期Tsk的信号CLK，该周期Tsk表示整个系统的时基。

功能块2接受输入端中的信号CLK并且在N输出端中产生其信号Clkj(j＝1，2，…N)，其相互之间通过周期Tsw/N在时间上交替。如果假设信号Clk1与信号CLK同步，那么每个调节器Mod1…ModN将通过信号PWM1…PWMN的方式控制每个变换器Conv1…ConvN，更精确的说是单一变换器的功率开关，以这样一种方式，每个单一变换器以N/Tsw的频率操作。在一些实际实施方式中两个功能块1和2可以被认为是相互之间没有实体上的区别并且将他们分割为两个功能块是简单的概念上的分割。

信号CTRL是多个变换器Conv1…ConvN的负荷情况的指示信号。信号CTRL是由负反馈控制回路产生，其通过功能块10的方式调节多个变换器Conv1…ConvN的输出电压Vout并且供应到所有调节器Mod1…ModN。因此这种结构取决于用于单一变换器的控制方法和所使用的调制类型。所取决的控制，主要是随着其变量使用“电压模式”和“电流模式”调节器。在前一种情况中，调节器的输入信号Rj(j＝1，…N)是电压斜线上升的，这在相互之间完全相同，其通过功能块1产生，并且与信号Clkj在时间上相关联。在后一种情况中，信号Rj立刻成为与第j个变换器的功率开关中的电流成比例的瞬时电压斜线上升。至于所关心的调节，具有“下降沿”调节器，其功率开关的传导周波的开始由信号CLK(典型脉冲)和CTRL和Rj之间比较的结果来设置，“上升沿”调节器，其信号CLK(典型脉冲)决定传导周波的结束，而CTRL和Rj之间的比较决定传导周波的开始，以及“双沿”调节器，其典型Clkj和Rj在三角形载波信号中被识别并且后者与CTRL之间的比较决定传导周波的开始和结束。

从而，公开了前面提及的功能块输出的调制PWM信号通过合适的接口互电路驱动单一变换器的功率开关。

正如CTRL，所有的都相同，多个变换器Conv1…ConvN的负荷平均分布在单个变换器之间。因此可以称为，以一种等价的方式，CTRL电平依靠每个单一变换器所承载的负荷水平，其约等于总量的1/N。

参考图3所示的根据本发明构造的控制设备的方框图。该装置一般可应用到所有类型，不论它们是非绝缘的还是绝缘的(即具有绝缘变压器的类型)，都具有直流输入和修正的正弦电压例如PFC(功率因数修正器)，典型地，升压类型的特定开关变换器，其从交流电源中吸收与电压同相位的正弦电流。

而且，控制设备也应用到那些N相变换器，其单一元件通过其固有属性，不在系统振荡器的固定频率下操作而是根据其操作情况确定其操作频率，即依靠输入电压和输出电流(例如，滞后控制变换器和自振荡变换器)，其中从系统意味着变换器之一(“主”变换器)为其他所有变换器(“从”变换器)设置开关频率。

图3中示出了装置100适合控制与相应的变换器的功率开关相关联的PWM调节器1…N。装置100包括一组比较器C1…Cq，具有1≤q≤N-1或者滞后，信号CTRL被应用到其输入端，信号CTRL指示多个变换器Conv1…ConvN的负荷情况以及参考电压Vrefi(i＝1，…q)被应用到其他输入端，其值不是单调的依照从1上升到q的顺序。优选地，假设如果CTRL＞Vrefi，这些比较器的输出为高逻辑电平，否则为低逻辑电平。装置100包括监控装置101，在其输入端接收比较器C1…Cq的输出，以及，可选择地，附加控制变量Vk(k＝1，2，…p)。装置101，基于其所有输入的逻辑状态，提供ENj信号(j＝1，2，…N-1)，其能使NPWM调节器的N-1的操作有效或失效。当第j个调节器失效，这意味着其输出总是例如总是保持由后者控制的功率开关断开；这也意味着第j个变换器已经失效。进一步地，装置101，基于处于低逻辑状态的信号Enj的数量M，因此失效的调节器/变换器的数量通过信号线ADJ_Φ以下述方式作用在功能块2上，该方式为有效输出N-M的Clkj信号以Tsw/(N-M)的时间间隔交替。可选择地，在系统中其单一变换器的电流波纹取决于其操作频率，装置101或可选择地功能块2将通过信号线ADJ_T作用以下述方式在功能块1上，该方式为其周期为Tsw·(N-M)/N，因此每个单一变换器将继续以相同的频率操作从而处于相同的电流波纹水平。

