CN102545265B - 一种具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法，包括：(1)采集电网电压和网侧电流；(2)根据网侧电流生成指令信号；(3)根据电网电压和网侧电流求得前馈信号；(4)使指令信号与前馈信号叠加得到调制信号，根据调制信号生成控制并网逆变器的开关信号。本发明采用前馈信号估测器根据电网电压和网侧电流计算前馈量，相对现有技术省去了检测滤波器电容电流所需的传感器，节约了系统成本；且在并网逆变器带本地负载的情况下，能够保证网侧电流不受负载扰动影响，使得整个系统从三阶系统降为一阶系统，实现了对系统的阻尼作用，且简化了电流调节器的设计。

Description

一种具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法

技术领域

本发明属于电力逆变控制技术领域，具体涉及一种具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法。

背景技术

随着能源和环境问题的日益严峻，开发和利用可再生能源(如太阳能、风能等)已成为人类社会的迫切需要。并网逆变器作为连接可再生能源发电系统和电网的必要接口设备，直接影响到整个并网发电系统的性能，因此已成为当前电力电子领域的研究热点。

图1所示为一种典型的光伏发电系统结构，其主要由光伏电池阵列、并网逆变器、交流滤波器、本地负载等组成。其工作原理是：光伏电池组件所产生的直流电通过并网逆变器变换为交流电，首先满足本地负载用电，如果还有富余的电能可以馈送到电网。图中，交流滤波器作为连接逆变器和电网的必要接口部件，用以抑制高频开关产生的电压和电流纹波，可以采用L型或LCL型。由于LCL型滤波器在降低总电感量的同时，还可以在高频段实现更大的谐波电流衰减，因此近年来成为一种非常有吸引力的并网逆变器输出滤波器结构。然而，LCL型滤波器包含三个储能元件(逆变侧电感、电容和电网侧电感)，故采用LCL型滤波器的并网控制系统(包括并网逆变器、LCL型滤波器、电压电流传感器及控制环)为三阶系统，其在谐振频率处存在很大的幅值增益尖峰，导致系统对谐振频率附近的谐波以及本地负载变化等引起的扰动极为敏感。

采用无源阻尼(即在滤波元件上增加阻尼电阻)的方法在一定程度上可以削弱LCL型滤波器中的谐振尖峰，有利于系统的稳定控制，但是会带来附加损耗，降低系统效率。为抑制LCL型滤波器的谐振问题，目前大多采用有源阻尼方法，如Guoqiao Shen等人在论文标题为An Improved Control Strategy forGrid-Connected Voltage Source Inverters with an LCL Filter(Transactions on PowerElectronics，23，(4)，2008，pp.1899-1906)的文章中公开了一种分裂电容法；该方法将交流侧滤波电容分为两个并联电容器组成，通过检测两个电容器之间的电流作为内环反馈量，达到阻尼系统的效果。显然，该方法改变了逆变器的滤波器结构，需要额外增加电流传感器来检测两个电容之间的电流，这无疑会提高系统的成本；此外，该方法未考虑本地负载对网侧电流的影响。因此，在并网逆变器带本地负载的情况，有必要研究一种既不增加系统成本，又能有效抑制本地负载扰动对网侧电流影响的控制策略。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法，能够在并网逆变器带本地负载的情况下，有效抑制负载扰动对网侧电流的影响。

一种具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集电网电压和网侧电流；

所述的网侧电流为流经LCL型滤波器中电网侧电感的电流。

(2)利用锁相环提取电网电压的相位，将所述的相位与给定的电网电流峰值相乘，得到网侧电流给定信号；使所述的网侧电流给定信号减去所述的网侧电流，得到电流误差信号；利用电流调节器对所述的电流误差信号进行调节，得到指令信号；

(3)利用前馈信号估测器对所述的电网电压和网侧电流进行运算处理，得到前馈信号；

(4)将所述的前馈信号和指令信号相加，得到调制信号；利用PWM调制器使所述的调制信号与给定的三角载波信号进行比较，生成开关信号，以对并网逆变器中的开关管进行控制。

所述的电流调节器为PI(比例积分)控制器或PR(比例谐振)控制器。

所述的步骤(3)中，前馈信号估测器根据以下方程表达式对电网电压和网侧电流进行运算处理；

$v_f\left(t\right)=D\left(t\right)V_{\mathrm{dc}}-(L_1+L_2)\frac{{\mathrm{di}}_{L2}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-v_g\left(t\right)$

其中：v_f(t)为t时刻的前馈信号值，D(t)为t时刻的PWM(脉冲宽度调制)开关函数值，V_dc为直流母线电压(即并网逆变器直流侧的输入电压)，i_L2(t)为t时刻的网侧电流值，v_g(t)为t时刻的电网电压值；L₁和L₂分别为LCL型滤波器中逆变侧电感和电网侧电感的电感值。对于双极性PWM调制技术而言，当调制波大于三角载波时，D(t)＝1，当调制波小于三角载波时，D(t)＝-1；对于单极性PWM调制技术而言，D(t)＝S₁(t)-S₂(t)，S₁(t)为t时刻并网逆变器中超前臂上开关管的开关量，当调制波大于零时，S₁(t)＝1，当调制波小于零时，S₁(t)＝0；S₂(t)为t时刻并网逆变器中滞后臂上开关管的开关量，当调制波大于三角载波时，S₂(t)＝0，当调制波小于三角载波时，S₂(t)＝1。

