CN110581641B - 一种减小并联型线性滤波器线性调整管功耗的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于高电压、大功率电源领域。针对目前并联型线性滤波器需要的线性调整管数量多、散热成本高、价格昂贵的问题，提供一种减小并联型线性滤波器线性调整管功耗的装置和方法，通过在线性调整管支路串联合适的电阻，并对串联电阻进行电流注入，调整串联电阻的电压，从而降低线性调整管电压，减小调整管功耗。该装置及方法不影响线性调整管的电流控制特性，在不影响其滤波效果的前提下，将主要功率应力转移到成本较低的调整管串联电阻以及效率更高的可控电源上，可减少目前并联线性滤波器中线性调整管的使用数量，大大节约整体成本。

Description

一种减小并联型线性滤波器线性调整管功耗的装置和方法

技术领域

本发明属于高电压、大功率电源领域。具体地，涉及一种减小并联型线性滤波器线性调整管功耗的装置和方法。

背景技术

随着科技的飞速发展，某些精密实验和精密装置对电源的稳定性要求越来越高，高稳定度的直流电源得到了越来越广泛的使用。例如，位于安徽合肥中科院物理科学研究院的稳态强磁场实验装置，对电源输出电流的稳定度要求为50ppm；位于上海瑞金医院的首台国产质子治疗示范装置中，质子加速器励磁电源的电流的稳定度要求达到1ppm。在对稳定性要求较高的电源中，无源滤波器的滤波效果无法满足要求，通常使用有源滤波器或同时使用无源滤波器和有源滤波器来滤除电源中的纹波。

线性滤波器分为串联型线性滤波器和并联型线性滤波器两种。串联型线性滤波器的特点是负载电流全部经过滤波器，因此体积和重量大，成本高。

并联型滤波器分为PWM型并联滤波器和线性并联滤波器。专利CN1116731C公开了一种使用PWM控制的并联型有源滤波器，通过检测纹波电流进行补偿，并与无源滤波器联合使用，电流稳定度小于10ppm。PWM型并联有源滤波器的缺点是存在高频开关纹波，对某些对纹波敏感的科学实验，如核磁共振、比热测量及磁化测量等实验造成干扰。线性并联滤波器利用半导体在线性放大区内电流只与控制信号相关的特性，控制半导体吸收电源输出纹波电流，从而达到滤除电源纹波的目的。专利CN201810411004提出一种吸电流并联型线性滤波器，使用IGBT为线性调整管，吸收电源输出电流纹波，实现高稳定度平顶脉冲磁场。该方案与PWM控制的并联型有源滤波器相比，无高频开关纹波，能够达到更高的稳定度。目前并联性线性滤波器普遍存在的问题是：线性调整管承受较高电压，功耗很大，通常需要多个并联，价格昂贵。

某些文献中提到在线性调整管支路上串联限流电阻后，可以在特定工作区间内降低调整管的功耗，但是该方法在调整管电流变化较大的应用场景下效果并不理想。以负载端电压为100V、线性滤波器通过的最大电流(即旁路电流)为100A举例，在旁路电流达到最大时，半导体两端电压最低，为使半导体仍能够维持线性放大区特性，半导体两端电压不能低于一定值，以半导体选用IGBT为例，通常为5V。以此为例，串联电阻的阻值应保证在最大旁路电流下IGBT端电压为5V，即

此时IGBT功耗的计算式为

P＝UI＝(100-I×R)×I＝100I-0.95I² (2)

对该函数求极值可知其最大功率为2632W，此时旁路电流为53A。若使用PWM型有源滤波器，并假设IGBT饱和压降为2V，占空比为50％，开关损耗和导通损耗相等，则IGBT功耗在旁路电流最大时取极值，为

P_max＝2×100＝200W (3)

从中可以看出，在旁路电流达到最大电流的一半时，并联型线性滤波器中半导体器件的损耗可能为PWM型并联有源滤波器的十几倍，需要半导体的数量多，散热成本高，价格昂贵，通常只用于精密的科学装置和商业装置。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明旨在解决目前对精度和噪声要求很高的高电压、大功率场景下并联型线性滤波器需要的线性调整管数量多的问题。通过在线性调整管支路串联合适的电阻，并对串联电阻进行电流注入，调整串联电阻的电压，从而降低线性调整管电压，减小调整管功耗，该方法不影响线性调整管的电流控制特性，在不影响其滤波效果的前提下，将主要功率应力转移到成本较低的调整管串联电阻以及效率更高的可控电源上，可以减少目前并联线性滤波器中线性调整管的使用数量，大大节约整体成本。