从而N相变换器来自于多个变换器Conv1…Convn操作对于只要负荷保持在特定水平之上的所有有效的N相，该特定水平的CTRL信号例如为CTRL＞Vref1(具有CTRL＞Vrefq)。如果负荷例如为CTRL＜Vrefh(h＝1，…q-1)(具有CTRL＜Vref(q-(h+1)))那么n个比较器Ci的h具有在低逻辑状态时的输出，由装置100的逻辑指示的N个变换器的M(M＝0，…N-1)是断开的，并且N-M个有效变换器的Clkj信号之间交替间隔变为Tsw/(N-M)。可选择的，取决于单一变换器的类型以及其操作模式(假设为现有技术中已知)，CLK信号频率增加，其方式为单一变换器的开关周期为Tsw·(N-M)/N。应该很明显注意到，响应于一个或多个变换器的开关断开，因此所保留的每一个都必须承载大量的功率，信号CTRL的值增加，其原因是为Ci比较器提供合适的设定滞后值。

当负荷例如为CTRL＜Vrefq(CTRL＜Vref1)时仅仅第N个变换器是有效的并且对于后者已知技术能应用于单一变换器以最小化低负荷或零消耗。如果负荷以这样的方式增加，CTRL＞Vrefh(h＝1，…q-1)(CTRL＞Vref(q-(h+1))(h＝1，…q-1))越来越多的使Ms(M＝1，…N-1)个断开的变换器有效，直到返回满负荷CTRL＞Vref1(CTRL＞Vrefq)所有Ns将再次可操作。

图4中示出了具有根据本发明第二实施例的控制设备；所述装置在“下降沿”型的PWM调节器的情况中是有用的，即其功率开关的传导周波由信号Clkj初始化并且由CTRL和Rj之间的比较结果终止。实质上不同于后者的是通过缺少信号ENj(j＝1，2，…N-1)和通过PWM调节器的失效功能的事实来体现的，因此相关联的变换器托付到功能块2上。事实上后者仅仅通过不再输送相应时钟信号Clkj来使第j个调节器失效，以至于由其控制的功率开关不接通。

图5中示出了具有根据本发明第三实施例的控制设备；所述装置中每个PWM调节器通过信号Φ_j(j＝1，2，…N-1)来代替来自装置101的信号线ADJ_Φ与功能块2进行通信。在这种情况中，任何在功能块1上的作用都必须通过功能块2来激活。

图6中示出了图2-5中的功能块10的可能实施例，其中变换器是非绝缘的。功能块10包括设置在电压Vout和接地GND之间的两个串联电阻R1和R2，误差放大器300，其具有连接到电压源Vref300的非反向输入端子和连接到电压V300＝R2×Vout/(R1+R2)的反向输入端子，以及设置在放大器300的输出端和反向输入端子之间的反馈网络301。

在图7a和7b中示出了图2-5的功能块10在绝缘变换器情况下的可能实施例。电压Vout是位于声光耦合器400的侧面401的输入端，并且连接到电阻R400的声光耦合器的其他侧面连接到电压发生器V400(图7a)或连接到并联于电阻R400(图7b)的电流发生器I400。

随后，公开了用于无冗余的N相变换器的可操作的实施例，即N-1相不足以承载满负荷，或者换句话说，每个变换器被设计为最多承载总功率的1/N。为了简化说明，令N＝3，q＝2，p＝2并且信号CTRL代表与负荷精确成比例(CTRL＝K·Pout)的负荷情况以及，为了确定概念，令其动态值包含在0和3V之间。

对于具有滞后的比较器，通过选择合适的比较器滞后值，原则上可能利用所述比较器的输出直接作为信号EN1和EN2，如图8所示。由该电路获得的Pout和CTRL之间的关系如图9中所示，其描述如下。

假设从最大负荷条件(标定功率)下启动，因此所有容器接通。这种情况下具有代表性的点是CTRL＝3V，Pout＝100％，两个比较器的输出为高电平，因此EN1＝EN2＝1。通过减少负荷，具有代表性的点将沿着线50运动到点CTRL＝Vref1＝1.5V，Pout＝50％，在这里比较器C1的输出变为低电平从而变成EN1＝0并且变换器Conv1被关断，留下变换器Conv2和Conv3工作。这样导致的结果是，在触发C1之前，承载标定功率的16.7％的每个变换器，现在将不得不承载标定功率的25％，所以输出电压调制系统将CTRL的值从1.5V移动到2.25V，接收功率是必要的，如具有代表性的点所示从线50到线51穿越恒定功率的水平部分。

