CN109742949A - 一种直流/直流降压软开关变换电路及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种直流/直流降压软开关变换电路，包括功率模块和控制模块，所述功率模块包括两路及多路交错的降压电路和储能元件，每路降压电路包括第一开关元件、第二开关元件和电感，输入降压电路的直流电压通过第一开关元件、电感和储能元件后进行输出，所述控制模块采样第二开关元件的电流去关断第二开关元件并延时开通第一开关元件。本发明可以在降压电路中消除不可控的反向恢复电流，在降压电路中实现了主功率开关元件在高频工作频率下的零电压开通，从而减少开关损耗、提高效率并且减小模块体积，更加适应市场的需求。
Description
技术领域
本发明涉及降压电路技术领域，特别涉及一种直流/直流降压软开关变换电路。
背景技术
现有的降压式变换电路(BUCK电路)通常采用连续电流模式(Continuous CurrentMode，CCM)或者断续电流模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)控制方法。请参见图1，为两路交错的BUCK电路的电路原理图，CCM模式下，开关元件(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)开通期间，电感L1的电流从I1上升到I2，开关元件关断期间，电感电流从I2下降到I1。也就是说，电感L1电流在一个直流的基础进行上升和下降；DCM模式下，开关元件开通期间，电感L1电流从零上升到某一个值，开关元件关断期间，电感L1电流从该值下降到零。
在图1所示的两路交错BUCK电路中，两路错相180度工作。同理，如果有三路交错，则三路错相120度工作。这里简单介绍单路(即电感L1连接的一路)的工作原理：MOS管Q1充当主管，在MOS管Q1导通时间Ton内，输入电源Vin向整个电路供电，电流回路经过MOS管Q1、电感L1以及电容C2，此时电感L1进行储能；在MOS管Q1关断时间Toff内，MOS管Q3开通，电流回路经过电感L1、电容C2以及MOS管Q3，此时电感L1输出能量。
以下仍以电感L1连接的一路为例，说明CCM以及DCM控制方式的原理：
MOS管Q1充当主管，在MOS管Q1导通时间Ton内，输入电源Vin向整个电路供电，电流回路经过MOS管Q1、电感L1以及电容C2，此时电感L1进行储能；在MOS管Q1关断时间Toff内，MOS管Q3开通，电流回路经过电感L1、电容C2以及MOS管Q3，此时电感L1输出能量，此时MOS管Q3充当续流管。
CCM模式下，在Ton阶段输入电源Vin向整个电路供电，此时电感L1电流增加，但是电流小于输出Vout电流iL，此时的Vout电流由电感L1和电容C2同时提供。当电感L1的电流逐渐增加到大于输出Vout的平均电流的时候，电感L1电流为Vout和电容C2提供能量。在Toff阶段，即MOS管Q1关断时，电感L1电流下降，但此时L1电流依然大于Vout电流平均值，电容C2电压延续上述上升的趋势，直至电感L1电流小于Vout平均电流，电容C2开始放电，完成一个开关周期的循环过程。图2分别示出了CCM模式下电感L1的电流波形、输入电压Vin波形以及MOS管Q1的驱动电压波形(方波)。
DCM模式下，在Ton阶段输入电源Vin向整个电路供电，此时电感L1电流增加，但是电流小于输出Vout电流iL，此时的Vout电流由电感L1和电容C2同时提供。当电感L1的电流逐渐增加到大于输出Vout的平均电流的时候，电感L1电流为Vout和电容C2提供能量。在Toff阶段，即MOS管Q1关断时，电感L1电流逐渐下降为0，此时等效输入电压Vin等于输出电压Vout。
图3分别示出了DCM模式下电感L1的电流波形、输入电压波形以及MOS管Q1的驱动电压波形(方波)。
但是，由于现有的BUCK电路在CCM模式下，MOS管Q1两端存在压降，所以无法实现开关元件MOS管Q1的零电压开通，开关损耗会增加；DCM模式下，可以实现开关元件MOS管Q1的零电压开通，但是不同负载变化情况下需要通过调整工作频率实现，小载情况下频率高，损耗大。
因而现有技术还有待改进和提高。
发明内容
鉴于上述现有技术的不足之处，本发明的目的在于提供一种直流/直流降压软开关变换电路，它既能解决现有降压电路CCM模式下开关元件的软开关问题也能解决DCM模式下工作频率限制的问题。