本发明提供一种减小并联型线性滤波器线性调整管功耗的装置，包括主电源U₁、开关K₁、负载分压电阻R₁、负载电阻R₂、线性调整管Q₁，所述主电源U₁、开关K₁、负载分压电阻R₁、负载电阻R₂依次串联构成主回路，该系统还包括调整管分压电阻R₃、二极管D₁、可控电源U₂。在IGBT上串联有调整管分压电阻，通过可控电源控制该分压电阻上的电压，使IGBT的集电极发射极电压保持为5V，降低IGBT的功耗，并保持其线性放大区的工作特性。二极管D₁阳极连接在可控电源输出侧防止电流反灌。

进一步地，该装置还包括负载电流传感器、线性调整管电流传感器、电压传感器、控制器、线性隔离驱动，负载电流传感器、线性调整管电流传感器、电压传感器与控制器的输入端相连，控制器的输出端连接线性隔离驱动和可控电源U2，线性隔离驱动为调整管Q1产生连续可调的驱动电压。在线性放大区内，IGBT集电极发射极电流与门极电压存在确定的关系，且受集电极发射极电压的影响很小，可以看作电流源。通过此电流源吸收电源和电路参数变化产生的纹波，使得负载电流保持稳定。

进一步地，负载电流传感器、线性调整管电流传感器分别采集负载电流信号I₁和旁路电流信号I₂，电压传感器采集调整管Q₁的集电极发射极电压信号V₁，外部给定参考电流信号I_ref和参考电压信号V_ref，所述电流传感器信号I₁、I₂、电压传感器信号V₁、参考电流信号I_ref和参考电压信号V_ref输入至控制器，经过运算后产生输出电压信号V₂和可控电源控制信号G₁，电压信号V₂、旁路电流信号I₂输入至线性隔离驱动，线性隔离驱动的输出电压V₃用于直接驱动调整管Q₁。

进一步地，所述线性隔离驱动包括运算电路、隔离电路、偏置电路、差分放大电路、低通滤波电路、功率放大电路，运算电路、隔离电路、差分放大电路、低通滤波电路、功率放大电路依次连接，偏置电路的输出与差分放大电路连接。

更进一步地，所述可控电源U₂为开关电源，并工作于欠补偿方式。即在IGBT通过电流较小时，可控电源的最大输出电流不能够将IGBT两端电压补偿至参考电压，当IGBT电流逐渐增大至阈值点后，可控电源电流和IGBT电流的和才能够将调整管分压电阻R₃的电压提高到可以将IGBT电压补偿至参考电压的程度。在达到该阈值点后，随着IGBT电流增大，可控电源电流随之减小，但是两者的和保持不变，以保持调整管分压电阻R₃和调整管Q₁电压的稳定。

进一步地，线性调整管(Q₁)为IGBT、BJT或MOSFET，吸收电源和电路参数变化产生的纹波，使得负载电流保持稳定。

基于所述装置，本发明还提供一种减小并联型线性滤波器线性调整管功耗的方法，包括以下步骤：

S1.闭合开关K₁，此时负载电阻上将产生电流I₁；

S2.线性滤波器开始工作，通过以下公式获取此时负载电阻上的电流：

其中U_d为直流成分，U_ripple为纹波成分；

S3.利用以下公式调整旁路电流信号I₂，使负载电流和参考电流相等：

进一步地，所述控制器内执行以下操作：

负载电流信号I₁与参考电流信号I_ref进行比较后进入PID控制器一，PID控制器一输出经数模转换后变为输出电压信号V₂，输出电压信号V₂经线性隔离驱动后驱动调整管Q1产生旁路电流I₂，从而将负载电流I₁控制在参考电流I_ref附近；

