CN111064364A - 同步整流Buck变换器全软开关电路及其控制方法 - Google Patents

同步整流Buck变换器全软开关电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种应用于非隔离Buck DC‑DC变换器的高效率全软开关电路及其调制方法。包括同步整流开关管Q2，用于替代普通续流二极管，减小续流损耗；辅助电容Cr用于开关管关断瞬间的电压箝位；辅助开关管Qr、二极管Dr以及电感Lr组成的串联支路，用于消除二极管反向恢复损耗并实现主开关零电压开通；保护二极管DP用于实现负载剧烈波动时保护辅助开关管。针对提出的软开关电路，为了在宽负载范围内实现软开关，提出一种可行的调制方法，实现所有主开关与同步整流开关零电压开通与近似零电压关断，并且实现辅助开关零电流开通与关断。

Description

同步整流Buck变换器全软开关电路及其控制方法
技术领域
本发明应用于高效率、低成本、降压型开关电源领域，特别针对同步整流型Buck电路提出一种提高转换效率的全软开关电路及其控制方法。
背景技术
随着电力电子及电源技术的发展，拥有更高效率的电源成为必然需求。在低压大电流场合中，非隔离Buck变换器因具有较宽的降压范围而得到广泛应用。普通Buck变换器因硬开关带来很大的开关损耗，转换效率低、发热严重导致系统稳定性下降。采用宽禁带半导体SiC功率器件能明显降低开关损耗，但其成本昂贵，不适用于低成本应用和产业化，且仍然以硬开关方式动作，开关损耗以及硬开关噪声没能得到解决。
Buck电路软开关技术作为一种普适低成本方案被大量研究与应用。在主开关关断瞬间，通过其并联的电容实现电压箝位，或者通过开通辅助开关并联箝位电容，实现主开关的近似零电压关断。在主开关开通前先开通辅助开关与辅助电感的串联支路，使续流二极管电流自然下降到零，实现续流二极管零电流关断。然后辅助电感与主开关寄生并联电容串联谐振，使主开关两端电压在其开通前提前下降到零，实现主开关零电压开通。
然而，这些软开关电路使主开关电流应力或电压应力增加，带来额外的主电路导通损耗。此外，由于辅助电路不能实现软开通或关断，辅助开关的电压应力或电流应力也很高，引起很大的辅助电路损耗，系统效率提升不明显，反而体积、重量与成本增加。
发明内容
本发明提供了一种同步整流Buck变换器全软开关电路及其控制方法，目的在于，消除同步整流开关体二极管续流带来反向恢复损耗，实现主开关与同步整流开关零电压开通与近似零电压关断，提高Buck电路的工作效率。
为了达到上述目的，本发明采用如下技术手段：
一方面，本发明提出一种同步整流Buck变换器全软开关电路，包括直流电压源UDC、主电感L、辅助电感Lr、输出储能电容Co、辅助箝位电容Cr、功率MOSFET主开关Q1、功率MOSFET同步整流开关Q2、功率MOSFET辅助开关Qr、辅助二极管Dr以及保护二极管DP；其中，所述直流电压源UDC与功率MOSFET主开关Q1串联组成支路一，所述支路一与功率MOSFET同步整流开关Q2、辅助箝位电容Cr并联组成支路二，所述功率MOSFET辅助开关Qr与辅助电感Lr、辅助二极管Dr串联组成支路三，所述支路三与主电感L并联组成支路四，所述支路二与支路四串联组成支路五，所述支路五与输出储能电容Co并联对负载RL供电；
所述功率MOSFET辅助开关Qr的源极与主电感L的左端连接，所述辅助电感Lr的右端与主电感L右端连接；所述辅助二极管Dr的阳极与所述辅助电感Lr的左端连接，所述辅助二极管Dr的阴极与所述功率MOSFET辅助开关Qr的漏极连接；所述保护二极管DP的阳极与所述辅助二极管Dr的阳极连接，所述保护二极管DP的阴极与所述直流电压源UDC的阳极连接。
另一方面，本发明还提供了所述同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，包括：
t0～t1阶段：t0时刻，Cr电压等于输入电压UDC；主开关Q1受控关断，由于Cr的箝位作用，Q1漏源DS电压在关断过程中上升较小，Q1近似零电压关断；