当C1的输出变为低电平时，其变为Vref1＝2.5V，以至于信号CTRL，尽管其增加，将不改变C1的输出，仍然保持低电平。为了使C1重新打开并且重新激活变换器Conv1，CTRL必须超过2.5V的阈值，即等于标定值50％的负荷，必须变为大于标定值的55.6％。通过进一步减少负荷，具有代表性点移动到线51上，达到点CTRL＝Vref2＝1V，Pout＝22.2％，这里C2的输出也变为低电平，并且除EN1＝0之外，也出现了EN2＝0并且变换器Conv2关断，仅仅留下变换器Conv3工作。结果是，在比较器C2的触发之前承载标定功率的11.1％的变换器Conv3，现在必须自己承载该负荷并且为了这样做，调节系统将CTRL值从1V变为2V，如具有代表性的点所示从线51到线52穿越恒定功率的水平部分。

当输出C2变为低电平时，其变为Vref2＝2.5V，因此CTRL，尽管其增加，将不改变输出C2，仍然保持低电平。为了重新打开C2并且重新激活变换器Conv2，CTRL必须超过2.5V的阈值，即等于标定值的22.2％的负荷必须变为大于标定值的27.8％。通过进一步减少负荷，具有代表性的点将沿着线52移动，对于变换器Conv3，在负荷落到低于适当值之下时，将根据类型应用已知技术使其功率损耗达到最小。

通过增加负荷，前面提及的线50-52沿着相对方向运行：只要负荷达到总量的27.8％(CTRL＝2.5V)，输出C2为高电平以及EN2＝1并且将使变换器Conv2再次使能；以这种方式在每个变换器上平分负荷，CTRL将从2.5V减少到大约1.25V，留下C2仍然保持高电平(当C2被触发时阈值Vref2返回到1V)，并且指示了线51上的具有代表性的点。仍然通过进一步增加负荷，点将沿着线51上升直到通过变为大于标定值的55.6％(CTRL＝2.5V)，输出C1也再次变为高电平，获得EN1＝1并且使变换器Conv1再次使能。这样，每个变换器的负荷变为18.5％而且变成CTRL＝1.67V，留下C1仍然保持高电平(当C1被触发时阈值Vref1返回到1.5V)并且具有代表性的点返回到线50。

随着功能块1和2的合适结构，信号EN1和EN2能被用作线ADJ_Φ以及，可能，ADJ_T。

合适滞后选择使比较器在无滞后中使用。然而，在这种情况中，控制信号EN1和EN2的逻辑不是前述情况的简单组合，正如记录多少个和哪个变换器被关断来决定比较器的触发必须产生的作用是必要的。

在我们的情况中，由于两个变换器可以被接通或断开，我们将有两个“状态变量”EN1、EN2，我们将其假设为边缘触发设置重置类型的两个触发器FF1、FF2的输出。令S1和S2代表设置信号，R1、R2代表重置信号。C1和C2指示两个同名比较器的逻辑输出，分别涉及较大参考电压Vref1和较小参考电压Vref2。基于这种选择，明显看到如果C1＝1，那么必须是C2＝1，正如如果EN1＝1则它也是EN2＝1。

通过利用正逻辑，本发明的目的的方法论能通过以下布尔表达式来翻译：R1＝1如果C2＝0与EN1＝1，R2＝1如果C2＝0与EN1＝0与EN2＝1，S2＝1如果C1＝1与EN1＝0与EN2＝0，S1＝1如果C1＝1与EN1＝0与EN2＝1.所述逻辑通过电路120的方式完成，其中与门121在输入端具有信号C1，触发器FF2的Q和触发器FF1的非Q以及在输出端的FF1的信号设置S1，与门122在输入端具有信号C2和FF1的Q以及在输出端的FF1的信号重置R1，与门123在输入端具有信号C1，FF1的非Q和FF2的非Q以及在输出端的FF2的信号设置S2并且与门124在输入端具有信号C2，FF1的非Q和FF2的Q并且在输出端提供FF2的重置信号R2。

完成前述布尔功能的电路在图10中阐述，(为了简明，C2的输入以这样一种方式交换来节省变换器)同时Pout和CTRL之间的关系从该电路中获得，其在图11中被阐述并且公开如下。