为了达到上述目的，本发明采取了以下技术方案：
一种直流/直流降压软开关变换电路，包括功率模块和控制模块，所述功率模块包括两路及多路交错的降压电路和储能元件，每路降压电路包括第一开关元件、第二开关元件和电感，输入降压电路的直流电压通过第一开关元件、电感和储能元件后进行输出，所述控制模块采样第二开关元件的电流去关断第二开关元件并延时开通第一开关元件。
所述的直流/直流降压软开关变换电路中，所述第一开关元件和第二开关元件均为金属氧化物半导体场效应管。
所述的直流/直流降压软开关变换电路中，所述控制模块包括TCM控制器和对应每个降压电路的多个电流采样元件，所述电流采样元件的一端连接第二开关元件的源极，电流采样元件的另一端连接所述TCM控制器的输入端，所述TCM控制器的输出端分别连接每个降压电路中第一开关元件的栅极和第二开关元件的栅极。
所述的直流/直流降压软开关变换电路中，所述电流采样元件为电阻或电流互感器。
所述的直流/直流降压软开关变换电路中，所述TCM控制器的型号为TMS320F28035。
所述的直流/直流降压软开关变换电路中，所述储能元件为单个电容或并联的多个电容。
所述的直流/直流降压软开关变换电路中，所述功率模块包括两路交错的第一降压电路和第二降压电路，所述第一降压电路包括第一MOS管、第二MOS管和第一电感，所述第二降压电路包括第三MOS管、第四MOS管和第二电感，所述储能元件包括第一电容，所述第一MOS管的漏极和第三MOS管的漏极均连接输入电压的正极，第一MOS管的源极分别连接第二MOS管的漏极和第一电感的一端，第一电感的另一端连接第一电容的一端和输出电压的正极，所述第三MOS管的源极分别连接第四MOS管的漏极和第二电感的一端，第二电感的另一端分别连接第一电容的一端和输出电压的正极，所述第一MOS管的栅极、第二MOS管的栅极、第二MOS管的源极、第三MOS管的栅极、第四MOS管的栅极和第四MOS管的源极均连接控制模块，第一电容的另一端分别连接控制模块和输出电压的负极。
所述的直流/直流降压软开关变换电路中，所述控制模块包括TCM控制器、第一电阻和第二电阻，所述TCM控制器的EPW1A端连接第一MOS管的栅极，TCM控制器的EPW1B端连接第二MOS管的栅极，TCM控制器的EPW2A端连接第三MOS管的栅极，TCM控制器的EPW2B端连接第四MOS管的栅极，TCM控制器的ADCINA1端分别连接第二MOS管的源极和第一电阻的一端，TCM控制器的ADCINA2端分别连接第四MOS管的源极和第二电阻的一端，第一电阻的另一端分别连接输入电压的负极、第二电阻的一端、TCM控制器的ADCINA0端、第一电容的另一端和输出电压的负极。
一种基于以上所述的直流/直流降压软开关变换电路的控制方法，包括以下步骤：
所述控制模块检测流经所述功率模块中的每个第二开关元件的电流值；
当检测到某个第二开关元件的电流值达到预设电流值时，所述控制模块关断所述第二开关元件并延时开通对应的第一开关元件。
所述的控制方法中，所述预设电流值为负电流值。
相较于现有技术，本发明提供的一种直流/直流降压软开关变换电路，包括功率模块和控制模块，所述功率模块包括两路及多路交错的降压电路和储能元件，每路降压电路包括第一开关元件、第二开关元件和电感，输入降压电路的直流电压通过第一开关元件、电感和储能元件后进行输出，所述控制模块采样第二开关元件的电流去关断第二开关元件并延时开通第一开关元件。本发明可以在降压电路中消除不可控的反向恢复电流，在降压电路中实现了主功率开关元件在高频工作频率下的零电压开通，从而减少开关损耗、提高效率并且减小模块体积，更加适应市场的需求。
附图说明
图1为现有技术中两路交错的BUCK电路的电路原理图。
图2是现有技术中两路交错的BUCK电路中CCM模式下电感、MOS管驱动波形以及输入电压Vin波形。
图3是现有技术中两路交错的BUCK电路中DCM模式下电感、MOS管驱动波形以及输入电压Vin波形。
图4是本发明提供的直流/直流降压软开关变换电路的结构框图。
图5是本发明提供的直流/直流降压软开关变换电路的较佳实施例的电路原理图。
图6为本发明提供的直流/直流降压软开关变换电路中第一降压电路的电流流向图一。
图7为本发明提供的直流/直流降压软开关变换电路中第一降压电路的电流流向图二。