t1～t2阶段：t1时刻，Cr电压线性下降到零，Q2体二极管正向偏置导通续流，为Q2的零电压开通提供了条件；
t2～t3阶段：t2时刻，Q2零电压线性开通，电路等效为同步整流Buck电路续流阶段；
t3～t4阶段：t3时刻，辅助开关Qr开通，辅助电感Lr在正向电压作用下电流上升，主电感L电流继续下降；
t4～t5阶段：t4时刻，同步整流管Q2受控关断，由于Cr的箝位作用，Q2DS电压在关断过程中上升较小，为近似零电压关断；Cr因反向电流itotal放电，电压开始下降，此过程Cr和L与Lr的并联总电感串联谐振，t5时刻Cr电压谐振到等于输入电压UDC；
t5～t6阶段：t5时刻，Q1体二极管开始导通续流，为Q1的零电压开通提供了条件，辅助电感Lr电流在反向电压作用下减小，主电感L承受正向电压，电流增加；
t6～t7阶段：t6时刻，主开关Q1零电压开通；
t7～t0阶段：t7时刻，辅助电感Lr、辅助二极管Dr电流自然下降到零，因二极管Dr反向阻断特性，辅助支路以零电流断开，可在下一周期到达前任一时刻零电流关断辅助开关管Qr；
增加保护二极管DP为iLr提供通路，能有效解决Qr过压烧毁问题，当开关管开通时间较短时，Qr先于主开关管Q1关断，则电流iLr可流过DP，Qr两端电压始终近似为零，即辅助开关Qr零电压关断。
进一步地，t0～t1阶段：因为主电感相对Cr较大，谐振周期远大于t0～t1时间段，认为主电感L电流在此过程中维持不变且达到最大值iL,max，则Cr电压下降时间为：
Figure BDA0002353463220000041
进一步地，t1～t2阶段：t0～t2时间区间定义为同步整流管开通死区时间；忽略二极管续流压降，则主电感电流下降斜率与输出电压Uo满足：
Figure BDA0002353463220000042
进一步地，t2～t3阶段：主电感L在反向电压作用下电流逐渐减小，忽略较小的MOSFET开通压降，主电感L伏安方程维持(2)式不变。
进一步地，t3～t4阶段：假设在t3～t4之间某一时刻t34，Lr中电流iLr上升至与L中电流iL相等，此后辅助开关继续开通至t4时刻，iLr大于iL，令itotal＝iL-iLr，则itotal<0；该阶段Lr电流以(3)式变化率增加：
Figure BDA0002353463220000051
进一步地，t4～t5阶段：设电感L、Lr电流分别为IL、ILr；t5时刻Cr电压谐振到等于输入电压UDC：
Figure BDA0002353463220000052
Figure BDA0002353463220000053
Figure BDA0002353463220000054
进一步地，t5～t6阶段：主电感L在正向电压作用下电流以(7)式规律上升，辅助电感Lr反向电压作用下电流以(8)式规律减小，t4～t6时间区间定义为主开关的开通死区；
Figure BDA0002353463220000055
Figure BDA0002353463220000056
进一步地，t6～t7阶段：电感L、Lr电流分别维持(7)(8)式变化率不变；t7～t0阶段：主电感L电流变化率维持(6)式不变，辅助电感Lr电流为0，定义t5～t0时间段为主开关开通时间DT。
进一步地，Cr电压谐振到等于输入电压UDC时刻
Figure BDA0002353463220000057
式中a＝ZC(ILr-IL),b＝-Uo,
Figure BDA0002353463220000061
带入(6)可得Cr的电流为：
Figure BDA0002353463220000062
因主电感L较大，在谐振期间iL电流变化较小，即iL(t5)≈IL，因此
Figure BDA0002353463220000063
之后，Lr在反向电压-(UDC-Uo)作用下，电流线性减小，iLr下降到零历经时间：
Figure BDA0002353463220000064
若2Uo>UDC，那么
Figure BDA0002353463220000065
