CN113014096B - 同步整流Buck变换器全软开关电路及调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明实施例涉及开关电源技术领域，特别涉及同步整流Buck变换器全软开关电路及调制方法，包括主开关Q₁；同步整流开关管Q₂，用于替代普通续流二极管，减小续流损耗；辅助电容C_r用于在开关管Q₁或Q₂关断瞬间箝位其两端的电压；辅助开关管Q_r、二极管D_r以及电感L_r组成的串联支路，用于消除同步整流开关寄生二极管反向恢复损耗，并实现主开关Q₁与同步整流开关Q₂零电压开通；保护二极管D_P1和D_P2用于箝位所有功率半导体器件寄生电容与辅助电感L_r谐振的电压，并将大部分谐振能量回馈至输入电源V_i。实现主开关与同步整流开关近似零电压关断，并通过软开关电路辅助电感的作用实现辅助开关零电流开通与关断。

Description

同步整流Buck变换器全软开关电路及调制方法

技术领域

本发明实施例涉及开关电源技术领域，特别涉及同步整流Buck变换器全软开关电路及调制方法。

背景技术

电力电子及电源技术的发展，对开关电源效率和功率密度提出了更高的要求，使得高频率、高效率开关电源的研究备受关注。Buck变换器因具有较宽的降压范围，在非隔离型低压大电流场合中得到广泛应用。传统Buck变换器开关管以硬开关方式动作，带来很大的开关损耗，使得变换器转换效率低、发热严重，导致系统稳定性下降。同时，在开关管开通瞬间，二极管因强迫换流而引起很大的反向恢复电流，带来很强的开关噪声和EMI问题。快速的二极管反向恢复过程导致电流环路切换时的电流变化斜率很高，从而在电路寄生串联电感上产生过高的感应电压，使得器件电压应力大幅增加。为了保证变换器的可靠性，需要采用更高耐压等级的功率半导体器件。

采用宽禁带半导体SiC功率器件能明显降低开关损耗，但其成本昂贵，不适用于低成本应用和产业化，且仍以硬开关方式动作，开关损耗以及硬开关噪声没能得到解决。基于软开关技术的Buck电路作为一种普适低成本方案正被大量研究与应用。通过在厡拓扑中串联电感、并联电容，并增加二极管构成了一类无源型软开关Buck电路。但由于无源软开关电路须采用谐振方式实现对辅助电路电路的充放电，最终导致主电路的开关周期和占空比都受到辅助电路谐振时间的限制，软开关范围极小且严重受元器件参数影响。辅助电路中采用功率开关管代替二极管，并合理设计储能元器件的位置，形成了有源软开关Buck电路。通过控制有源型Buck电路中辅助开关的开通与关断来实现对辅助电路电容的充放电，软开关范围得到大幅度提高。

但是现有有源型软开关电路很多都存在着受负载电流影响的问题，不能在宽负载范围内实现软开关。另外一些有源软开关电路虽然实现了主开关的零电压开关，但是在辅助电路中引入了很大的开关损耗和二极管反向恢复问题。此外，这些软开关电路使主开关电流应力或电压应力增加，带来额外的主电路导通损耗。由于辅助电路不能实现软开通或关断，辅助开关的电压应力或电流应力也很高，引起很大的辅助电路损耗，系统效率提升不明显，反而体积、重量与成本增加。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供同步整流Buck变换器全软开关电路及调制方法，消除同步整流开关体二极管续流带来反向恢复问题，实现主开关与同步整流开关零电压开通与近似零电压关断，提高Buck电路的工作效率。

为解决上述技术问题，第一方面，本发明的实施例提供了一种同步整流Buck变换器全软开关电路，包括直流输入电源V_i、主滤波电感L、辅助电感L_r、输出滤波电容C_o、箝位电容C_r、MOSFET功率晶体管主开关Q₁、MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂、MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r、辅助功率二极管D_r、第一回馈二极管D_P1和第二回馈二极管D_P2；所述直流输入电源V_i与MOSFET功率晶体管主开关Q₁串联组成第一支路，所述第一支路与所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂、所述箝位电容C_r并联组成第二支路，所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r与所述辅助电感L_r、所述辅助功率二极管D_r串联组成第三支路，所述第三支路与主滤波电感L并联组成第四支路，所述第二支路与第四支路串联组成第五支路，所述第五支路与输出滤波电容C_o并联并对负载R_L供电。

