CN110233496B - 电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法 - Google Patents

电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110233496B
CN110233496B CN201910487467.6A CN201910487467A CN110233496B CN 110233496 B CN110233496 B CN 110233496B CN 201910487467 A CN201910487467 A CN 201910487467A CN 110233496 B CN110233496 B CN 110233496B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
phase
current
power grid
bridge
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910487467.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110233496A (zh
Inventor
张兴
王明达
赵涛
毛旺
刘芳
王付胜
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hefei University of Technology
Original Assignee
Hefei University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hefei University of Technology filed Critical Hefei University of Technology
Priority to CN201910487467.6A priority Critical patent/CN110233496B/zh
Publication of CN110233496A publication Critical patent/CN110233496A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110233496B publication Critical patent/CN110233496B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/26—Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks
    • H02J3/383—
    • H02J3/385—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/50—Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法，其目的是为了解决系统运行在电网电压不平衡情况下，模块间的有功功率均衡控制。主要步骤如下：对所有H桥变换器的直流侧电容电压的平均值进行控制，并得到有功电流指令值；对电网电流进行控制以及对三相调制电压补偿所计算的零序电压以实现模块间的功率均衡控制；对两电平全桥LLC变换器的输出电压进行控制；通过控制Boost变换器的输入母线电压实现前级光伏阵列的最大功率点追踪控制。相比于现有技术，无论电网是否平衡，该方法都能保证系统中所有模块传输相同的有功功率，有利于模块化设计。

Description

电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法
技术领域
本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种在电网电压不平衡情况下的级联光伏固态变压器的控制方法。
背景技术
当前，高压大功率成为了光伏逆变器的一大发展趋势，但传统集中式逆变器的额定功率提高到MW级以上具有很大的难度和一些难以避免的问题。对此，方法之一可以采用基于级联H桥多电平变换器的三相固态变压器拓扑。其模块化的结构可以使用常规低压器件通过级联的方式达到较高的电压等级，使得整个拓扑可以直接与中压电网相连而不需要笨重的工频变压器。同时，电气隔离利用前级隔离DC/DC电路中的高频变压器来实现。因此，基于级联H桥的三相光伏固态变压器结构能够提高光伏逆变器的效率和功率密度，降低光伏逆变器的重量和体积，在未来的光伏逆变器市场中具有较为广阔的应用前景。
本发明中所涉及的级联光伏固态变压器所有模块的输入端口都是连接到公共直流母线上，其在电网平衡时，A相、B相和C相能够传输的有功功率是相同的。一般来说，三相所拥有的模块数是相同的，因此每个模块传输的有功功率基本相同。但当电网发生故障时，即便三相拥有的相同的模块数，但由于电网不平衡，A相、B相和C相能够传输的功率都会不同，导致不同相之间每个模块传输的有功功率都有差异。有功功率的差异必然导致模块散热的需求不同，这非但有违模块化设计的原则，而且当系统长时间运行时导致模块的寿命也会有所差异，这在实际工程应用中是不希望发生的。
文献“X.Ma,X.Yang,F.Zhang,L.Huang,Z.Li,and H.Song,A control scheme ofthree phase solid state transformer for PV generation based on improvedvoltage-tracking method of DC-links,in Applied Power Electronics Conferenceand Exposition,Tampa,FL,USA,Mar.26-30,2017.(X.Ma,X.Yang,F.Zhang,L.Huang,Z.Li,and H.Song，基于改进直流母线电压跟踪方法的三相光伏固态变压器的控制方法，应用电力电子会议与博览会，2017年5月26-30日)”提出一种光伏固态变压器的控制方法，但该文献并未考虑故障条件下模块间的功率均衡控制。