本发明采用前馈信号估测器根据电网电压和网侧电流计算前馈量，相对现有技术省去了检测滤波器电容电流所需的传感器，节约了系统成本；且在并网逆变器带本地负载的情况下，能够保证网侧电流不受负载扰动影响，使得整个系统从三阶系统降为一阶系统，实现了对系统的阻尼作用，且简化了电流调节器的设计。

附图说明

图1为典型的光伏发电系统结构示意图。

图2为本发明并网控制系统的示意图。

图3(a)为采用电容电流前馈控制的控制流程图。

图3(b)为采用负载电流前馈控制的控制流程图。

图4为本发明采用前馈信号估测器的控制流程图。

图5为实测前馈信号的波形图。

图6为本发明前馈信号估测器输出前馈信号的波形图。

图7为负载电流阶跃变化的波形图。

图8为与图7负载电流阶跃变化相对应的网侧电流的波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明并网逆变器的控制方法进行详细说明。

如图2所示，一种具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集电网电压v_g和网侧电流；

本实施方式中，并网逆变器将450V的直流电转换为220V的交流电，并通过LCL型滤波器滤波后输入至电网。

并网逆变器为5kW的单相电压源型逆变器VSI，其具有4只IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，IGBT的开关频率为8.4kHz。

LCL型滤波器包括逆变侧电感L₁、电容C和电网侧电感L₂；L₁＝1.6mH，L₂＝1.6mH，C＝12μF；网侧电流为流经电网侧电感L₂的电流i_L2。

(2)利用锁相环PLL提取电网电压v_g的相位sinθ，将相位sinθ与给定的电网电流峰值I_gm相乘，得到网侧电流给定信号i_g；本实施方式中，电网电流峰值I_gm＝25A；

使网侧电流给定信号i_g减去网侧电流i_L2，得到电流误差信号i_u；

利用PI控制器对电流误差信号i_u进行PI调节，得到指令信号v_d；其中：PI控制器的传递函数为G_c(s)＝(K_ps+K_i)/s，K_p为比例系数，K_i为积分系数，s＝jω，ω为角频率；本实施方式中，K_p＝0.01，K_i＝80。

(3)利用前馈信号估测器根据以下方程表达式对电网电压v_g和网侧电流i_L2进行运算处理，得到前馈信号v_f；

$v_f\left(t\right)=D\left(t\right)V_{\mathrm{dc}}-(L_1+L_2)\frac{{\mathrm{di}}_{L2}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-v_g\left(t\right)$

其中：v_f(t)为t时刻的前馈信号值，D(t)为t时刻的PWM开关函数值，V_dc为直流母线电压(即并网逆变器直流侧的输入电压，本实施方式中V_dc＝450V)，i_L2(t)为t时刻的网侧电流值，v_g(t)为t时刻的电网电压值；L₁和L₂分别为逆变侧电感和电网侧电感的电感值。

D(t)＝S₁(t)-S₂(t)；其中：S₁(t)为t时刻并网逆变器中超前臂上开关管的开关量，当调制波大于零时，S₁(t)＝1，当调制波小于零时，S₁(t)＝0；S₂(t)为t时刻并网逆变器中滞后臂上开关管的开关量，当调制波大于三角载波时，S₂(t)＝0，当调制波小于三角载波时，S₂(t)＝1。

(4)将前馈信号v_f与指令信号v_d相加，得到调制信号v_m；

利用PWM调制器使调制信号v_m与给定的三角载波信号v_carrier进行比较，生成4路开关信号S₁～S₄分别对并网逆变器中的4只IGBT进行控制；

本实施方式中，PWM调制器采用单极倍频SPWM(Sinusoidal PWM)技术，即超前臂工作在工频模式，仅对滞后臂进行调制。

图3(a)给出了并网逆变器带有本地负载时并网控制策略的控制流程图。图中，为了解决LCL型滤波器的谐振问题，采用了电容电流的前馈控制，如图中虚线所示；其中，H_c(s)为电容电流前馈传递函数，且H_c(s)＝L₁s/k_pwm。此时，根据图3(a)可以得到网侧电流输出的闭环传递关系式为：

$I_{L2}\left(s\right)=\frac{\frac{G_c\left(s\right)k_{\mathrm{pwm}}}{s(L_1+L_2)}}{1+\frac{G_c\left(s\right)k_{\mathrm{pwm}}}{s(L_1+L_2)}}{I}_g\left(s\right)-\frac{L_{1}s}{G_c\left(s\right)k_{\mathrm{pwm}}+(L_1+L_2)s}{I}_l\left(s\right)$

其中：I_L2(s)为逆变器输出的网侧电流；I_g(s)为网侧电流的给定值；I_l(s)为负载电流；G_c(s)为电流调节器；k_pwm为PWM比例增益，且k_pwm＝V_dc/V_cm，V_dc为直流母线电压，V_cm为三角载波幅值；L₁，L₂为LCL滤波器的电感值。