与现有技术相比，本发明的有益效果至少包括：
本发明通过加入辅助箝位电容，使主开关与同步整流开关在关断过程的电压被箝位，实现近似零电压关断。在同步整流开关关断之前，开通电流可控的辅助电感支路，使同步整流开关电流反向，防止死区时间内同步整流开关的体二极管续流，避免同步整流开关体二极管续流带来反向恢复损耗。辅助电感带来的反向电流流过箝位电容对其充电，最终箝位电容电压等于输入电压，主开关体二极管续流，可实现主开关的零电压开通。主开关关断后，主电感电流流过箝位电容对其放电，最终箝位电容电压为零，同步整流体二极管续流，可实现同步整流开关零电压开通。因此，提出的软开关电路及调制策略能同时实现主开关与同步整流开关零电压开通与近似零电压关断，有助于Buck电路转换效率提升。
相比于普通Buck电路，本发明电路及调制策略实现了软开关，消除了反向恢复损耗与噪声，可明显降低电磁辐射、提高变换器的效率。
相比于其他软开关Buck电路，本发明电路所有开关都以软开关方式工作，具有更高的转换效率，电路结构简单，实现容易。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的同步整流Buck变换器全软开关电路；
图2为本发明的控制方法中t0～t1阶段电路控制示意图；
图3为本发明的控制方法中t1～t2阶段电路控制示意图；
图4为本发明的控制方法中t2～t3阶段电路控制示意图；
图5为本发明的控制方法中t3～t4阶段电路控制示意图；
图6为本发明的控制方法中t4～t5阶段电路控制示意图；
图7为本发明的控制方法中t5～t6阶段电路控制示意图；
图8为本发明的控制方法中t6～t7阶段电路控制示意图；
图9为本发明的控制方法中t7～t0阶段电路控制示意图；
图10为本发明的控制方法中保护二极管DP动作示意图；
图11为本发明的Buck变换器全软开关电路各工作模态的理论波形；
图12为本发明的Buck变换器全软开关电路工作周期开关过程仿真波形；
图13为普通Buck电路工作周期开关过程仿真波形。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面将结合附图和具体的实施例对本发明的技术方案进行详细说明。需要指出的是，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1
如图1所示，本发明提出一种同步整流Buck变换器全软开关电路，包括直流电压源UDC、主电感L、辅助电感Lr、输出储能电容Co、辅助箝位电容Cr、功率MOSFET主开关Q1、功率MOSFET同步整流开关Q2、功率MOSFET辅助开关Qr、辅助二极管Dr以及保护二极管DP；其中，所述直流电压源UDC与功率MOSFET主开关Q1串联组成支路一，所述支路一与功率MOSFET同步整流开关Q2、辅助箝位电容Cr并联组成支路二，所述功率MOSFET辅助开关Qr与辅助电感Lr、辅助二极管Dr串联组成支路三，所述支路三与主电感L并联组成支路四，所述支路二与支路四串联组成支路五，所述支路五与输出储能电容Co并联对负载RL供电。
所述功率MOSFET辅助开关Qr的源极与主电感L的左端连接，所述辅助电感Lr的右端与主电感L右端连接。所述辅助二极管Dr的阳极与所述辅助电感Lr的左端连接，所述辅助二极管Dr的阴极与所述功率MOSFET辅助开关Qr的漏极连接。所述保护二极管DP的阳极与所述辅助二极管Dr的阳极连接，所述保护二极管DP的阴极与所述直流电压源UDC的阳极连接。相比于传统的Buck电路，增加了电感Lr和Qr与Dr串联构成的辅助支路，并增加了保护二极管DP，使主电路工作过程与普通Buck电路完全一致，且能在工况剧烈变化时保护功率MOSFET辅助开关管Qr。
实施例2
对所述同步整流Buck变换器全软开关电路，提出一种能消除同步整流开关反向恢复损耗，实现主开关与同步整流开关零电压开通与近似零电压关断的软开关调制策略：