作为优选的，所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的漏极与所述辅助电感L_r的第一端、所述第二回馈二极管D_P2的阳极连接，所述辅助功率二极管D_r的阴极与所述辅助电感L_r的第二端、第一回馈二极管D_P1的阳极连接，所述辅助功率二极管D_r的阳极与所述主滤波电感L的第二端、输出滤波电容C_o的第一端连接；所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的源极、所述MOSFET功率晶体管主开关Q₁的源极和所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的漏极连接；MOSFET功率晶体管主开关Q₁的漏极与所述第二回馈二极管D_P2的阴极、第一回馈二极管D_P1的阴极、直流输入电源V_i的正极连接；第一回馈二极管D_P1的阴极、所述第二回馈二极管D_P2的阴极连接电源V_i的正极；MOSFET功率晶体管主开关Q₁的源极与所述主滤波电感L的第一端、所述箝位电容C_r的第一端连接；所述箝位电容C_r的第二端与所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的源极、输出滤波电容C_o的第二端、电阻R_L的第二端连接。

作为优选的，所述第一回馈二极管D_P1的阳极与所述辅助电感L_r的第二端连接；所述第一回馈二极管D_P1的阴极、所述第二回馈二极管D_P2的阴极与所述MOSFET功率晶体管主开关Q₁的漏极连接。

第二方面，本发明实施例提供一种根据本发明第一方面实施例所述同步整流Buck变换器全软开关电路的调制方法，包括：

t₀～t₁阶段：t₀时刻，MOSFET功率晶体管主开关Q₁的反并联二极管导通，流过主滤波电感L与辅助电感L_r的总电流，MOSFET功率晶体管主开关Q₁两端电压为零，MOSFET功率晶体管主开关Q₁以零电压条件软开通；此后主滤波电感L的电流线性增加，辅助电感L_r电流线性减小；

t₁～t₂阶段：t₁时刻，辅助电感L_r的电流线性下降到零；辅助电感L_r与MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂等效电容C_p2开始谐振，辅助电感L_r的电流从零开始反向增加，主滤波电感L电流继续以上一阶段的变化斜率线性增加；

t₂～t₃阶段：t₂时刻，辅助电感L_r两端电压下降到零，等效电容C_p2两端电压增加到V_i-V_o；第一回馈二极管D_P1正向偏置，辅助电感L_r两端电压与等效电容C_p2两端电压同时被箝位；辅助电感L_r电流在MOSFET功率晶体管主开关Q₁、MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r和第一回馈二极管D_P1中环流，电流保持不变，主滤波电感L的电流继续线性增加；

t₃～t₄阶段：t₃时刻，MOSFET功率晶体管主开关Q₁与MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r同时关断，辅助电感L_r电流立即流过MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的反并联二极管；箝位电容C_r与主滤波电感L和辅助电感L_r并联谐振，箝位电容C_r流过的电流为主滤波电感L和辅助电感L_r的电流之和，箝位电容C_r被放电，电压开始减小；

t₄～t₅阶段：t₄时刻，箝位电容C_r电压下降至零，MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的寄生反并联二极管开始导通；主滤波电感L电压下降至-V_o，辅助电感L_r的电压增加至V_i；因此，主滤波电感L的电流开始线性减小，辅助电感L_r的电流从负电流开始线性增加；

t₅～t₆阶段：t₅时刻，MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂零电压开通，主滤波电感L与辅助电感L_r的电流继续以上一阶段的变化斜率线性变化；