假设启动点为最大负荷情况(标定功率)，因此所有变换器接通。这种情况的具有代表性的点是CTRL＝3V，Pout＝100％并且获得C1＝1，C2＝0以及EN1＝EN2＝1。通过减少负荷，具有代表性的点将沿着线60移动，当负荷达到标定负荷的83.3％时其变成C1＝0，但是这不引起触发器输出的任何变化，其仅仅抑制设置信号。通过进一步减小负荷到点CTRL＝Vref2＝1V，Pout＝33.3％，其变成C2＝1以至于具有EN1＝1R1＝1以及FF1被重置，以至于其变成EN1＝0并且变换器Conv1被关断，留下变换器Conv2和Conv3工作。结果，在C2被触发之前，承载标定功率的11.1％的每个变换器，现在必须承载标定功率的16.7％，以至于电压输出调节系统将CTRL值从1V变为1.5V，其必须承载所述功率，如具有代表性的点所示通过从线60运动到线61穿过恒定功率水平部分。再次具有C2＝0但是，重新激活变换器1，C1＝1，即CTRL必须超过2.5V的阈值，即目前为标定值的33.3％的负荷，必须变成大于标定值的55.6％。

通过进一步减少负荷，具有代表性的点移动到线61，直到，也再次，CTRL＝Vref2＝1V，但是具有Pout＝22.2％。将再次发生C2＝1，当EN1＝0并且EN2＝1变成R2＝1并且FF2以这样的方式重置，即除此之外EN1＝0，而且EN2＝0并且变换器Conv2关断。仅留下变换器Conv3工作。由此得到结果，在C2被触发之前承载标定功率的11.1％的变换器Conv3现在必须单独承载该负荷，并且为了这样做，调节系统将使CTRL值从1V变为2V。如具有代表性的点所示从线61到线62穿过恒定功率的水平部分。再次获得C2＝0，但是为了再次激活变换器Conv2就必须使得C1＝1，即CTRL需要超过2.5V的阈值，即目前等于标定值的22.2％的负荷变成标定值的27.8％。

通过进一步减少负荷，具有代表性的点将沿着线62移动。对于变换器Conv3，当负荷落在合适的值之下时，将根据类型应用已知技术使功率损耗降到最低。

通过增加负荷，前面提及的线60-62沿相反的方向运动，只要负荷到达总量的27.8％(CTRL＝2.5V)，C1＝1发生，因此当EN1＝EN2＝0时其变成S2＝1，FF2被设置，其变成EN2＝1并且将使变换器Conv2再次使能。结果，通过对每个变换器平分负荷，CTRL将从2.5V减少到大约1.25V，从而仍然得到C1＝0。通过继续增加负荷，该点继续沿着蓝线移动上升，直到通过变成大于标定值的55.6％(CTRL＝2.5V)，再次得到C1＝1，因此，当EN1＝0，EN2＝1其变成S1＝1，FF1被设置，其变成EN1＝1并且将使变换器1再次使能。这样每个变换器上的负荷变为18.5％并且变为CTRL＝16.7V并且具有代表性的点返回到线60上。

也是在此情况下，随着功能块1和2的合适的结构，同样的信号EN1和EN2将能被用作线ADJ_Φ以及，可能，ADJ_T。

当一个或多个变换器被接通或断开，信号CTRL不是根据等级变量从初始值到由输出电压的调节回路指示的新的平衡值，而是通过在多数情况下为阻尼振荡类型的晶体管。因此，在换相期间CTRL具有对于新的平衡值的下冲或过冲，其全部通常与瞬时幅值成比例，并且可能从而超过一个或多个比较器的滞后或阈值的幅值。这可以引起两种效果：首先，负荷变量作为一个整体不触发比较器并且从而引起变换器接通/断开(假设仅考虑初始化和最终初始化以及最终CTRL值)，可以临时使CTRL低于或高于其中一个阈值并且引发不期望的接通或断开；其次，随着整体的负荷变化，例如引起一个或多个比较器触发，过度的过冲/下冲比较器的磁滞值或阈值，后者将切换返回到预定状态。在前面提及的现象可以导致系统不稳定之前，因为比较器继续在一个状态和另一个状态之间切换，引起单个变换器持续的接通和断开，其很明显是不期望的或有害的。

为了消除或最小化触发这种不稳定的可能性，在电路的可操作实施例中，从图8和10中所示的电路开始，可选择地或者结合需要增加额外的能抵制前面提及的过冲/下冲的逻辑进而确保所述过冲/下冲最小化或完全消除。