电压传感器信号V₁与参考电压信号V_ref比较后进入PID控制器二，所述PID控制器二的输出为可控电源U₂的控制信号G₁，经过增益K后控制可控电源输出电流I₃，将调整管Q₁的集电极发射极电压控制在参考电压V_ref附近。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，可以大大减小并联型线性滤波器工作在高电压、大功率时的功耗，从而减小系统成本，同时不会对其滤波效果带来负面影响，而且其控制系统相对简单，不需要复杂的时序控制。

附图说明

图1为本发明实施例的系统结构图；

图2为本发明实施例提供的线性隔离驱动结构图；

图3为本发明实施例提供的控制算法结构图；

图4为IGBT电压与IGBT电流的关系；

图5为IGBT功率与IGBT电流的关系；

图6为可控电源电流与IGBT电流的关系；

在所附图中，U₁为主电源；U₂为可控电源；K₁为开关；R₁为串联在电源和负载之间的负载分压电阻，由电源内阻和线路阻抗组成；R₂为负载；R₃为调整管分压电阻；Q₁为IGBT；D₁为防反灌二极管；V₁为Q1电压；V₂为控制器输出电压；V₃为线性隔离驱动输出电压；V_ref为Q1电压参考信号；V_noise为主电源U₁的电压纹波及其他非理想因素引起的等效电压噪声；G₁为可控电源控制信号；I₁为负载电流；I₂为Q1电流；I₃为可控电源输出电流；I_ref为负载电流参考信号；I_noise为负载R₂的时变特性引起的等效电流噪声；K为G₁到I₃的增益；1为检测负载电流的传感器；2为检测Q₁电流的传感器；3为检测Q₁电压的传感器；4为控制器；5为线性隔离驱动器；502为运算电路、504为隔离电路、506为偏置电路、508为差分放大电路、510为低通滤波电路、512为功率放大电路。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施实例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明所设计的有源滤波器包括主电源U₁、开关K₁、负载分压电阻R₁、负载电阻R₂、由调整管Q₁和调整管分压电阻R₃构成的IGBT旁路、防反灌二极管D₁、可控电源U₂。

本发明中，主电源U₁、开关K₁、负载分压电阻R₁、负载电阻R₂依次串联构成主回路。调整管Q₁的集电极连接于R₁、R₂之间，调整管分压电阻R₃的一端与调整管Q₁的发射极相连，调整管分压电阻R₃的另一端与主电源U₁的负极相连。二极管D₁的阴极与调整管Q₁的发射极相连，二极管D₁的阳极与可控电源U₂的正极相连。可控电源U₂的负极与主电源U₁的负极相连。负载电流传感器1、线性调整管电流传感器2、电压传感器3与控制器的输入端相连，控制器的输出端连接线性隔离驱动5和可控电源U₂，线性隔离驱动5的输出端与调整管Q₁的门极相连。

电流传感器1、2分别采集负载电流信号I₁和IGBT旁路电流信号I₂，电压传感器3采集调整管Q₁的集电极发射极电压信号V₁。I_ref为外部给定的参考电流信号，V_ref为外部给定的参考电压信号。I₁、I₂、V₁、I_ref、V_ref为控制器的输入信号，经过运算后产生输出电压信号V₂和可控电源控制信号G₁。V₂、I₂信号为线性隔离驱动的输入信号，V₃为线性隔离驱动的输出电压，V₃直接驱动Q₁。

更进一步地，在控制器内，负载电流信号I₁与参考电流信号I_ref比较后进入PID控制器，PID控制器输出经过DA转换后变为输出电压信号V₂，V₂经驱动电路后驱动调整管Q1产生旁路电流I₂，从而将负载电流控制在参考电流附近。该PID控制器可以对电源U₁的电压纹波及其他非理想因素、负载R₂的时变特性进行补偿。V₁与参考电压比较后进入另一个PID控制器，该PID控制器的输出为可控电源U₂的控制信号G₁，经过增益K后控制可控电源输出电流I₃，将调整管Q₁的集电极发射极电压控制在参考电压附近。