t₆～t₇阶段：t₆时刻，辅助电感L_r的反向电流线性增加至零；辅助电感L_r与MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r等效电容C_p1、C_p2开始串联谐振，在谐振过程中，谐振电路的能量或因阻尼消耗，或传输到输入电源而被转移，最终达到稳态；在此过程中，主滤波电感L两端电压仍然等于-V_o，电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小；

t₇～t₈阶段：t₇时刻，辅助电感L_r与等效电容C_p1、C_p2寄生串联谐振结束；此阶段，进入续流阶段，主滤波电感L的电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小；

t₈～t₉阶段：t₈时刻，MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r开通；因辅助电感L_r的作用，在MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r开通过程中，流过MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的电流为0，因此MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r以零电流开通；由于等效电容C_p1的影响，MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r实际开通过程有功率损耗，形成容性开通损耗；MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r导通后，辅助电感L_r两端电压为V_o，流过辅助电感L_r的电流开始线性增加，主滤波电感L的电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小；

t₉～t₁₀阶段：t₉时刻，流过辅助电感L_r的电流与流过主滤波电感L的电流之和已正向流过MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的漏源极，MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂关断；由于箝位电容C_r的箝位作用，在MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂关断过程中，MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂两端电压上升较小，实现了MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂零电压关断；Q₂关断后，辅助电感L_r与主滤波电感L的电流之和流过箝位电容C_r，箝位电容C_r与主滤波电感L、辅助电感L_r开始谐振，箝位电容C_r电压以谐振规律上升；

t₁₀～t₀阶段：t₁₀时刻，箝位电容C_r的电压上升到等于输入电压V_i，因此MOSFET功率晶体管主开关Q₁的反并联二极管正向偏置导通续流，以为MOSFET功率晶体管主开关Q₁零电压开通提供了条件，流过MOSFET功率晶体管主开关Q₁反并联二极管的电流为主滤波电感L与辅助电感L_r的电流之和；此后，电感的电压为V_i-V_o，电流开始线性增加；而辅助电感L_r的电压为-(V_i-V_o)，电流线性减小。

本发明实施例提出的同步整流Buck变换器全软开关电路及调制方法，在同步整流开关管两端并联辅助箝位电容，交流通路上等效于同时并联到主开关与同步整流开关管两端；由于开关管关断速度很快，而并联电容容量较大，使主开关与同步整流开关的电压在其关断过程变化很小，实现近似零电压关断；在同步整流开关关断之前，通过控制辅助电路电感的电流大小，使流过同步整流开关管的电流方向反向，从而防止在同步整流开关关断后到主开关开通前的死区时间内同步整流开关的寄生反并联二极管续流导通，由此完全消除同步整流开关寄生反并联二极管反向恢复问题；流过同步整流开关管的反向电流在同步整流开关管关断后流过与其并联的辅助电路电容，对辅助电路电容的电压被充电到等于输入电压时，主开关的寄生反并联二极管续流，为主开关的零电压开通创造了条件；主开关管关断后，辅助电路电容被流主滤波电感电流放电，其电压下降到零时，同步整流开关管的寄生反并联二极管导通续流，从而为同步整流开关管零电压开通创造了条件；因此，提出的软开关Buck变换器及调制策略既能实现主开关与同步整流开关零电压开通，又能实现它们的近似零电压关断；同时由于辅助电感的作用，辅助电路开关管也以近似零电流开通，只有很小的寄生电容的能量在开通瞬间被消耗，相比于现有技术中的Buck电路，本发明电路及调制策略实现了所有开关管的软开关，消除了反向恢复损耗与开关噪声，明显降低电磁辐射、提高变换器效率，相比于现有技术中的软开关Buck电路，本发明实施例电路所有开关管都以软开关方式工作，具有更高的转换效率，电路结构简单，实现容易，且开关管电压应力没有任何增加，可靠性大大提升，成本更低。