图8中的电路必须产生逻辑信号以屏蔽临时CTRL摆动超出特定的阈值。这相当于引入了延时。关于这，应该注意到在关断变换器之前甚至长的延迟都是可容忍的(效率是规则操作的问题)但是当其在接通时必须相当短：随着突然负荷增加超过工作数量的变换器能承受的范围，在接通时过度的延时将引起输出电压调节的临时损耗。

一个基于图8中电路实施例的可操作实例如图12示出，其通过保持其在图9所示的函数关系，以免于CTRL的瞬时振荡。在该电路中，在每次切换之后，每个比较器都去激活一段由感应其输入的两个边缘的单稳多谐振荡器500固定的时间Tmask，由此方式来冻结其状态。很明显，时间Tmask必须足够长以屏蔽CTRL的下冲过冲但是并不是只要延时就可能随着负荷的快速和经常变化重启，正如输出电压的临时损耗调节。

另一个基于图8中的电路实施例的例子如图13所示(仅仅用于比较器C1，在C2上将必须复制相同的电路)。在那里，每次切换之后，比较器的滞后增加一段时间Tmask，这样CTRL的下冲/过冲不再使其重新切换。通过两个单稳多谐振荡器Mv1和Mv2是可能实现的，具有输入端的第一个单稳多谐振荡器感应负边缘而具有输入端的另一个单稳多谐振荡器感应正边缘。当C1变成低电平来断开变换器Conv1，在断开CTRL之后将突然增加可能的过冲，以至于通过由单稳Mv1控制上拉Q1的接通，C1的阈值临时移动到值Vmax(例如5V)，如果另一方面C1升高再次接通变换器Conv1，在电压再次接通之后，CTRL将随着可能的下冲再次突然减少，以使得通过由单稳Mv2控制下拉Q2的接通，C1的阈值临时变到零。

在这种情况中，时间Tmask也必须足够长来屏蔽CTRL的下冲/过冲但是不能太长以至延时新的接通可能随后引起负荷快速和经常的变化正如临时失去输出电压的调节。

用于图8中使电路免免疫的同样的概念能用在图10的电路中。在图14中，示出了一个实施例，在特定方面，组合了两种技术。两个单稳多谐振荡器用于每个线(M1_1和M1_2用于EN1，并且M2_1和M2_2用于EN2)是两个接两个地感应负边缘(M1_1和M2_1)和正边缘(M1_2和M2_2)。在图13中的电路公开了相同的方法，分别在变换器断开和接通之后比较器C1和C2的输出端屏蔽一段时间Tmask。

至今该方法考虑的基本限制在于时间Tmask的持续时间的协调上，其在整体控制设备的设计期间被设置，以至于覆盖最多可能的应用情况，然而，没有以下确定的事实：随着负荷具有广泛的和经常的变化，没有故障，这是因为监控系统实际上在每次干预之后都会抑制特定一段时间。

在转换期间CTRL下冲和过冲的完全最小化或消除能通过改进接通和断开的先后顺序的方式来实现。

基于前面的标准，随着负荷的减少多于一个的变换器必须关断，所述的变换器一个接一个地切断，在一个断开和另一个断开之间插入一段延时。这样，总的瞬态被分割为几个较小幅度的瞬态，因此过冲和下冲也具有较小的幅度。在图15a和15b中，以举例的方式，示出了在图8和图10的电路中如何完成上述功能的。

至于图8中的电路，增加了或门和延迟单元Td(图15a)；延迟单元Td在输入中具有信号E1并且提供输出信号，该输出信号输入到具有信号C2的或门600。当C2输出为低电平时，信号EN2将变为低电平，假设EN1已经在与Td相等的至少一段时间为低电平。至于图10中的电路，已经增加的延迟单元Td(图15b)具有在输入端的FF触发器1的非输出Q和适合于将输出信号提供到与门，其供应信号R2。

至今所考虑的该改进的关断标准不涉及装置100但是介入调节器PWM上。基本思想是当信号ENj变为低电平时不突然断开第j个变换器而是逐步地减少由后者承载的功率从决定转换的值到ENj的零，以至于使得CTRL的逐渐增加结果并且达到最小化，如果不能完全消除，那么该结果过冲。在重启中特定的循序性，将用于减少结果下冲，实际上重启被认为是软启动，但是非常简短地阻止来自调整输出电压的损失。

因为关于Enj转换到零，第j个变换器的实际关断被延迟，所以如在前面的情况中，将功能块2适应于成新的有效变换器的数量的操作不再直接由装置100来执行，而是由第j个调节器来执行，其通过线Φj的方式，通信全部断开。使用这一操作方法的系统在图5中示出。