本发明的工作原理叙述如下：

假设主电源的电压为U₁，其中直流成分为U_d，纹波成分为U_ripple。

首先闭合开关K₁，此时负载电阻上将产生电流I₁，该电流满足

之后有源滤波器开始工作，此时负载电阻上的电流可以通过下式计算。可以看出通过适当的调整I₂，可以使负载电流和参考电流一致。

在式(5)中令I₁等于I_ref可得

式(6)即为使负载电流与参考电流相等的条件。

以下对可控电源能够降低调整管管耗的原理进行说明：

在IGBT旁路工作过程中，调整管Q₁功率为电压与电流的乘积，通过式(7)可以计算未加入可控电源U₂及二极管D₁时IGBT的实时功率：

P_Q1(t)＝{U₁-R₁[I_ref+I₂(t)]-R₃×I₂(t)}×I₂(t) (7)

式(7)说明IGBT功率与电流成抛物线关系，当电流较小或者较大时，IGBT功率较小，在电流达到工作电流的约一半时，IGBT的功率达到最大值。在加入可控电源U₂及防反灌二极管D₁后，可控电源提供调整管分压电阻R₃的注入电流I₃，此时调整管Q₁的电压变为

V_Q1(t)＝U₁-R₁[I_ref+I₂(t)]-R₃[1₂(t)+I₃(t)] (8)

由于可控电源采用欠补偿方式，因此注入电流I₃最大值受限，设其最大值为I_3max，在调整管电流I₂较小时，调整管电压为

V_Q1(t)＝U₁-R₁[I_ref+I₂(t)]-R₃[I₂(t)+I_3max] (9)

当调整管电流达到全补偿阈值(此时调整管电流与可控电源最大输出电流之和刚好使调整管电压为参考电压V_ref)后，注入电流I₃和调整管电流I₂的和可以在调整管分压电阻R₃上产生足够的压降，使得调整管两端电压保持参考电压不变：

V_Q1(t)＝U₁-R₁[I_ref+I₂(t)]-R₃[I₂(t)+I₃(t)]＝V_ref (10)

全补偿阈值电流在时不变负载中可以计算，在时变负载中该电流随负载变化，但是由于控制器可以随时进行调整，使得式(9)或式(10)总有一个被满足，Q₁的功率总可以达到最小，为

P_Q1(t)＝V_Q1(t)×I₂(t) (11)

在本发明中，参考电压可设置为V_ref＝5V，在高电压、宽工作电流工况下，IGBT两端的电压在负载电压到参考电压之间变化，但通常该电压远大于参考电压：

V_Q1(t)＝U₁-R₁[I_ref+I₂(t)]-R₃×I₂(t)＞＞V_ref (12)

因此，可控电源投入运行后，IGBT的功耗将大大降低。可控电源的工作会在调整管分压电阻R₃上引入一定的开关纹波，但由于在线性放大区内，常用的线性调整管(如IGBT、MOSFET、BJT等)的集电极电流不受集电极发射极电压的影响，因此该纹波不会传播到负载电阻上，即可控电源不会对滤波效果造成影响。

此外，可控电源投入运行后，调整管支路的最大功耗不变，但是相较于单纯串联电阻的方法，本发明构思的方法可以使调整管分压电阻承受更大比例的功率，同等功率耗散水平下，电阻的价格只有线性调整管的几分之一。此外，可控电源采用开关电源方案，效率很高，因此可控电源的成本也远小于节省下的线性调整管，系统成本可大大降低。

下面的实施例以产生高稳定度大电流脉冲平顶波形为应用背景具体说明本发明的目的、技术方案及优点。

在本实施例中，主电源U₁为脉冲发电机整流后与蓄电池组串联输出，电压为1010V，最大输出电流30kA，纹波电压为2V，主要纹波频率为400-600Hz，电源内阻与线路阻抗之和R₁为52.65mΩ。开关K₁为带有强迫关断回路的晶闸管，型号为ABB-5STP38N4200，耐压4200V，最大通流能力40kA，强迫关断回路由10uF电容器、4mH电感及另一个ABB-5STP38N4200晶闸管组成。负载电阻R₂为时变负载，阻值范围为8-10mΩ，变化速度为1mΩ/50ms；调整管分压电阻R₃阻值50mΩ；主调整管Q₁为Infineno-FZ3600R17KE3，耐压1700V，最大通流能力3.6kA，参考电压V_ref为5V，参考电流I_ref为25kA。