t0～t1阶段：t0时刻，Cr电压等于输入电压UDC。主开关Q1受控关断，由于Cr的箝位作用，Q1漏源(DS)电压在关断过程中上升较小，Q1近似零电压关断，等效电路如图2。因为主电感相对Cr较大，谐振周期远大于t0～t1时间段，认为主电感L电流在此过程中维持不变且达到最大值iL,max，则Cr电压下降时间为：
Figure BDA0002353463220000101
t1～t2阶段：t1时刻，Cr电压下降线性下降到零，Q2体二极管正向偏置导通续流，为Q2的零电压开通提供了条件，此时电路等效于普通Buck电路续流阶段，如图3，t0～t2时间区间定义为同步整流管开通死区时间。忽略二极管续流压降，则主电感电流下降斜率与输出电压Uo满足：
Figure BDA0002353463220000102
t2～t3阶段：Q2零电压线性开通，电路等效为同步整流Buck电路续流阶段，如图4。主电感L在反向电压作用下电流逐渐减小，忽略较小的MOSFET开通压降，主电感L伏安方程维持(2)式不变。
t3～t4阶段：t3时刻，辅助开关Qr开通，辅助电感Lr在正向电压作用下电流上升，主电感L电流继续以(2)式规律变化，等效电路如图5。假设在t3～t4之间某一时刻t34，Lr中电流iLr上升至与L中电流iL相等，此后辅助开关继续开通至t4时刻，iLr大于iL，令itotal＝iL-iLr，则itotal<0。该阶段Lr电流以(3)式变化率增加：
Figure BDA0002353463220000103
t4～t5阶段：t4时刻，同步整流管Q2受控关断，设电感L、Lr电流分别为IL、ILr。由于Cr的箝位作用，Q2 DS电压在关断过程中上升较小，为近似零电压关断，等效电路如图6。Cr因反向电流itotal放电，电压开始下降，此过程Cr和L与Lr的并联总电感LP串联谐振，t5时刻Cr电压谐振到等于输入电压UDC：
Figure BDA0002353463220000111
Figure BDA0002353463220000112
Figure BDA0002353463220000113
t5～t6阶段：t5时刻，Q1体二极管开始导通续流，为Q1的零电压开通提供了条件。主电感L在正向电压作用下电流以(7)式规律上升，辅助电感Lr反向电压作用下电流以(8)式规律减小，等效电路如图7，t4～t6时间区间定义为主开关的开通死区。
Figure BDA0002353463220000114
Figure BDA0002353463220000115
t6～t7阶段：t6时刻，主开关Q1零电压开通，电感L、Lr电流分别维持(7)(8)式变化率不变，等效电路如图8。
t7～t0阶段：t7时刻，Dr电流自然下降到零，因二极管Dr反向阻断特性，辅助支路以零电流断开，可在下一周期到达前任一时刻零电流关断辅助开关管Qr，等效电路如图9。电路等效为普通Buck电路主开关开通电感储能阶段，主电感L电流变化率维持(6)式不变，辅助电感Lr电流为0，定义t5～t0时间段为主开关开通时间DT。
以上分析过程涉及的开关周期内各阶段开关管电压与电感电流关于驱动信号的时序波形如图11。
根据以上分析，Cr电压谐振到等于输入电压UDC时刻
Figure BDA0002353463220000121
式中a＝ZC(ILr-IL),b＝-Uo,
Figure BDA0002353463220000122
带入(6)可得Cr的电流为：
Figure BDA0002353463220000123
因主电感L较大，在谐振期间iL电流变化较小，即iL(t5)≈IL，因此
Figure BDA0002353463220000124
之后，Lr在反向电压-(UDC-Uo)作用下，电流线性减小，iLr下降到零历经时间：
Figure BDA0002353463220000125
若2Uo>UDC，那么
Figure BDA0002353463220000126