为了提供所述用于短路的将被称为软停止的功能的实施例的实例，提及PWM调节器的预定结构是适当的，并且将选择PWM控制器的结构，该控制器可以是商业中应用最广泛的UC3842。在图16中示出了软停止电路，其由点划线与UC3842的PWM调节器一起被标识。

由晶体管Q1、Q2形成的波动箝制Q2的发射极的电压等于电容C16上的当前的电压，连接到Q2的电路的短路接地电流被泄放。为了限制该电流，分压器R-2R的电阻2R是R+R中的UC3842的调节器中典型电阻的两倍，并且第一电阻R设置在非反向缓冲器B1的输出端，不用来改变也供应到其他调节器的信号电平CTRL。

如果ENj是高电平，发生器I2被切断，电容器C通过发生器I1保持承载在Vbus附近的电压(Vbus-Vbe，根据发生器I1的典型实施例)，因此晶体管Q1被导通，晶体管Q2的发射极箝制在Vbus-vbe。以合适的方式已经选择了Vbus，在这些情况下，对于所有CTRL能采用的值，Q2的发射极上的电压小于Vbus-Vbe，因此Q2被截止并且比较器PWM COMP1的反向输入端上的电压V_Csref以下面的方式与CTRL的值相关联：V_Csref＝(CTRL-2×Vbe)/3如果CTRL≤3V+2Vbe并且V_Csref＝1如果CTRL≥3V+2Vbe。

在这些情况下，晶体管Q3饱和、晶体管Q4截止，因此使用高逻辑输入到与门，从而来自功能块1的时钟脉冲Clkj通过并设置PWM闭锁FF，引起第j个变换器的功率开关接通。当信号Rj电平变成与V_CSref电平一致时导通结束。事实上，比较器COMP1的输出变为高电平并重置PWM闭锁FF。在特定情况下，信号Rj是与流过第j个变换器的功率开关的电流成比例的电压，所以V_CSref电平决定了导通结束时流过功率开关的电流，以及变换器承载的功率。

如果，用相应的极化电阻代替功能块Q3+Q4，比较器COMP1存在，那么后者的输出为高电平并能获得恰好相同的正常操作环境。

如果因为电压CTRL变得低于参考电平而使ENj被驱动为低电平，标志着第j个变换器的断开，接通发生器I2，C16放电产生电流I2-I1。为了能在几毫秒内使C16放电，这个差异特意按照该方式设置很小。从而，Q2的基极上的电压减少其预定值(维持Vbe以下)且一旦有Vbe低于Q2的发射极上的电压就开始导通并且强制后面的发射极的电压跟随C16上的几毫伏的电压。结果，V_CSref电平不与CTRL相关联并且以和C16上的电压相同的dV/dt逐渐减小，从而逐渐减少变换器所承载的功率。此时，C变为与2·Vbe一样，受二极管D1和D2的影响V_CSref被取消，因此COMP1的理想态输出应为高电平并且触发器触发重置FF并保持重置，进而关断变换器。虽然受到比较器COMP1的电压偏移的影响，但是后者的输出可能并不一直为高电平且时钟脉冲Clkj仍然能设置FF并在后者的输出端产生非常短的脉冲。为了避免这种情况，一旦电容器C16上的电压低于2·Vbe并且晶体管Q2和Q3的基极电压变得小于Vbe，Q3截止，Q4接通并且在与门的输入端有低信号以闭锁脉冲Clkj。这也是信号Φj变为低电平并作用于功能块2上。C16的持续放电直到有典型的电压Vbe，因此Q1在截止限制值(也因为在其发射极由于Q2的基极电流而具有小的正电压)。

如果，用相应的极化电阻代替功能块Q3+Q4，仍然具有比较器COMP1，一旦C16上的电压低于Vbe+0.5V且因此Q2的基极电压低于0.5V且能获得精确相同的环境，那么比较器COMP1的输出就会为低电平。

如果因为负荷增加而使RNj不得不再变高电平的话，将断开发生器I2并且电容器C16将从大约Vbe通过电流I1开始加载，电流I1可认为大于I2-I1，所以C16上的电压的增加的速度远快于其下降的速度。一旦C16上的电压达到2·Vbe，Q3开始导通且Q4截止，因此脉冲Cljk仍能设置FF；进而电压V_CSref变得大于零，然后变换器重启并在C16上的电压变得能截止Q2时能提供功率值。