附图说明

一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。

图1为本发明实施例的同步整流Buck变换器全软开关电路示意图；

图2为本发明实施例的变换器考虑所有功率半导体器件寄生电容电路；

图3为本发明实施例的变换器考虑所有功率半导体器件寄生电容等效电路；

图4为本发明实施例的控制方法中t0～t1阶段电路控制示意图；

图5为本发明实施例的控制方法中t1～t2阶段电路控制示意图；

图6为本发明实施例的控制方法中t2～t3阶段电路控制示意图；

图7为本发明实施例的控制方法中t3～t4阶段电路控制示意图；

图8为本发明实施例的控制方法中t4～t5阶段电路控制示意图；

图9为本发明实施例的控制方法中t5～t6阶段电路控制示意图；

图10为本发明实施例的控制方法中t6～t7阶段电路控制示意图i；

图11为本发明实施例的控制方法中t6～t7阶段电路控制示意图ii；

图12为本发明实施例的控制方法中t6～t7阶段电路控制示意图iii；

图13为本发明实施例的控制方法中t7～t8阶段电路控制示意图；

图14为本发明实施例的控制方法中t8～t9阶段电路控制示意图；

图15为本发明的控制方法中t9～t10阶段电路控制示意图；

图16为本发明实施例的控制方法中t10～T+t0阶段电路控制示意图；

图17为本发明实施例的Buck变换器全软开关电路各工作模态的理论波形；

图18为本发明实施例的Buck变换器全软开关电路主开关测量波形；

图19为本发明实施例的Buck变换器全软开关电路同步整流管测量波形；

图20本发明实施例的Buck变换器与普通Buck电路测量效率对比曲线。

具体实施例

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施例进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施例中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施例的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。以下各个实施例的划分是为了描述方便，不应对本发明的具体实现方式构成任何限定，各个实施例在不矛盾的前提下可以相互结合相互引用。

下面对本实施例的无源无损软开关的Boost变换器的实现细节进行具体的说明，以下内容仅为方便理解提供的实现细节，并非实施本方案的必须。

本发明的实施例提供了一种同步整流Buck变换器全软开关电路，如图1中琐事，包括直流输入电源V_i、主滤波电感L、辅助电感L_r、输出滤波电容C_o、箝位电容C_r、MOSFET功率晶体管主开关Q₁、MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂、MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r、辅助功率二极管D_r、第一回馈二极管D_P1和第二回馈二极管D_P2；所有功率半导体器件的并联寄生电容，考虑寄生电容后的实际电路如图2；所述直流输入电源V_i与MOSFET功率晶体管主开关Q₁串联组成第一支路，所述第一支路与所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂、所述箝位电容C_r并联组成第二支路，所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r与所述辅助电感L_r、所述辅助功率二极管D_r串联组成第三支路，所述第三支路与主滤波电感L并联组成第四支路，所述第二支路与第四支路串联组成第五支路，所述第五支路与输出滤波电容C_o并联并对负载R_L供电。

在上述实施例的基础上，作为一种优选的实施方式，所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的漏极与所述辅助电感L_r的第一端、所述第二回馈二极管D_P2的阳极连接，所述辅助功率二极管D_r的阴极与所述辅助电感L_r的第二端、第一回馈二极管D_P1的阳极连接，所述辅助功率二极管D_r的阳极与所述主滤波电感L的第二端、输出滤波电容C_o的第一端连接；所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的源极、所述MOSFET功率晶体管主开关Q₁的源极和所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的漏极连接；MOSFET功率晶体管主开关Q₁的漏极与所述第二回馈二极管D_P2的阴极、第一回馈二极管D_P1的阴极、直流输入电源V_i的正极连接；第一回馈二极管D_P1的阴极、所述第二回馈二极管D_P2的阴极连接电源V_i的正极；MOSFET功率晶体管主开关Q₁的源极与所述主滤波电感L的第一端、所述箝位电容C_r的第一端连接；所述箝位电容C_r的第二端与所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的源极、输出滤波电容C_o的第二端、电阻R_L的第二端连接。