当输入功率较小电感L电流iL断续时，tf,Lr较大且大于DT，导致主开关关断前iLr未下降到零，关断辅助开关管将导致电流iLr无流通路径，从而在辅助开关Qr两端出现很大电压尖峰，引起Qr过压烧毁。通过增加保护二极管DP为iLr提供通路，能有效解决以上问题，当开关管开通时间较短时，Qr先于主开关管Q1关断，则电流iLr可流过DP，Qr两端电压始终近似为零，即辅助开关Qr零电压关断，等效电路如图10。
本实施例进行了仿真研究，为了便于比较，证明本发明提出的电路和调制方法的有效性，设计软开关Buck变换器与普通同步整流Buck电路主拓扑参数相同：额定输入电压为50V，额定输出电压为35V，频率为100kHz，主电感L选择为42μH，输出电容Co为80μF，阻性负载为10Ω。设计辅助电感Lr为2μH，辅助箝位电容Cr为10nF，辅助开关Qr与主开关同型号，辅助二极管与保护二极管均为普通整流二极管。图12、13分别为普通Buck电路与本发明设计的软开关Buck电路工作的电流电压仿真波形，通过对比可见，主开关与同步整流开关都以软开关方式动作。辅助支路开通时电流为零，为零电流开通；辅助电感在反向电压作用下，电流自然下降到零，辅助二极管因无正向电流也自然关断，随后反向偏置。因此，辅助电路为以零电流开通、零电压关断的软开关方式动作，开关损耗降至接近为零。通过理论分析与仿真验证表明，本发明的软开关Buck电路及其调制策略能有效解决普通Buck电路硬开关问题。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种同步整流Buck变换器全软开关电路，其特征在于，包括直流电压源UDC、主电感L、辅助电感Lr、输出储能电容Co、辅助箝位电容Cr、功率MOSFET主开关Q1、功率MOSFET同步整流开关Q2、功率MOSFET辅助开关Qr、辅助二极管Dr以及保护二极管DP；其中，所述直流电压源UDC与功率MOSFET主开关Q1串联组成支路一，所述支路一与功率MOSFET同步整流开关Q2、辅助箝位电容Cr并联组成支路二，所述功率MOSFET辅助开关Qr与辅助电感Lr、辅助二极管Dr串联组成支路三，所述支路三与主电感L并联组成支路四，所述支路二与支路四串联组成支路五，所述支路五与输出储能电容Co并联对负载RL供电；
所述功率MOSFET辅助开关Qr的源极与主电感L的左端连接，所述辅助电感Lr的右端与主电感L右端连接；所述辅助二极管Dr的阳极与所述辅助电感Lr的左端连接，所述辅助二极管Dr的阴极与所述功率MOSFET辅助开关Qr的漏极连接；所述保护二极管DP的阳极与所述辅助二极管Dr的阳极连接，所述保护二极管DP的阴极与所述直流电压源UDC的阳极连接。
2.一种如权利要求1所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，包括：
t0～t1阶段：t0时刻，Cr电压等于输入电压UDC；主开关Q1受控关断，由于Cr的箝位作用，Q1漏源DS电压在关断过程中上升较小，Q1近似零电压关断；
t1～t2阶段：t1时刻，Cr电压线性下降到零，Q2体二极管正向偏置导通续流，为Q2的零电压开通提供了条件；
t2～t3阶段：t2时刻，Q2零电压线性开通，电路等效为同步整流Buck电路续流阶段；
t3～t4阶段：t3时刻，辅助开关Qr开通，辅助电感Lr在正向电压作用下电流上升，主电感L电流继续下降；
t4～t5阶段：t4时刻，同步整流管Q2受控关断，由于Cr的箝位作用，Q2DS电压在关断过程中上升较小，为近似零电压关断；Cr因反向电流itotal放电，电压开始下降，此过程Cr和L与Lr的并联总电感串联谐振，t5时刻Cr电压谐振到等于输入电压UDC；
t5～t6阶段：t5时刻，Q1体二极管开始导通续流，为Q1的零电压开通提供了条件，辅助电感Lr电流在反向电压作用下减小，主电感L承受正向电压，电流增加；
t6～t7阶段：t6时刻，主开关Q1零电压开通；
t7～t0阶段：t7时刻，辅助电感Lr、辅助二极管Dr电流自然下降到零，因二极管Dr反向阻断特性，辅助支路以零电流断开，可在下一周期到达前任一时刻零电流关断辅助开关管Qr；