文献“M.Aleenejad,H.Iman-Eini,and S.Farhangi Modified space vectormodulation for fault-tolerant operation of multilevel cascaded H-bridgeinverter,IET Power Electronics,vol.6,no.4,pp.742-751,2012.(M.Aleenejad,H.Iman-Eini,和S.Farhangi，多电平级联H桥逆变器在故障冗余条件下运行的改进型空间矢量调制，IET电力电子杂志，2012年第6卷4期，第742页到751页)”以及文献“H.Salimian,and H.Iman-Eini,Fault-tolerant operation of three-phase cascaded H-bridgeconverters using an auxiliary module,IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.64,no.2,pp.1018-1027,Feb.2017.(H.Salimian和H.Iman-Eini，采用辅助模块的三相级联H桥变换器的故障冗余运行，IEEE工业电子杂志，2017年12月第64卷12期，第1018页到1027页)”提出了三相级联H桥光伏逆变器的一种控制策略，但所提出的方法需要添加额外的装置，这不但不利于系统的成本和体积，且增加了系统的复杂性并降低其可靠性。
文献“W.Song,and A.Q.Huang,“Fault-tolerance design and controlstrategy for cascaded H-bridge multilevel converter-based STATCOM,”IEEETrans.Ind.Electron.,vol.57,no.8,pp.2700-2708,Aug.2010.(W.Song,和A.Q.Huang，基于级联H桥多电平变换器的STATCOM的故障冗余设计及控制策略，IEEE工业电子杂志，2010年8月第57卷8期，第2700页到2708页)”所提出的控制方法，是在电网平衡情况下通过旁路故障模块和其他相对应位置的模块，来保证三相功率均衡。然而，这会使得系统中正常工作的模块数目变少，每个模块分担的有功功率相对会多一些。
此外，发明专利申请文献《模块化级联型多电平变换器控制方法和控制装置》(CN108667049 A)提出了级联光伏固态变压器在模块故障条件下的控制方法及控制装置。然而，该方法仅考虑了变换器工作在电网电压平衡情况下且以单位功率因数运行情况下模块的控制，所提出的方法并不适用于变换器运行在电网电压不平衡情况下的场景。
综上所述，现有的级联光伏固态变压器的控制方法还存在如下缺点：
1)、需要添加额外的辅助装置，这会增加系统的成本和复杂性，降低系统的可靠性。
2)、现有文献提及的级联光伏固态变压器控制方法仅适用于电网电压平衡情况下，并不适用于变换器在电网电压不平衡情况下运行。
发明内容
本发明要解决的技术问题就是克服上述各种方案的局限性，提出一种适用于电网电压不平衡条件下的级联光伏固态变压器的控制方法，不需增加任何额外装置就能使系统正常运行，并能够保证所有模块传输相同的有功功率。
为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案为：
一种电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法，应用该控制方法的级联光伏固态变压器是三相光伏变换器，由A相、B相和C相组成；其中A相包含NA个模块，B相包含NB个模块，C相包含NC个模块，A相、B相和C相中的模块结构完全相同，且NA、NB和NC都是大于1的正整数；A相、B相和C相中的每一个模块都是由一个两电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，H桥变换器的交流输出端并联一个旁路开关，所述旁路开关就是一个开关状态可控的继电器；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过电感连接到三相星型连接的电网；此外，公共直流母线上还连接了M个两电平Boost变换器，M是大于1的正整数；其中，两电平Boost变换器的输出正母线与公共直流母线的正电压母线连接，两电平Boost变换器的输出负母线与公共直流母线的负电压母线连接；M个两电平Boost变换器的输入端口各自并联一个光伏阵列；
所述的控制方法包括H桥变换器直流侧电容电压的平均值控制、电网电流控制、模块间的功率均衡控制、两电平全桥LLC变换器的输出电压控制以及光伏阵列的最大功率点追踪控制，步骤如下：
步骤1，H桥直流侧电容电压的平均值控制
步骤1.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流侧电容电压进行采样，得到以下数据：NA个A相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为A相直流侧电容电压VHAi，i＝1,2,...,NA；NB个B相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为B相直流侧电容电压VHBj，j＝1,2,...,NB；NC个C相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为C相直流侧电容电压VHCk，k＝1,2,...,NC；
步骤1.2，计算所有H桥变换器的直流侧电容电压的平均值，并记为直流侧电容电压平均值VHaver，其计算式为：