图8为本发明提供的直流/直流降压软开关变换电路中第二降压电路的电流流向图一。
图9为本发明提供的直流/直流降压软开关变换电路中第二降压电路的电流流向图二。
图10为本发明提供的直流/直流降压软开关变换电路中第一降压电路中的第一电感的电流波形、第一MOS管和第二MOS管的驱动波形图。
具体实施方式
本发明提供一种直流/直流降压软开关变换电路，为使本发明的目的、技术方案及效果更加清楚、明确，以下参照附图并举实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
请参阅图4和图5，分别为本发明提供的一种直流/直流降压软开关变换电路的结构框图及较佳实施例的电路原理图，所述直流/直流降压软开关变换电路包括功率模块10和控制模块20，所述功率模块10包括两路及多路交错的降压电路(BUCK电路)和储能元件，每路降压电路包括第一开关元件、第二开关元件和电感，输入降压电路的直流电压通过第一开关元件、电感和储能元件后进行输出，所述控制模块20采样第二开关元件的电流去关断第二开关元件并延时开通第一开关元件。
具体的，所述第一开关元件和第二开关元件均为金属氧化物半导体场效应管，即MOS管。在每个降压电路中，第一开关元件的漏极连接输入电压的正极，第一开关元件的源极分别连接第二开关元件的漏极和电感的一端，电感的另一端连接储能元件的一端和输出电压的正极，储能元件的另一端分别连接控制模块20和输出电压的负极，第一开关元件的栅极、第二开关元件的栅极和第二开关元件的源极均连接控制模块20。
同时，所述控制模块20包括TCM控制器U1(Triangle Current Mode，TCM，三角形电流模式)和对应每个降压电路的多个电流采样元件(为方便表示，图5中电流采样元件位于功率模块10中)，所述电流采样元件的一端连接第二开关元件的源极，电流采样元件的另一端连接所述TCM控制器U1的输入端，所述TCM控制器U1的输出端分别连接每个降压电路中第一开关元件的栅极和第二开关元件的栅极。
其中，控制模块20采样功率模块10中的第二开关元件的电流，并关断其中流经负电流的第二开关元件。即功率电路通过控制模块20引入TCM控制方法，在开关元件流经负电流时才关断该开关元件，并延时开通第一开关元件，实现了第一开关元件的软开关。且可通过TCM控制器U1设置负电流的阈值，当电流采样元件获得的采样电流达到该阈值时，延时开通第一开关元件。
进一步的，所述控制模块20中采用的电流采样元件为电阻或电流互感器。降压电路中采用的储能元件为电容，且具体可以是单个电容或并联的多个电容。当一路交错的降压电路包括多个电容时，这些电容可以并联。也就是说，多个电容并联以后，其并联的一端与电感连接，并联的另一端连接到第二开关元件。
所述TCM控制器U1可由分立元件组成或者采用独立的逻辑器件，所述逻辑器件可以是数字信号处理器件DSP或复杂可编程逻辑器件CPLD。在本实施例中，TCM控制器U1采用型号为TMS320F28035的DSP，其具有很高的性价比和出色的DSP控制性能。当然，也可采用其它具有相同功能但不同型号的逻辑器件，本发明对此不做限定。
本发明中的直流/直流降压电路通过TCM控制器引入TCM控制方法，从而在电路中消除了不可控的反向恢复电流，从而减小开关元件的体二极管的反向恢复电流引起的损耗，利用这个负电流去拉通开关元件的体二极管，从而实现开关元件的零电压导通。
请继续参阅图5，为了更好的理解本发明，本发明提供的一种较佳实施例的直流/直流降压软开关变换电路，在本实施例中：
所述功率模块10包括两路交错的第一降压电路和第二降压电路，所述第一降压电路包括第一MOS管Q1、第二MOS管Q2和第一电感L1，所述第二降压电路包括第三MOS管Q3、第四MOS管Q4和第二电感L2，所述第一MOS管Q1的漏极和第三MOS管Q3的漏极均连接输入电压的正极，第一MOS管Q1的源极分别连接第二MOS管Q2的漏极和第一电感L1的一端，第一电感L1的另一端连接第一电容C1的一端和输出电压的正极，所述第三MOS管Q3的源极分别连接第四MOS管Q4的漏极和第二电感L2的一端，第二电感L2的另一端分别连接第一电容C1的一端和输出电压的正极，所述第一MOS管Q1的栅极、第二MOS管Q2的栅极、第二MOS管Q2的源极、第三MOS管Q3的栅极、第四MOS管Q4的栅极和第四MOS管Q4的源极均连接控制模块20，第一电容C1的另一端分别连接控制模块20和输出电压的负极。