增加保护二极管DP为iLr提供通路，能有效解决Qr过压烧毁问题，当开关管开通时间较短时，Qr先于主开关管Q1关断，则电流iLr可流过DP，Qr两端电压始终近似为零，即辅助开关Qr零电压关断。
3.根据权利要求2所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，t0～t1阶段：因为主电感相对Cr较大，谐振周期远大于t0～t1时间段，认为主电感L电流在此过程中维持不变且达到最大值iL,max，则Cr电压下降时间为：
Figure FDA0002353463210000031
4.根据权利要求3所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，t1～t2阶段：t0～t2时间区间定义为同步整流管开通死区时间；忽略二极管续流压降，则主电感电流下降斜率与输出电压Uo满足：
Figure FDA0002353463210000032
5.根据权利要求4所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，t2～t3阶段：主电感L在反向电压作用下电流逐渐减小，忽略较小的MOSFET开通压降，主电感L伏安方程维持(2)式不变。
6.根据权利要求5所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，t3～t4阶段：假设在t3～t4之间某一时刻t34，Lr中电流iLr上升至与L中电流iL相等，此后辅助开关继续开通至t4时刻，iLr大于iL，令itotal＝iL-iLr，则itotal<0；该阶段Lr电流以(3)式变化率增加：
Figure FDA0002353463210000033
7.根据权利要求6所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，t4～t5阶段：设电感L、Lr电流分别为IL、ILr；t5时刻Cr电压谐振到等于输入电压UDC：
Figure FDA0002353463210000041
Figure FDA0002353463210000042
Figure FDA0002353463210000043
8.根据权利要求7所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，t5～t6阶段：主电感L在正向电压作用下电流以(7)式规律上升，辅助电感Lr反向电压作用下电流以(8)式规律减小，t4～t6时间区间定义为主开关的开通死区；
Figure FDA0002353463210000044
Figure FDA0002353463210000045
9.根据权利要求8所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，t6～t7阶段：电感L、Lr电流分别维持(7)(8)式变化率不变；t7～t0阶段：主电感L电流变化率维持(6)式不变，辅助电感Lr电流为0，定义t5～t0时间段为主开关开通时间DT。
10.根据权利要求9所述的同步整流Buck变换器全软开关电路的控制方法，其特征在于，Cr电压谐振到等于输入电压UDC时刻
Figure FDA0002353463210000046
式中a＝ZC(ILr-IL),b＝-Uo,
Figure FDA0002353463210000047
带入(6)可得Cr的电流为：
Figure FDA0002353463210000051
因主电感L较大，在谐振期间iL电流变化较小，即iL(t5)≈IL，因此
Figure FDA0002353463210000052
之后，Lr在反向电压-(UDC-Uo)作用下，电流线性减小，iLr下降到零历经时间：
Figure FDA0002353463210000053
若2Uo>UDC，那么
Figure FDA0002353463210000054
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