Figure BDA0002085871590000041
步骤1.3，使用电压调节器对直流侧电容电压平均值VHaver进行控制，可以得到正序有功电流指令值
Figure BDA0002085871590000042
其计算式为：
Figure BDA0002085871590000043
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，Vref为H桥变换器直流侧电容电压的平均值的参考电压；
步骤2，电网电流控制
步骤2.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc和三相电网电流的采样值iga，igb，igc；
步骤2.2，使用解耦双同步坐标系锁相环对步骤2.1得到的三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω、电网正序相电压的幅值Vp以及电网负序相电压的幅值Vn；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中采样得到的三相电网电压vga，vgb，vgc转换成旋转坐标系下的电网电压正序有功分量edp、电网电压正序无功分量eqp、电网电压负序有功分量edn和电网电压负序无功分量eqn；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中得到的三相电网电流的采样值iga，igb，igc转换成旋转坐标系下的电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn；
电网电压正序有功分量edp和电网电压正序无功分量eqp的计算式为：
Figure BDA0002085871590000051
电网电压负序有功分量edn和电网电压负序无功分量eqn的计算式为：
Figure BDA0002085871590000052
电网电流正序有功分量idp和电网电流正序无功分量iqp的计算式为：
Figure BDA0002085871590000053
电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn的计算式为：
Figure BDA0002085871590000054
步骤2.3，为确保逆变器输出无功为0且输出电流没有负序分量，设定正序无功电流指令值
Figure BDA0002085871590000055
负序有功电流指令值
Figure BDA0002085871590000056
和负序无功电流指令值
Figure BDA0002085871590000057
分别为：
Figure BDA0002085871590000058
Figure BDA0002085871590000059
Figure BDA00020858715900000510
步骤2.4，分别通过正序有功电流调节器和正序无功电流调节器，计算得到正序有功电流调节器的输出值Δvdp和正序无功电流调节器的输出值Δvqp，其计算式分别为：
Figure BDA00020858715900000511
其中，KiPp为正序电流调节器的比例系数，KiIp为正序电流调节器的积分系数；
步骤2.5，分别通过负序有功电流调节器和负序无功电流调节器，计算得到负序有功电流调节器的输出值Δvdn和负序无功电流调节器的输出值Δvqn，其计算式分别为：
Figure BDA0002085871590000061
其中，KiPn为负序电流调节器的比例系数，KiIn为负序电流调节器的积分系数；
步骤2.6，根据步骤2.2得到的电网电压正序有功分量edp、电网电压正序无功分量eqp、电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电压角频率ω以及步骤2.4中得到的正序有功电流调节器的输出值Δvdp和正序无功电流调节器的输出值Δvqp，计算得到正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp，如下式所示：
Figure BDA0002085871590000062
其中，其中Lf为网侧滤波电感；
步骤2.7，根据步骤2.2得到的电网电压负序有功分量edn、电网电压负序无功分量eqn、电网电流负序有功分量idn、电网电流负序无功分量iqn、电网电压角频率ω以及步骤2.5中得到的负序有功电流调节器的输出值Δvdn和负序无功电流调节器的输出值Δvqn，计算得到负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn，如下式所示：
Figure BDA0002085871590000063
其中，其中Lf为网侧滤波电感；
步骤2.8，将步骤2.6得到的正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp经过同步旋转坐标系逆变换得到两相静止坐标系下逆变器的正序电压vα+和vβ+，计算式为：
Figure BDA0002085871590000064
步骤2.9，将步骤2.7得到的负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn经过同步旋转坐标系逆变换得到两相静止坐标系下逆变器的负序电压vα-和vβ-，计算式为：
Figure BDA0002085871590000071
步骤2.10，将步骤2.8和步骤2.9得到的两相静止坐标系下的vα+和vα-相加，vβ+和vβ-相加，得到两相静止坐标系下的总电压vα和vβ，计算式为：
Figure BDA0002085871590000072
步骤2.11，将2.10得到的两相静止坐标系下的总电压vα和vβ经过坐标变换得到自然三相坐标系下逆变器的三相调制电压vca,vcb,vcc，计算式为：
Figure BDA0002085871590000073
步骤3，模块间的功率均衡控制