在所考虑的例子中，电容器C16在控制设备内并受整体电容量的限制值影响。如果需要关断时间来使必要的电容达到非积分量，那么C16应该在外部。需要在N相控制器中专用于这种功能的N-1电容器和N-1针。所有变换器和控制模拟多路复用器700的逻辑之间共用单个定时电容器具有很多好处，在关断相位期间模拟多路复用器700运行变换器上的定时器，如图17所示。

为了完全说明，在图18和19中，分别示出了具有可调频率的功能块1的实施例的实例和功能块2的实施例的实例。

在图18中示出了振荡功能块，其内部结构可以是任何现有技术类型，其中时间元件(在实例中，假设电容器C₁、C₂和C₃是相同的)通过可控开关以这样的方式断开连接，以便于修改其振荡频率。在所考虑的实例中，当单个变换器是可操作的，所有电容器被连接在一起并且振荡频率是f_osc；如果工作的变换器是两个，C₁被相应的开关断开并且振荡频率变为2·f_osc；当所有变换器都是可操作的时，C₁和C₂被相应的开关断开并且振荡频率变为3·f_osc。

在图19中示出了回路计数器，包括类型D701-703的三个触发器，其中状态Q₁、Q₂、Q₃屏蔽图18中的电路产生的时钟信号CLK。这些输出中，仅有一个为逻辑电平1并且其位置向前滑向每个时钟脉冲的下降沿所在的位置。

当所有的变换器都工作时，回路(即第三触发器的输出Q)在前者的输入D上闭合，即EN1(Φ1)和EN2(Φ2)都为逻辑电平1，以这样的方式以便于计数到3从而将脉冲CLK依次分配到各个输出Clk1、Clk2、Clk3。应该记得，在这些情况中振荡器在频率3·f_osc下操作，所以每个变换器在频率为f_osc下操作。另一方面当EN1(Φ1)处于逻辑电平0并且EN2(Φ2)处于逻辑电平1，回路在第二触发器的输入D上闭合，同时第一触发器的输入D被迫为0，因此使得计数到2从而脉冲CLK依次分配在单个输出Clk2和Clk3以及禁止的Clk1上。在这些情况下，振荡器在频率2·f_osc下操作，因此每个变换器也是在频率f_osc下操作的。当仅仅变换器Conv3是可操作的时，第一个两个触发器的输入D被强制为0并且第三触发器的输入D被强制为1，在这种方式中，其输出也为1从而Clk₃＝CLK，在这些情况中其为频率信号f_osc。

最后，应该注意的是信号ENj(Φ_j)与CLK异步并且因此，为了确保变换器的使能/禁止的一种情况和另一种情况之间连贯变化以及振荡频率的变化，对于所述的信号来说能引起计数器回路的闭合和振荡器计时的变化是有利的，仅在计数周期完成之后，即仅当第三触发器的输出Q₃是高时。因此将延迟断开和接通最多计数到两个时钟周期并且其是可以忽略的。由功能块1和2组成的系统根据最后的记号来操作，如图20所示。

在这里，信号EN1(Φ1)和EN2(Φ2)提供给类型为D801-802的两个其他的触发器的给定输入端，被称为同步触发器，其使得输出端的数据仅在脉冲CLK处是可见的，这意味着Q₃变为逻辑状态1。如果Q₃一直处于逻辑状态1，因为仅有变换器Conv3是可操作的，时钟脉冲将提供激活同步触发器的边沿。

关断变换器进一步可能的方法包括改进调节器的电路，通过改变其增益，正如在分别响应图3和5中的电路图的图21-23和24-26中所示的那样。所述图中的调节器包括图16中的调节器的一部分，其不具有软停止功能并且相互之间通过在比较器COMP1的反向端输入的信号的增加来区别(图21和24)或者通过比较器COMP1的非反向端输入的信号的减少来区别(图22、23、25和26)。

在前一种情况中(图21和24)信号Rj的水平(N-M)/N由包括一个电阻Ra和另一个电阻Ra的电路承载，该一个电阻Ra连接到信号Rj和连接到比较器COMP1的反向端子的电阻Ra的电路承载，该另一个电阻Ra连接到比较器COMP1的非反向端和接地的开关S1上并且由负信号Enj-1来控制；电路包括在输入端具有信号CTRL和串联连接电阻R的输出端的缓冲器B1、两个二极管D1和D2、和另一个连接到另一个电阻R和一个1V的齐纳二极管并联的一端并且还连接到比较器COMP1的非反向端的电阻R。比较器COMP1的输出是设置重置触发器FF的重置信号R，其设置信号S在图21中是具有输入信号Enj-1和Clkj的与门的输出，同时在图24中其为信号Clkj，触发器FF的输出信号Q是信号PWMj。