在上述实施例的基础上，作为一种优选的实施方式，所述第一回馈二极管D_P1的阳极与所述辅助电感L_r的第二端连接；所述第一回馈二极管D_P1的阴极、所述第二回馈二极管D_P2的阴极与所述MOSFET功率晶体管主开关Q₁的漏极连接。

以同步整流开关Q₂代替普通续流二极管，能大大降低续流导通损耗。虽然同步整流开关管Q₂的体二极管反向恢复特性差会一定程度降低同步整流型Buck变换器的效率，但是通过并联电感L_r和Q_r与D_r构成的软开关辅助支路，能使新提出的Buck变换器完全无反向恢复问题。该软开关辅助电路增加了用于回馈功率半导体器件的寄生电容能量的回馈二极管D_P1和D_P2，一方面能避免寄生电容能量完全被谐振过程消耗，另一方面又能箝位辅助电路功率半导体器件两端电压，消除任何可能出现的谐振电压尖峰。由于辅助软开关电路与同步整流Buck电路为并联关系，因此，本发明实施例所提出的变换器主电路控制方式与普通Buck电路完全一致。

第二方面，本发明实施例提供一种调制策略，能消除同步整流开关反向恢复损耗，实现主开关与同步整流开关零电压开通与近似零电压关断，同时辅助电路开关以近似零电流开通，根据寄生电容与输入电源和输出电容的位置关系，电路可等效为图3所示电路，等效电容C_a为C_r与同步整流开关和主开关寄生并联电容的总和，所述调制策略包括：

t₀～t₁阶段：t₀时刻，主开关的反并联二极管导通，流过主滤波电感与辅助电感的总电流，因此主开关两端电压为零，主开关以零电压条件软开通。此后主电感L的电流线性增加，辅助电感L_r电流线性减小，等效电路如图4。

i_L(t)＝i_L(t₀)+(V_i-V_o)(t-t₀)/L (1)

i_Lr(t)＝i_Lr(t₀)-(V_i-V_o)(t-t₀)/L_r (2)

t₁～t₂阶段：t₁时刻，辅助电路电感L_r的电流线性下降到零。L_r与开关管等效电容C_p2开始谐振，L_r的电流从零开始反向增加，主滤波电感电流继续以上一阶段的变化斜率线性增加，如图5所示等效电路。

i_L(t)＝i_L(t₁)-(V_i-V_o)(t-t₁)/L (5)

t₂～t₃阶段：t₂时刻，辅助电路电感L_r两端电压下降到零，等效电容C_p2两端电压增加到V_i-V_o。辅助电路箝位二极管D_P1正向偏置，辅助电路电感L_r两端电压与C_p2两端电压同时被箝位。若忽略箝位二极管D_P1的导通压降，此阶段，电感L_r电流在主开关Q₁、辅助开关Q_r和D_P1中环流，电流保持不变，主滤波电感L的电流继续线性增加，此阶段电路等效为图6所示电路。

i_Lr(t)＝i_Lr(t₂) (8)

i_L(t)＝i_L(t₂)-(t-t₂)(V_i-V_o)/L (9)

t₃～t₄阶段：t₃时刻，主开关Q₁与辅助电路开关Q_r同时关断，辅助电路电感L_r电流立即流过Q_r的反并联二极管。由于开关管Q₁的关断过程时间很短，而并联在Q₂两端的辅助电路电容C_a较大，开关管Q₁两端电压在其关断过程上升较小，实现了开关管的近似零电压关断。此后，箝位电容C_r与主滤波电感L和辅助电感L_r并联谐振，C_r流过的电流为L和L_r的电流之和，C_r被放电，电压开始减小，此阶段等效电路如图7。

t₄～t₅阶段：t₄时刻，箝位电容C_r电压下降至零，同步整流管Q₂的寄生反并联二极管开始导通，为的零电压开通创造了条件。主滤波电感L电压下降至-V_o，辅助电路滤波电感L_r的电压增加至V_i。因此，电感L的电流开始线性减小，电感L_r的电流从负电流开始线性增加，等效电路如图8。