步骤3.1，根据A相、B相和C相的模块数目NA、NB和NC，步骤2.2得到电网电压的相位角ωt、电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn，步骤2.6得到的正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp，以及步骤2.7得到的负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn，计算出一个能够平衡模块间有功功率的零序电压v0，其计算式为：
v0＝m1cos(ωt)-m2sin(ωt)
其中，中间变量m1、m2的计算式如下为：
Figure BDA0002085871590000074
Figure BDA0002085871590000075
步骤3.2，根据步骤2.11计算得到的三相调制电压vca，vcb和vcc以及步骤3.1计算得到的零序电压v0，可以计算出补偿零序电压后的三相调制电压
Figure BDA0002085871590000081
和
Figure BDA0002085871590000082
其计算式为：
Figure BDA0002085871590000083
步骤3.3，将步骤3.2计算得到的补偿零序电压后的三相调制电压
Figure BDA0002085871590000084
和
Figure BDA0002085871590000085
分别除以A相、B相、和C相的模块数目NA、NB和NC，可以得到A相模块的调制电压vaH，B相模块的调制电压vbH和C相模块的调制电压vcH，其计算式为：
Figure BDA0002085871590000086
步骤3.4，计算出A相、B相和C相所有H桥变换器的调制波；记A相中任一个H桥变换器的调制波为mai、B相任一个H桥变换器的调制波为mbj，C相任一个H桥变换器的调制波为mck，i＝1,2,...,NA，j＝1,2,...,NB，k＝1,2,...,NC，则mai、mbj和mck的计算式如下：
Figure BDA0002085871590000087
步骤4，两电平全桥LLC变换器的输出电压控制
步骤4.1，对公共直流母线电压进行采样，得到公共直流母线电压的采样值VdcT；
步骤4.2，对步骤1.1中得到的A相直流侧电容电压VHAi、B相直流侧电容电压VHBj和C相直流侧电容电压VHCk，分别使用100Hz陷波器进行滤波，得到A相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA0002085871590000088
B相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA0002085871590000089
和C相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA00020858715900000810
i＝1,2,...,NA，j＝1,2,...,NB，k＝1,2,...,NC；
步骤4.,3，使用相同的LLC电压控制器对步骤4.2得到的A相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA00020858715900000811
B相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA00020858715900000812
和C相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA00020858715900000813
进行控制，得到A相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDAi、B相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDBj和C相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDCk，其计算式分别如下：
Figure BDA0002085871590000091
Figure BDA0002085871590000092
Figure BDA0002085871590000093
式中，NT是两电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，KDP为LLC电压控制器的比例系数，KDI为LLC电压控制器的积分系数；
步骤5，光伏阵列的最大功率点追踪控制
步骤5.1，分别对M个两电平Boost变换器的输入母线电容电压和对应光伏阵列的输出电流进行采样，得到如下数据：M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的采样值，将其中任一个记为输入母线电容电压VPVx；M个光伏阵列的输出电流的采样值，将其中任一个记为光伏阵列输出电流IPVx，x＝1,2,...,M；
步骤5.2，根据步骤5.1得到的输入母线电容电压采样值VPVx和光伏阵列输出电流IPVx，分别对M个两电平Boost变换器所连接的光伏阵列进行最大功率点追踪，得到M个两电平Boost变换器所连的光伏阵列的最大功率点电压，将其中任一个记为光伏阵列最大功率点电压
Figure BDA0002085871590000094
然后把光伏阵列最大功率点电压
Figure BDA0002085871590000095
作为两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值；
步骤5.3，使用M个相同的Boost电压控制器对M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值进行控制，得到M个两电平Boost变换器的占空比，记M个两电平Boost变换器中的任一个两电平Boost变换器的占空比为占空比dx，x＝1,2,...,M，其计算式为：