在本实施例中，两个PID控制器程序使用FPGA实现，线性隔离驱动的结构如图2所示，包括运算电路502、隔离电路504、偏置电路506、差分放大电路508、低通滤波电路510、功率放大电路512，差分放大电路508、低通滤波电路510、功率放大电路512依次连接，偏置电路506的输出与差分放大电路508连接。在本实施例中，运算电路502使用THS4281高速运放，隔离电路504使用差分型隔离运放AMC1301，偏置电路506由TI公司的REF5045和AD633组成，差分放大电路508使用OPA174精密运放构成前级，高速运放THS4281构成后级。低通滤波电路510使用五阶切比雪夫滤波器，滤波器入口和出口接有阻抗匹配电阻，截止频率为10KHz，特征阻抗为50Ω，以匹配同轴传输线阻抗；功率放大电路512使用单片功放OPA541，其输出经过门极驱动电阻和门极电容后与被驱动的IGBT相连，其中门极驱动电阻的作用是防止OPA541自激振荡，门极电容的作用是抑制密勒效应，在本实施例中，电阻阻值为2Ω，电容为900nF，该参数可以通过实验确定，选取方式为：首先根据驱动电路的输出能力确定电阻值，再取一小电容，确定工作区间，在工作区间内IGBT电流最大的工作点处向驱动器发送阶跃信号，若不发生自激振荡，则逐渐增大电容至产生自激振荡，然后取该电容值的一半作为门极电容。

本实施例中，防反灌二极管D₁为4个DZ1070N18K并联，单个二极管耐压1800V，通流能力1100A。可控电源U2为蓄电池组供电的DCDC电源，参数为300V/2000A，采用欠补偿方式，在IGBT电流为0时，将IGBT两端电压补偿至100V。当负载电阻为8mΩ时，在IGBT电流超过2kA后可以将IGBT两端电压补偿至5V。

简单起见，在计算时，约定电压单位为V，电流单位为kA，电阻单位为mΩ。假设主电源纹波分量为

U_ripple＝2sin[(1200-2000t)πt)] (13)

主电源总表达式为

U₁＝1010+2sin[(1200-2000t)πt)] (14)

假设负载随时间变化的函数为

R₂(t)＝8+20t (15)

本发明实施例的工作过程叙述如下：

首先闭合开关K₁，此时负载电阻上将产生电流I₁，该电流满足

之后有源滤波器开始工作，此时负载电阻上的电流为：

假设期望的负载电流I_ref为25kA，则可以在上式中令I₁为常数I_ref，计算出IGBT电流I₂，使得负载电阻上的电流与参考电流一致。由上式解出的IGBT电流I₂为

只要适当的控制I₂，使之满足上式，便可以使负载电流保持25kA不变。

由于实际电路存在噪声等非理想因素，直接使用上式达不到很好的控制效果，因此在本实施例中，使用FPGA和PID算法实现闭环控制，系统的控制框图如图3所示，其中电源U₁的电压纹波及其他非理想因素用V_noise表示，负载R₂的时变特性及其他非理想因素用I_noise表示，在实际应用中还包括测温电路、通信电路等辅助电路。在控制器内，负载电流信号I₁与参考电流信号I_ref比较后进入PID控制器，PID控制器输出经过DA转换后变为输出电压信号V₂，V₂经驱动电路后驱动调整管Q1产生旁路电流I₂，从而将负载电流控制在参考电流附近。该PID控制器可以对电源U₁的电压纹波及其他非理想因素、负载R₂的时变特性进行补偿。V₁与参考电压比较后进入另一个PID控制器，该PID控制器的输出为可控电源U₂的控制信号G₁，经过增益K后控制可控电源输出电流I₃，将调整管Q₁的集电极发射极电压控制在参考电压附近。

在图4中，以负载端电压100V、滤波器最大电流100A、可控电源最大输出电流50A、调整管分压电阻0.95Ω为例，绘制了IGBT电压与IGBT电流的关系。在传统方案中，IGBT电压与电流成反比例关系，当电流为0时，IGBT电压为负载电压，当电流达到最大工作电流时，IGBT电压为5V。在加入可控电源之后，IGBT电压在电流为0时，可控电源输出最大电流，由于采用欠补偿方式，此时IGBT电压只能补偿至52.5V，当IGBT电流大于50A后，IGBT电流和可控电源最大电流之和大于滤波器最大电流，因此可以通过控制可控电源电流使IGBT电压保持为5V。此外，将IGBT电压与电流相乘，可以得到如图5中IGBT功率和IGBT电流的关系；同时，在此过程中可控电源的电流如图6所示。