显然，本地负载的存在，使得系统输出的网侧电流不仅与给定值有关，而且还与负载情况有关。尤其是，当负载发生变化时，网侧电流将受到负载变化所引起的扰动，从而影响网侧电流波形的质量。

为消除本地负载变化对网侧电流波形质量的影响，本实施方式考虑对本地负载电流进行前馈控制，如图3(b)所示，负载电流经过前馈传递函数H_l(s)处理后前馈到电流调节器的输出端与电流调节器的输出相加。此时，根据图3(b)可以得到从负载电流到网侧电流输出的闭环传递关系式：

$I_{L2}\left(s\right)=\frac{\frac{G_c\left(s\right)k_{\mathrm{pwm}}}{s(L_1+L_2)}}{1+\frac{G_c\left(s\right)k_{\mathrm{pwm}}}{s(L_1+L_2)}}{I}_g\left(s\right)-\frac{H_l\left(s\right)k_{\mathrm{pwm}}-L_{1}s}{G_c\left(s\right)k_{\mathrm{pwm}}+(L_1+L_2)s}{I}_l\left(s\right)$

其中：H_L2(s)为逆变器输出的网侧电流；I_g(s)为网侧电流的给定值；I_l(s)为负载电流；H_l(s)为负载电流前馈传递函数；G_c(s)为电流调节器；k_pwm为PWM比例增益，且k_pwm＝V_dc/V_cm，V_dc为直流母线电压，V_cm为三角载波幅值；L₁，L₂为LCL滤波器的电感值。

显然，为抑制负载波动对网侧电流波形质量的影响，应当使负载电流前馈传递函数满足H_l(s)＝L₁s/k_pwm。

进一步地，考虑到负载电流前馈传递函数与电容电流前馈传递函数相等，即H_l(s)＝H_c(s)，因此可以考虑将图3(b)中的两条前馈通路合并，合并后的系统控制方框图如图4所示，合并后的前馈点I_f(s)成为负载电流和电容电流之和，即I_f(s)＝I_C(s)+I_l(s)。

值得提出的是，虽然图4采用了一个前馈点，但是具体实现时还是需要两个电流传感器分别检测电容电流和负载电流，这势必会增加系统的成本。为此，本实施方式又进一步提出了前馈信号估测器，用于估测该前馈点的信号，从而省略了两个电流传感器；前馈信号估测器的具体表达式为：

$v_f\left(t\right)=D\left(t\right)V_{\mathrm{dc}}-(L_1+L_2)\frac{{\mathrm{di}}_{L2}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-v_g\left(t\right)$

此时，可以得到系统的开环传递函数为：

$G_{\mathrm{ol}}\left(s\right)=G_c\left(s\right)\frac{k_{\mathrm{pwm}}}{s(L_1+L_2)}$

由此可见，采用本实施方式后，一方面省去了检测电容电流所需的传感器，节约了系统成本，使系统具备抵抗本地负载扰动的能力；另一方面也降低了系统阶数(从三阶降为一阶)，实现了对系统的阻尼作用，简化了电流调节器的设计。

为了进一步验证本实施方式的有益效果，图5至图8给出了本实施方式的一些仿真波形。图5为前馈信号估测器的输出信号，图6为实际测量得到的前馈信号，由图可知，前馈信号估测器输出的前馈信号与实际测量的前馈信号基本一致，说明估测器表达式的正确性和合理性。图7为本地负载变化情况，图中给出的是当t＝0.142s时，负载电流阶跃增加一倍的波形。与图7对应的网侧电流波形如图8所示，由图可知，在负载电流变化时刻，网侧电流仅有微小的波动，从而说明本实施方式的有效性。

Claims (2)

1.一种具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法，包括如下步骤：

（1）采集电网电压和网侧电流；

（2）利用锁相环提取电网电压的相位，将所述的相位与给定的电网电流峰值相乘，得到网侧电流给定信号；使所述的网侧电流给定信号减去所述的网侧电流，得到电流误差信号；利用电流调节器对所述的电流误差信号进行调节，得到指令信号；

（3）利用前馈信号估测器根据以下方程表达式对所述的电网电压和网侧电流进行运算处理，得到前馈信号；

$v_f\left(t\right)=D\left(t\right)V_{\mathrm{dc}}-(L_1+L_2)\frac{{\mathrm{di}}_{L2}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-v_g\left(t\right)$

其中：v_f(t)为t时刻的前馈信号值，D(t)为t时刻的PWM开关函数值，V_dc为直流母线电压，i_L2(t)为t时刻的网侧电流值，v_g(t)为t时刻的电网电压值；L₁和L₂分别为LCL型滤波器中逆变侧电感和电网侧电感的电感值；

（4）将所述的前馈信号和指令信号相加，得到调制信号；利用PWM调制器使所述的调制信号与给定的三角载波信号进行比较，生成开关信号，以对并网逆变器中的开关管进行控制。

2.根据权利要求1所述的具有抗负载扰动的并网逆变器的控制方法，其特征在于：所述的电流调节器为PI控制器或PR控制器。

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