Figure BDA0002085871590000096
其中，KBP为两电平Boost电压控制器的比例系数，KBI为两电平Boost电压控制器的积分系数。
本发明相对现有技术的有益效果是：
1、不需要额外增加硬件装置就能使系统在电网电压不平衡条件下运行；
2、无论电网电压是否平衡，都能保证系统所有模块传输相同的有功功率，有利于模块化设计。
附图说明
图1是本发明实施的级联光伏固态变压器的主电路拓扑结构。
图2是本发明实施的级联光伏固态变压器中单个模块的结构图。
图3是本发明实施的两电平Boost变换器的电路拓扑结构。
图4是本发明实施的级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制框图。
图5是本发明电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法的流程图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚、完整地描述。
图1是本发明实施的级联光伏固态变压器主电路拓扑结构，由A相、B相和C相组成；其中A相包含NA个模块，B相包含NB个模块，C相包含NC个模块，A相、B相和C相中的模块结构完全相同，且NA、NB和NC都是大于1的正整数；每一个模块都是由一个两电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，H桥变换器的交流输出端并联一个旁路开关，旁路开关就是一个开关状态可控的继电器；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过电感连接到三相星型连接的电网；此外，公共直流母线上还连接了M个两电平Boost变换器，M是大于1的正整数；其中，两电平Boost变换器的输出正母线与公共直流母线的正电压母线连接，两电平Boost变换器的输出负母线与公共直流母线的负电压母线连接；M个两电平Boost变换器的输入端口各并联一个光伏阵列；通过对前级Boost电路进行控制，可以实现对应光伏阵列的最大功率点追踪，以提高系统的发电量。
图1中，vga、vgb和vgc表示三相电网的相电压，iga、igb和igc表示三相电网的相电流，也是级联光伏固态变压器的输出电流，Lf表示网侧滤波电感；VHAi表示A相第i个模块的H桥变换器的直流侧电容电压，i＝1,2,...,NA；VHBj表示B相第j个模块的H桥变换器的直流侧电容电压，j＝1,2,...,NB；VHCk表示C相第k个模块的H桥变换器的直流侧电容电压，k＝1,2,...,NC；VdcT表示公共直流母线的电压，也是所有模块的输入侧电压；VPVx和IPVx分别表示第x个Boost变换器的输入母线电容电压以及对应光伏阵列的输出电流，x＝1,2,...,M。
图2是本发明实施的级联光伏固态变压器中单个模块的结构图，它由一个两电平全桥LLC变换器和一个H桥变换器串联组成。其中，两电平全桥LLC变换器由输入母线电容Cin、逆变单元、谐振腔、高频变压器以及整流单元组成；全控型开关器件Q1和Q2及它们的体二极管和等效结电容组成了逆变单元的左桥臂，全控型开关器件Q3和Q4及它们的体二极管和等效结电容组成了逆变单元的右桥臂；谐振电感Lr、谐振电容Cr及励磁电感Lm组成了谐振腔；Tr表示高频变压器，且变为为NT:1；二极管DR1、DR2、DR3和DR4组成了整流单元。四个全控型开关器件T1、T2、T3和T4及它们的体二极管组成了H桥变换器，CH表示H桥变换器的直流侧电容。
图3是本发明实施的Boost变换器的电路拓扑结构，它由电感LB、全控型开关器件QB、二极管DB以及输出滤波电容CB组成。
图4是本发明实施的级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制框图，它包括使用锁相环对电网电压vga、vgb和vgc进行锁相以及对电网电压vga、vgb和vgc和电网电流iga、igb和igc进行同步旋转坐标变换(abc/dq变换)，也就是从自然坐标系转换到同步旋转坐标系，H桥变换器直流侧电容电压的平均值的控制、电网电流控制、模块间的功率均衡控制、两电平全桥LLC变换器的控制以及两电平Boost变换器的控制。
图5是本发明电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法的流程图。
参见图4和图5，本发明的实施过程如下：
步骤1，H桥直流侧电容电压的平均值控制
步骤1.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流侧电容电压进行采样，得到以下数据：NA个A相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为A相直流侧电容电压VHAi，i＝1,2,...,NA；NB个B相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为B相直流侧电容电压VHBj，j＝1,2,...,NB；NC个C相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为C相直流侧电容电压VHCk，k＝1,2,...,NC。
本实施例中，为了使级联光伏固态变压器省去工频隔离型变压器直接与35kV中压电网连接，三相的模块数目应设计为32到40之间。
步骤1.2，计算所有H桥变换器的直流侧电容电压的平均值，并记为直流侧电容电压平均值VHaver，其计算式为：
Figure BDA0002085871590000121
步骤1.3，使用电压调节器对直流侧电容电压平均值VHaver进行控制，可以得到有功电流指令值
Figure BDA0002085871590000122
其计算式为：
Figure BDA0002085871590000123