i_Lr(t)＝i_Lr(t₄)+(t-t₄)V_i/L_r (17)

i_L(t)＝i_L(t₄)-(t-t₄)V_o/L (18)

t₅～t₆阶段：t₅时刻，同步整流管Q₂零电压开通，主滤波电感L与辅助电路电感L_r的电流继续以上一阶段的变化斜率线性变化，电路等效为图9所示电路。

i_Lr(t)＝i_Lr(t₅)+(t-t₅)V_i/L_r (19)

i_L(t)＝i_L(t₅)-(t-t₅)V_o/L (20)

t₆～t₇阶段：t₆时刻，辅助电路电感L_r的反向电流线性增加至零。电感L_r与等效电容C_p1、C_p2开始串联谐振，因电路工作状态的不同，可能出现三种模态。在谐振过程中，谐振电路的能量或因阻尼消耗，或传输到输入电源而被转移，最终达到稳态。在此过程中，主滤波电感L两端电压仍然等于-V_o，电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小。根据不同工况，此阶段可能存在三种谐振状态，如图10-12。

i_L(t)＝i_L(t₆)-(t-t₆)V_o/L (24)

t₇～t₈阶段：t₇时刻，辅助电路电感L_r与等效电容C_p1、C_p2寄生串联谐振结束。此阶段，电路等效于普通同步整流Buck变换器的续流阶段，主滤波电感L的电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小，等效电路如图13。

i_L(t)＝i_L(t₇)-(t-t₇)V_o/L (32)

t₈～t₉阶段：t₈时刻，辅助电路开关管Q_r开通。因电感L_r的作用，在Q_r开通过程中，流过Q_r的电流为0，因此Q_r以零电流开通。由于等效电容C_p1的影响，Q_r实际开通过程有一定的功率损耗，形成容性开通损耗。Q_r导通后，电感L_r两端电压为V_o，流过L_r的电流开始线性增加，主滤波电感L的电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小，电路等效为如图14所示电路。

i_L(t)＝i_L(t₈)-(t-t₈)V_o/L (33)

i_Lr(t)＝(t-t₈)V_o/L_r (34)

t₉～t₁₀阶段：t₉时刻，流过L_r的电流与流过L的电流之和已正向流过同步整流开关管Q₂的漏源极，同步整流开关Q₂关断。由于箝位电容C_r的箝位作用，在Q₂关断过程中，Q₂两端电压上升较小，实现了Q₂近似零电压关断。由于不存在二极管续流过程，因此，Q₂关断无反向恢复问题。Q₂关断后，L_r与L的电流之和流过C_r，C_r与L、L_r开始谐振，C_r电压以谐振规律上升，此阶段电路等效为15所示电路。

t₁₀～T+t₀阶段：t₁₀时刻，箝位电容C_r的电压上升到等于输入电压V_i，因此主开关Q₁的反并联二极管正向偏置导通续流，为主开关Q₁零电压开通提供了条件，流过Q₁反并联二极管的电流为主滤波电感L与辅助电路电感L_r的电流之和。此后，电感的电压为V_i-V_o，电流开始线性增加；而电感L_r的电压为-(V_i-V_o)，电流线性减小，图16为此阶段所示等效电路。本发明的Buck变换器全软开关电路各工作模态的理论波形如图17。

i_L(t)＝i_L(t₁₀)+(t-t₁₀)(V_i-V_o)/L (38)

i_Lr(t)＝i_Lr(t₁₀)-(t-t₁₀)(V_i-V_o)/L_r (39)