更具体的，所述控制模块20包括TCM控制器U1、第一电阻R1和第二电阻R2，所述TCM控制器U1的EPW1A端连接第一MOS管Q1的栅极，TCM控制器U1的EPW1B端连接第二MOS管Q2的栅极，TCM控制器U1的EPW2A端连接第三MOS管Q3的栅极，TCM控制器U1的EPW2B端连接第四MOS管Q4的栅极，TCM控制器U1的ADCINA1端分别连接第二MOS管Q2的源极和第一电阻R1的一端，TCM控制器U1的ADCINA2端分别连接第四MOS管Q4的源极和第二电阻R2的一端，第一电阻R1的另一端分别连接输入电压的负极、第二电阻R2的一端、TCM控制器U1的ADCINA0端、第一电容C1的另一端和输出电压的负极。
此外，直流电压输入时还经过用于滤波的第二电容C2，所述第二电容C2的一端分别连接输入电压的正极，第一MOS管Q1的漏极和第三MOS管Q3的漏极，所述第二电容C2的另一端分别连接输入电压的负极、第一电阻R1的另一端和第二电阻R2的另一端。
本发明还提供一种基于上述直流/直流降压软开关变换电路的控制方法，所述方法包括步骤：
所述控制模块20检测流经所述功率模块10中的每个第二开关元件的电流值；
当检测到某个第二开关元件的电流值达到预设电流值时，所述控制模块20关断所述第二开关元件并延时开通对应的第一开关元件。
其中，控制模块20检测流经功率模块10中的每个第二开关元件的电流也可以是：控制模块20采样功率模块10中的每个第二开关元件的电流，并检测采样得到的电流。并且，所述预设电流值为负电流值。
结合图6和图7，对于第一降压电路，在直流输入的第一阶段，第一MOS管Q1充当主管，在第一MOS管Q1的导通期间Ton内，如图6所示，电流回路经过第一MOS管Q1、第一电感L1以及第一电容C1；在第一MOS管Q1关断期间Toff内，如图7所示，电流回路经过第二电感L2、第一电容C1以及第二MOS管Q2，此时第二MOS管Q2充当续流管，第二MOS管Q2在关断时间Toff时间内会一直导通，从而使得第一电感L1的电流会线性下降。
当TCM控制器U1检测到第一电感L1的电流下降到一定的负电流值的时候(此负电流值可事先写入TCM控制器U1中)，此时TCM控制器U1关断第二MOS管Q2，这样电流就不会流过第二MOS管Q2的体二极管，从而减小第二MOS管Q2的体二极管的反向恢复电流引起的损耗，利用这个负电流去拉通第一MOS管Q1的体二极管，从而实现了第一MOS管Q1的零电[1]导通。
同理，结合图8和图9，对于第四降压电路，第三MOS管Q3充当主管，在第三MOS管Q3的导通期间Ton内，如图8所示，电流回路经过第三MOS管Q3、第二电感L2以及第一电容C1；在第三MOS管Q3关断期间Toff内，如图9所示，电流回路经过第二电感L2、第一电容C1以及第四MOS管Q4，此时第四MOS管Q4充当续流管，第四MOS管Q4在关断时间Toff时间内会一直导通，从而使得第一电感L1的电流会线性下降。
当TCM控制器U1检测到第一电感L1的电流下降到一定的负电流值的时候(此负电流值可事先写入TCM控制器U1中)，此时TCM控制器U1关断第四MOS管Q4，这样电流就不会流过第四MOS管Q4的体二极管，从而减小第四MOS管Q4的体二极管的反向恢复电流引起的损耗，利用这个负电流去拉通第三MOS管Q3的体二极管，从而实现了第三MOS管Q3的零电压导通。
请参阅图10，为电感的电流波形、第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的驱动波形图。从图10可以看出，第一MOS管Q1导通期间，第一电感L1的电流上升，然而在第一MOS管Q1关断以后，第二MOS管Q2一直导通，直到TCM控制器U1检测到流经第二MOS管Q2电流为负电流时，TCM控制器U1关断第二MOS管Q2，并延时开通MOSFETQ1，利用这个负电流去拉通第一MOS管Q1的体二极管，这样就实现了第一MOS管Q1的软开关。
值得一提的是，对于具有多路(两路以上)交错的降压电路的直流/直流降压软开关变换电路，其每一路降压电路的工作原理与上述具有多路交错的降压电路的直流/直流降压软开关变换电路中第一降压电路及第二降压电路的工作原理相同，本领域技术人员可以在上述实施例的基础上得到具有多路交错的降压电路的直流/直流降压软开关变换电路的结构并理解其工作原理，故本发明对此不再赘述。