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，Vref为H桥变换器直流侧电容电压的平均值的参考电压。一般而言，级联光伏固态变压器主要应用与高压大功率场合，在本实施例中，Vref＝800V，KVP＝4，KVI＝300。
步骤2，电网电流控制
步骤2.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc和三相电网电流的采样值iga，igb，igc。
步骤2.2，使用解耦双同步坐标系锁相环对步骤2.1得到的三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω、电网正序相电压的幅值Vp以及电网负序相电压的幅值Vn；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中采样得到的三相电网电压vga，vgb，vgc转换成旋转坐标系下的电网电压正序有功分量edp、电网电压正序无功分量eqp、电网电压负序有功分量edn和电网电压负序无功分量eqn；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中得到的三相电网电流的采样值iga，igb，igc转换成旋转坐标系下的电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn。
电网电压正序有功分量edp和电网电压正序无功分量eqp的计算式为：
Figure BDA0002085871590000124
电网电压负序有功分量edn和电网电压负序无功分量eqn的计算式为：
Figure BDA0002085871590000131
电网电流正序有功分量idp和电网电流正序无功分量iqp的计算式为：
Figure BDA0002085871590000132
电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn的计算式为：
Figure BDA0002085871590000133
步骤2.3，为确保逆变器输出无功为0且输出电流没有负序分量，设定正序无功电流指令值
Figure BDA0002085871590000134
负序有功电流指令值
Figure BDA0002085871590000135
和负序无功电流指令值
Figure BDA0002085871590000136
分别为：
Figure BDA0002085871590000137
Figure BDA0002085871590000138
Figure BDA0002085871590000139
步骤2.4，分别通过正序有功电流调节器和正序无功电流调节器，计算得到正序有功电流调节器的输出值Δvdp和正序无功电流调节器的输出值Δvqp，其计算式分别为：
Figure BDA00020858715900001310
其中，KiPp为正序电流调节器的比例系数，KiIp为正序电流调节器的积分系数；。KiPp和KiIp按照常规光伏并网逆变器的电流环设计方法进行设计，本实施例中，KiPp＝2，KiIp＝300。
步骤2.5，分别通过负序有功电流调节器和负序无功电流调节器，计算得到负序有功电流调节器的输出值Δvdn和负序无功电流调节器的输出值Δvqn，其计算式分别为：
Figure BDA0002085871590000141
其中，KiPn为负序电流调节器的比例系数，KiIn为负序电流调节器的积分系数；KiPn和KiIn按照常规光伏并网逆变器的电流环设计方法进行设计，本实施例中，KiPp＝2，KiIp＝300。
步骤2.6，根据步骤2.2得到的电网电压正序有功分量edp、电网电压正序无功分量eqp、电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电压角频率ω以及步骤2.4中得到的正序有功电流调节器的输出值Δvdp和正序无功电流调节器的输出值Δvqp，计算得到正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp，如下式所示：
Figure BDA0002085871590000142
其中，其中Lf为网侧滤波电感；
步骤2.7，根据步骤2.2得到的电网电压负序有功分量edn、电网电压负序无功分量eqn、电网电流负序有功分量idn、电网电流负序无功分量iqn、电网电压角频率ω以及步骤2.5中得到的负序有功电流调节器的输出值Δvdn和负序无功电流调节器的输出值Δvqn，计算得到负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn，如下式所示：
Figure BDA0002085871590000143
其中，其中Lf为网侧滤波电感；
步骤2.8，将步骤2.6得到的正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp经过同步旋转坐标系逆变换得到两相静止坐标系下逆变器的正序电压vα+和vβ+，计算式为：
Figure BDA0002085871590000144
步骤2.9，将步骤2.7得到的负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn经过同步旋转坐标系逆变换得到两相静止坐标系下逆变器的负序电压vα-和vβ-，计算式为：
Figure BDA0002085871590000151
步骤2.10，将步骤2.8和步骤2.9得到的两相静止坐标系下的vα+和vα-相加，vβ+和vβ-相加，得到两相静止坐标系下的总电压vα和vβ，计算式为：
Figure BDA0002085871590000152
步骤2.11，将2.10得到的两相静止坐标系下的总电压vα和vβ经过坐标变换得到自然三相坐标系下逆变器的三相调制电压vca,vcb,vcc，计算式为：
Figure BDA0002085871590000153
步骤3，模块间的功率均衡控制