本实施例进行了实验验证，为了便于比较，证明本发明提出的电路和调制方法的有效性，设计软开关Buck变换器与普通同步整流Buck电路主拓扑参数相同：额定输入电压为100V，额定输出电压为80V，开关频率为50kHz，主滤波电感L设计为600μH，输出储能电容C_o为15μF，额定功率600W。设计软开关电路辅助电感L_r为8μH，软开关电路箝位电容C_r为2.2nF，软开关辅助电路Q_r与主开关Q₁、同步整流开关Q₂型号均采用IRFP90N20DPBF，超快恢复辅助功率二极管D_r采用STTH3002CW，回馈二极管D_P1和D_P2的采用普通小功率肖特基整流二极管SS3200。图18、19为提出的软开关Buck电路工作时的主开关与同步整流开关管的电流电压波形，由图可见，主开关与同步整流开关都以零电压开通、近似零电压关断的软开关方式动作。由于软开关电路辅助电感L_r的作用，辅助支路开通瞬间，流过Q_r的电流近似为零，实现了Q_r的零电流开通；辅助电感在反向电压作用下，电流自然下降到零，辅助二极管D_r的电流也自然下降到零而软关断。因此，辅助电路为以零电流开通、零电压关断的软开关方式动作，开关损耗降至接近为零。软开关电路辅助电感L_r与功率半导体器件的寄生电容谐振电压被回馈二极管D_P1和D_P2箝位，部分谐振能量返回至输入电源，既避免了因辅助电路的加入引起电压应力增加，同时进一步增加了变换器的效率。最后测试了提出的软开关电路与普通Buck电路的效率，绘制效率曲线如图20，由图可见，提出的软开关Buck电路的效率最大提升2.2％。通过理论分析与仿真验证表明，本发明的软开关Buck电路及其调制策略能有效解决普通Buck电路硬开关问题，大大提升效率。

本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施例是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (3)

1.一种同步整流Buck变换器全软开关电路，其特征在于，包括直流输入电源V_i、主滤波电感L、辅助电感L_r、输出滤波电容C_o、箝位电容C_r、MOSFET功率晶体管主开关Q₁、MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂、MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r、辅助功率二极管D_r、第一回馈二极管D_P1和第二回馈二极管D_P2；所述直流输入电源V_i与MOSFET功率晶体管主开关Q₁串联组成第一支路，所述第一支路与所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂、所述箝位电容C_r并联组成第二支路，所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r与所述辅助电感L_r、所述辅助功率二极管D_r串联组成第三支路，所述第三支路与主滤波电感L并联组成第四支路，所述第二支路与第四支路串联组成第五支路，所述第五支路与输出滤波电容C_o并联并对负载R_L供电；所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的漏极与所述辅助电感L_r的第一端、所述第二回馈二极管D_P2的阳极连接，所述辅助功率二极管D_r的阴极与所述辅助电感L_r的第二端、第一回馈二极管D_P1的阳极连接，所述辅助功率二极管D_r的阳极与所述主滤波电感L的第二端、输出滤波电容C_o的第一端连接；所述MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的源极、所述MOSFET功率晶体管主开关Q₁的源极和所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的漏极连接；MOSFET功率晶体管主开关Q₁的漏极与所述第二回馈二极管D_P2的阴极、第一回馈二极管D_P1的阴极、直流输入电源V_i的正极连接；第一回馈二极管D_P1的阴极、所述第二回馈二极管D_P2的阴极连接电源V_i的正极；MOSFET功率晶体管主开关Q₁的源极与所述主滤波电感L的第一端、所述箝位电容C_r的第一端连接；所述箝位电容C_r的第二端与所述MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的源极、输出滤波电容C_o的第二端、电阻R_L的第二端连接。

2.根据权利要求1所述的同步整流Buck变换器全软开关电路，其特征在于，所述第一回馈二极管D_P1的阳极与所述辅助电感L_r的第二端连接；所述第一回馈二极管D_P1的阴极、所述第二回馈二极管D_P2的阴极与所述MOSFET功率晶体管主开关Q₁的漏极连接。