该方案可以实现80ppm的电流稳定度；若负载为时不变负载，则电流稳定度可以达到2ppm，如果改进控制方式，有望实现更高的电流稳定度。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种减小并联型线性滤波器线性调整管功耗的装置，包括主电源（U₁）、开关（K₁）、负载分压电阻（R₁）、负载电阻（R₂）、线性调整管（Q₁），所述主电源（U₁）、开关（K₁）、负载分压电阻（R₁）、负载电阻（R₂）依次串联构成主回路，其特征在于：该装置还包括调整管分压电阻（R₃）、二极管（D₁）、可控电源（U₂）；

线性调整管（Q₁）的集电极连接于负载分压电阻（R₁）、负载电阻（R₂）之间，调整管分压电阻（R₃）的一端与线性调整管（Q₁）的发射极相连，调整管分压电阻（R₃）的另一端与主电源（U₁）的负极相连；二极管（D₁）的阴极与线性调整管（Q₁）的发射极相连，二极管（D₁）的阳极与可控电源（U₂）的正极相连，可控电源（U₂）的负极与主电源（U₁）的负极相连；该装置还包括负载电流传感器（1）、线性调整管电流传感器（2）、电压传感器（3）、控制器（4）、线性隔离驱动（5），负载电流传感器（1）、线性调整管电流传感器（2）、电压传感器（3）与控制器的输入端相连，控制器（4）的输出端连接线性隔离驱动（5）和可控电源（U₂），线性隔离驱动（5）为线性调整管（Q₁）产生连续可调的驱动电压；

负载电流传感器（1）、线性调整管电流传感器（2）分别采集负载电流信号（I₁）和旁路电流信号（I₂），电压传感器（3）采集线性调整管（Q₁）的集电极发射极电压信号（V₁），外部给定参考电流信号（I_ref）和参考电压信号（V_ref），所述负载电流信号（I₁）和旁路电流信号（I₂）、线性调整管（Q₁）的集电极发射极电压信号（V₁）、参考电流信号（I_ref）和参考电压信号（V_ref）与控制器的输入端连接，经过运算后产生输出电压信号（V₂）和可控电源控制信号（G₁），电压信号（V₂）、旁路电流信号（I₂）输入至线性隔离驱动，线性隔离驱动的输出电压（V₃）用于直接驱动线性调整管（Q₁）。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述线性隔离驱动（5）包括运算电路（502）、隔离电路（504）、偏置电路（506）、差分放大电路（508）、低通滤波电路（510）、功率放大电路（512），运算电路（502）、隔离电路（504）、差分放大电路（508）、低通滤波电路（510）、功率放大电路（512）依次连接，偏置电路（506）的输出与差分放大电路（508）连接。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述可控电源（U₂）为开关电源，并工作于欠补偿方式。

4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，线性调整管（Q₁）为IGBT、BJT或MOSFET。

5.一种减小并联型线性滤波器线性调整管功耗的方法，基于权利要求1-4任一项所述的装置，其特征在于，包括以下操作步骤：

S1. 闭合开关K₁，此时负载电阻上将产生电流I₁；

S2.线性滤波器开始工作，通过以下公式获取此时负载电阻上的电流：

其中U_d为直流成分，U_ripple为纹波成分；

S3.利用以下公式调整旁路电流信号I₂，使负载电流和参考电流相等：

。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述控制器内执行以下步骤：

负载电流信号（I₁）与参考电流信号（I_ref）进行比较后进入PID控制器一，所述PID控制器一输出经数模转换后变为输出电压信号（V₂），输出电压信号（V₂）经线性隔离驱动后驱动线性调整管（Q1）产生旁路电流（I₂），从而将负载电流（I₁）控制在参考电流（I_ref）附近；

电压传感器信号（V₁）与参考电压信号（V_ref）比较后进入PID控制器二，所述PID控制器二的输出为可控电源（U₂）的控制信号（G₁），经过增益K后控制可控电源输出电流（I₃），将线性调整管（Q₁）的集电极发射极电压控制在参考电压（V_ref）附近。