步骤3.1，根据A相、B相和C相的模块数目NA、NB和NC，步骤2.2得到电网电压的相位角ωt、电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn，步骤2.6得到的正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp，以及步骤2.7得到的负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn，计算出一个能够平衡模块间有功功率的零序电压v0，其计算式为：
v0＝m1cos(ωt)-m2sin(ωt)
其中，中间变量m1、m2的计算式如下为：
Figure BDA0002085871590000154
Figure BDA0002085871590000155
本实施例中，三相的模块数目可以相同，也可以不相同。本发明主要是解决电网电压不平衡时，通过补偿上述计算的零序电压v0，来平衡三相模块间的有功功率。若电网电压平衡且三相模块数目相同(NA＝NB＝NC)，则根据上式计算出的零序电压v0＝0。
步骤3.2，根据步骤2.11计算得到的三相调制电压vca，vcb和vcc以及步骤3.1计算得到的零序电压v0，可以计算出补偿零序电压后的三相调制电压
Figure BDA0002085871590000161
和
Figure BDA0002085871590000162
其计算式为：
Figure BDA0002085871590000163
步骤3.3，将步骤3.2计算得到的补偿零序电压后的三相调制电压
Figure BDA0002085871590000164
和
Figure BDA0002085871590000165
分别除以A相、B相、和C相的模块数目NA、NB和NC，可以得到A相模块的调制电压vaH，B相模块的调制电压vbH和C相模块的调制电压vcH，其计算式为：
Figure BDA0002085871590000166
步骤3.4，计算出A相、B相和C相所有H桥变换器的调制波；记A相中任一个H桥变换器的调制波为mai、B相任一个H桥变换器的调制波为mbj，C相任一个H桥变换器的调制波为mck，i＝1,2,...,NA，j＝1,2,...,NB，k＝1,2,...,NC，则mai、mbj和mck的计算式如下：
Figure BDA0002085871590000167
采用以上步骤计算出所有H桥变换器的调制波后，采用载波移相正弦波脉冲宽度调制策略可以得到所有H桥变换器的开关驱动信号。所述的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略指的是级联H桥变换器普遍运用的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，这是级联H桥变换器中使用较多且较为成熟的技术。很多文献对载波移相正弦波脉冲宽度调制都有详细地描述，如周京华和陈亚爱2013年在机械工业出版社出版的专著《高性能级联型多电平变换器原理及应用》中的第84-88页。
步骤4，两电平全桥LLC变换器的输出电压控制
步骤4.1，对公共直流母线电压进行采样，得到公共直流母线电压的采样值VdcT。
步骤4.2，对步骤1.1中得到的A相直流侧电容电压VHAi、B相直流侧电容电压VHBj和C相直流侧电容电压VHCk，分别使用100Hz陷波器进行滤波，得到A相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA0002085871590000171
B相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA0002085871590000172
和C相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA0002085871590000173
i＝1,2,...,NA，j＝1,2,...,NB，k＝1,2,...,NC。
步骤4.,3，使用相同的LLC电压控制器对步骤4.2得到的A相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA0002085871590000174
B相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA0002085871590000175
和C相直流侧电容电压的滤波电压
Figure BDA0002085871590000176
进行控制，得到A相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDAi、B相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDBj和C相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDCk，其计算式分别如下：
Figure BDA0002085871590000177
Figure BDA0002085871590000178
Figure BDA0002085871590000179
式中，NT是两电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，KDP为LLC电压控制器的比例系数，KDI为LLC电压控制器的积分系数。KDP和KDI按照常规两电平全桥LLC变换器的电压环设计方法进行设计，本实施例中，KDP＝50，KDI＝10000。
采用上述步骤计算出A相所有两电平全桥LLC变换器的开关频率fDAi、B相所有两电平全桥LLC变换器的开关频率fDBi和C相所有两电平全桥LLC变换器的开关频率fDCi后，使用两电平全桥LLC变换器的变频调制策略可以得到所有两电平全桥LLC变换器的开关驱动信号。所述的两电平全桥LLC变换器的变频调制策略指的是两电平全桥LLC变换器普遍运用的变频调制策略，很多文献对两电平全桥LLC变换器的变频调制策略已有详细地描述，如南京航空航天大学的学生钱娟2013年所著的题为“数字控制全桥LLC谐振变换器的研究”硕士毕业论文。