在第二种情况中(图22、23、25和26)电路增加了开关和与两个二极管D1和D2并联或串联的电阻器；这些开关由信号Enj-1来控制，使得随着关断的变换器的数目增加，短路大量的电阻。

在图22和25中电阻具有R的2/3的值并且开关S1与两串联电阻R并联设置；开关s1由负信号Enj-1驱动并且图22和25中的电路之间的唯一区别是触发器FF的信号S在图22的电路中的输入端处是信号Enj-1和Clkj在与门的输出端处的信号，而在图25的电路中仅是信号Clkj。

在图23和26中电阻具有R的4/3值并且开关S1与具有4*R的值并且和1V的齐纳二极管并联的电阻并联设置；开关S1由负信号Enj-1驱动并且图23和26的电路之间仅有的区别是触发器FF的信号S在图23的电路中具有在输入端处的信号Enj-1和Clkj的与门的输出端处的信号，而在图26的电路中仅是信号Clkj。

Claims

1.一种多个开关变换器(Conv1…ConvN)的控制设备，每个变换器包括至少一个功率开关并且与所述至少一个功率开关的控制电路(Mod1…ModN)相关联，其特征在于包括装置(100)，其适用于将表示多个变换器(Conv1…CovnN)的负载的信号(CTRL)与多个参考信号(Vref1…Vref(N-1))相比较并且适用于响应于所述比较以使所述多个控制电路(Mod1……ModN)中的至少一个使能(EN1…EN(N-1))或禁止，其中所述控制设备包括另一装置(1，2)，适用于产生以给定的时间周期(Tsw/N)暂时交替的多个信号(Clk1…ClkN)，所述多个信号(Clk1…ClkN)在所述多个控制电路(Mod1…ModN)的输入端，

所述装置(100)直接作用在所述多个控制电路上以用于使能或者禁止所述多个控制电路中的至少一个控制电路，

所述控制设备还包括在所述多个控制电路(Mod1…ModN)和所述另一装置(1，2)之间的连接线(Φ_j)，并且

所述控制设备还包括多个电路(Q3，Q4)，每个控制电路对应一个电路，并且一旦所述装置接收到禁止，它们当中的每一个都能将相应的变换器所承载的功率逐步地减少到零。

2.根据权利要求1的设备，其特征在于所述装置(100)作用于所述另一装置(1，2)以便以与禁止的控制电路的数目(M)的函数关系改变所述给定的交替时间周期(Tsw/N)。

3.根据权利要求1的设备，其特征在于所述装置(100)包括多个比较器(C1…C(N-1))，每个比较器在其输入端具有表示多个变换器(Conv1…ConvN)的负载的所述信号(CTRL)以及所述多个参考信号(Vref1…Vref(N-1))的参考信号。

4.根据权利要求3的设备，其特征在于所述比较器(C1…C(N-1))是具有滞后的比较器，如果表示多个变换器的负载的所述信号小于相应的参考信号，那么每个所述比较器适用于禁止控制电路，并且如果所述表示多个变换器的负载的信号等于或大于由相应的参考信号和滞后给定的总和，那么每个所述比较器使能控制电路。

5.根据权利要求3或4的设备，其特征在于所述多个参考信号的参考信号(Vref1…Vref(N-1))彼此之间具有互不相同的值。

6.根据权利要求3的设备，其特征在于包括其他装置(500)，其适用于在其切换之后的预定时间周期(Tmask)内使每个比较器去激活。

7.根据权利要求4的设备，其特征在于包括电路功能块(Mv1，Mv2)，其能在其切换之后使每个比较器的滞后值增加或减少给定值。

8.根据权利要求3的设备，其特征在于包括多个延时元件(Td，600)，其设置在比较器(C1…C(N-1))的输出端处并且获得多个变换器中的变换器的依次断开。

9.根据权利要求1的设备，其特征在于所述装置(100)作用在所述另一装置(1，2)上以使能或者禁止所述多个控制电路中的至少一个。

10.根据权利要求1的设备，其特征在于所述控制电路(Mod1…ModN)包括元件，适用于响应由所述控制设备的所述装置(100)提供的信号以便改变所述控制电路的增益。

11.一种用于多个开关变换器(Conv1…ConvN)的控制设备，每个变换器包括至少一个功率开关，所述设备包括与所述多个变换器相关联的多个控制电路(Mod1…ModN)，所述设备包括如权利要求1到10所述的控制设备。