3.一种根据权利要求2所述同步整流Buck变换器全软开关电路的调制方法，其特征在于，包括：

t₀～t₁阶段：t₀时刻，MOSFET功率晶体管主开关Q₁的反并联二极管导通，流过主滤波电感L与辅助电感L_r的总电流，MOSFET功率晶体管主开关Q₁两端电压为零，MOSFET功率晶体管主开关Q₁以零电压条件软开通；此后主滤波电感L的电流线性增加，辅助电感L_r电流线性减小；

t₁～t₂阶段：t₁时刻，辅助电感L_r的电流线性下降到零；辅助电感L_r与MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂等效电容C_p2开始谐振，辅助电感L_r的电流从零开始反向增加，主滤波电感L电流继续以上一阶段的变化斜率线性增加；

t₂～t₃阶段：t₂时刻，辅助电感L_r两端电压下降到零，等效电容C_p2两端电压增加到V_i-V_o；第一回馈二极管D_P1正向偏置，辅助电感L_r两端电压与等效电容C_p2两端电压同时被箝位；辅助电感L_r电流在MOSFET功率晶体管主开关Q₁、MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r和第一回馈二极管D_P1中环流，电流保持不变，主滤波电感L的电流继续线性增加；

t₃～t₄阶段：t₃时刻，MOSFET功率晶体管主开关Q₁与MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r同时关断，辅助电感L_r电流立即流过MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的反并联二极管；箝位电容C_r与主滤波电感L和辅助电感L_r并联谐振，箝位电容C_r流过的电流为主滤波电感L和辅助电感L_r的电流之和，箝位电容C_r被放电，电压开始减小；

t₄～t₅阶段：t₄时刻，箝位电容C_r电压下降至零，MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的寄生反并联二极管开始导通；主滤波电感L电压下降至-V_o，辅助电感L_r的电压增加至V_i；因此，主滤波电感L的电流开始线性减小，辅助电感L_r的电流从负电流开始线性增加；

t₅～t₆阶段：t₅时刻，MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂零电压开通，主滤波电感L与辅助电感L_r的电流继续以上一阶段的变化斜率线性变化；

t₆～t₇阶段：t₆时刻，辅助电感L_r的反向电流线性增加至零；辅助电感L_r与MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r等效电容C_p1、C_p2开始串联谐振，在谐振过程中，谐振电路的能量或因阻尼消耗，或传输到输入电源而被转移，最终达到稳态；在此过程中，主滤波电感L两端电压仍然等于-V_o，电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小；

t₇～t₈阶段：t₇时刻，辅助电感L_r与等效电容C_p1、C_p2寄生串联谐振结束；此阶段，进入续流阶段，主滤波电感L的电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小；

t₈～t₉阶段：t₈时刻，MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r开通；因辅助电感L_r的作用，在MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r开通过程中，流过MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r的电流为0，因此MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r以零电流开通；由于等效电容C_p1的影响，MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r实际开通过程有功率损耗，形成容性开通损耗；MOSFET功率晶体管辅助开关Q_r导通后，辅助电感L_r两端电压为V_o，流过辅助电感L_r的电流开始线性增加，主滤波电感L的电流继续以上一阶段的变化斜率线性减小；

t₉～t₁₀阶段：t₉时刻，流过辅助电感L_r的电流与流过主滤波电感L的电流之和已正向流过MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂的漏源极，MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂关断；由于箝位电容C_r的箝位作用，在MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂关断过程中，MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂两端电压上升较小，实现了MOSFET功率晶体管同步整流开关Q₂零电压关断；Q₂关断后，辅助电感L_r与主滤波电感L的电流之和流过箝位电容C_r，箝位电容C_r与主滤波电感L、辅助电感L_r开始谐振，箝位电容C_r电压以谐振规律上升；

t₁₀～t₀阶段：t₁₀时刻，箝位电容C_r的电压上升到等于输入电压V_i，因此MOSFET功率晶体管主开关Q₁的反并联二极管正向偏置导通续流，以为MOSFET功率晶体管主开关Q₁零电压开通提供了条件，流过MOSFET功率晶体管主开关Q₁反并联二极管的电流为主滤波电感L与辅助电感L_r的电流之和；此后，电感的电压为V_i-V_o，电流开始线性增加；而辅助电感L_r的电压为-(V_i-V_o)，电流线性减小。

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