综上所述，本发明提供了一种直流/直流降压软开关变换电路，包括功率模块和控制模块，所述功率模块包括两路及多路交错的降压电路和储能元件，每路降压电路包括第一开关元件、第二开关元件和电感，输入降压电路的直流电压通过第一开关元件、电感和储能元件后进行输出，所述控制模块采样第二开关元件的电流去关断第二开关元件并延时开通第一开关元件。本发明可以在降压电路中消除不可控的反向恢复电流，在降压电路中实现了主功率开关元件在高频工作频率下的零电压开通，从而减少开关损耗、提高效率并且减小模块体积，更加适应市场的需求。
可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。
Claims (10)
1.一种直流/直流降压软开关变换电路，包括功率模块和控制模块，其特征在于，所述功率模块包括两路及多路交错的BUCK电路和储能元件，每路BUCK电路包括第一开关元件、第二开关元件和电感，输入BUCK电路的直流电压通过第一开关元件、电感和储能元件后进行输出，所述控制模块采样第二开关元件的电流去关断第二开关元件并延时开通第一开关元件。
2.根据权利要求1所述的一种直流/直流降压软开关变换电路，其特征在于，所述第一开关元件和第二开关元件均为金属氧化物半导体场效应管。
3.根据权利要求2所述的一种直流/直流降压软开关变换电路，其特征在于，所述控制模块包括TCM控制器和对应每个BUCK电路的多个电流采样元件，所述电流采样元件的一端连接第二开关元件的源极，电流采样元件的另一端连接所述TCM控制器的输入端，所述TCM控制器的输出端分别连接每个BUCK电路中第一开关元件的栅极和第二开关元件的栅极。
4.根据权利要求3所述的一种直流/直流降压软开关变换电路，其特征在于，所述电流采样元件为电阻或电流互感器。
5.根据权利要求4所述的一种直流/直流降压软开关变换电路，其特征在于，所述TCM控制器的型号为TMS320F28035。
6.根据权利要求4所述的一种直流/直流降压软开关变换电路，其特征在于，所述储能元件为单个电容或并联的多个电容。
7.根据权利要求6所述的一种直流/直流降压软开关变换电路，其特征在于，所述功率模块包括两路交错的第一BUCK电路和第二BUCK电路，所述第一BUCK电路包括第一MOS管、第二MOS管和第一电感，所述第二BUCK电路包括第三MOS管、第四MOS管和第二电感，所述储能元件包括第一电容，所述第一MOS管的漏极和第三MOS管的漏极均连接输入电压的正极，第一MOS管的源极分别连接第二MOS管的漏极和第一电感的一端，第一电感的另一端连接第一电容的一端和输出电压的正极，所述第三MOS管的源极分别连接第四MOS管的漏极和第二电感的一端，第二电感的另一端分别连接第一电容的一端和输出电压的正极，所述第一MOS管的栅极、第二MOS管的栅极、第二MOS管的源极、第三MOS管的栅极、第四MOS管的栅极和第四MOS管的源极均连接控制模块，第一电容的另一端分别连接控制模块和输出电压的负极。
8.根据权利要求7所述的一种直流/直流降压软开关变换电路，其特征在于，所述控制模块包括TCM控制器、第一电阻和第二电阻，所述TCM控制器的EPW1A端连接第一MOS管的栅极，TCM控制器的EPW1B端连接第二MOS管的栅极，TCM控制器的EPW2A端连接第三MOS管的栅极，TCM控制器的EPW2B端连接第四MOS管的栅极，TCM控制器的ADCINA1端分别连接第二MOS管的源极和第一电阻的一端，TCM控制器的ADCINA2端分别连接第四MOS管的源极和第二电阻的一端，第一电阻的另一端分别连接输入电压的负极、第二电阻的一端、TCM控制器的ADCINA0端、第一电容的另一端和输出电压的负极。
9.一种基于权利要求1所述的直流/直流降压软开关变换电路的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
所述控制模块检测流经所述功率模块中的每个第二开关元件的电流值；
当检测到某个第二开关元件的电流值达到预设电流值时，所述控制模块关断所述第二开关元件并延时开通对应的第一开关元件。
10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，所述预设电流值为负电流值。
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