步骤5，光伏阵列的最大功率点追踪控制
步骤5.1，分别对M个两电平Boost变换器的输入母线电容电压和对应光伏阵列的输出电流进行采样，得到如下数据：M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的采样值，将其中任一个记为输入母线电容电压VPVx；M个光伏阵列的输出电流的采样值，将其中任一个记为光伏阵列输出电流IPVx，x＝1,2,...,M。
步骤5.2，根据步骤5.1得到的输入母线电容电压采样值VPVx和光伏阵列输出电流IPVx，分别对M个两电平Boost变换器所连接的光伏阵列进行最大功率点追踪，得到M个两电平Boost变换器所连的光伏阵列的最大功率点电压，将其中任一个记为光伏阵列最大功率点电压
Figure BDA0002085871590000181
然后把光伏阵列最大功率点电压
Figure BDA0002085871590000182
作为两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值。
步骤5.3，使用M个相同的Boost电压控制器对M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值进行控制，得到M个两电平Boost变换器的占空比，记M个两电平Boost变换器中的任一个两电平Boost变换器的占空比为占空比dx，x＝1,2,...,M，其计算式为：
Figure BDA0002085871590000183
其中，KBP为两电平Boost电压控制器的比例系数，KBI为两电平Boost电压控制器的积分系数。KBP和KBI按照常规两电平Boost变换器的电压环设计方法进行设计，本实施例中，KBP＝10，KBI＝150。
采用上述步骤计算出M个两电平Boost变换器的占空比dx后，采用脉冲宽度调制方法可以得到M个两电平Boost变换器的开关驱动信号。所述的脉冲宽度调制(Plus WidthModulation,PWM调制)指的普遍运用的脉冲宽度调制策略。

Claims (1)

1.一种电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法，应用该控制方法的级联光伏固态变压器是三相光伏变换器，由A相、B相和C相组成；其中A相包含NA个模块，B相包含NB个模块，C相包含NC个模块，A相、B相和C相中的模块结构完全相同，且NA、NB和NC都是大于1的正整数；A相、B相和C相中的每一个模块都是由一个两电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，H桥变换器的输入端并联一个H桥变换器直流侧电容，H桥变换器的交流输出端并联一个旁路开关，所述旁路开关就是一个开关状态可控的继电器；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过网侧滤波电感连接到三相星型连接的电网；A相、B相和C相的所有模块的输入端口并联形成公共直流母线；此外，公共直流母线上还连接了M个两电平Boost变换器，M是大于1的正整数；其中，两电平Boost变换器的输出正母线与公共直流母线的正电压母线连接，两电平Boost变换器的输出负母线与公共直流母线的负电压母线连接；M个两电平Boost变换器的输入端口分别并联一个两电平Boost变换器输入母线电容，每个两电平Boost变换器输入母线电容又分别并联一个光伏阵列；
其特征在于，所述的控制方法包括H桥变换器直流侧电容电压的平均值控制、电网电流控制、模块间的功率均衡控制、两电平全桥LLC变换器的输出电压控制以及光伏阵列的最大功率点追踪控制，步骤如下：
步骤1，H桥直流侧电容电压的平均值控制
步骤1.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流侧电容电压进行采样，得到以下数据：NA个A相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为A相直流侧电容电压VHAi，i＝1,2,...,NA；NB个B相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为B相直流侧电容电压VHBj，j＝1,2,...,NB；NC个C相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为C相直流侧电容电压VHCk，k＝1,2,...,NC；
步骤1.2，计算所有H桥变换器的直流侧电容电压的平均值，并记为直流侧电容电压平均值VHaver，其计算式为：
Figure FDA0002412477100000021
步骤1.3，使用电压调节器对直流侧电容电压平均值VHaver进行控制，可以得到正序有功电流指令值
Figure FDA0002412477100000022
其计算式为：
Figure FDA0002412477100000023
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，Vref为H桥变换器直流侧电容电压的平均值的参考电压；
步骤2，电网电流控制
步骤2.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc和三相电网电流的采样值iga，igb，igc；
步骤2.2，使用解耦双同步坐标系锁相环对步骤2.1得到的三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω、电网正序相电压的幅值Vp以及电网负序相电压的幅值Vn；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中采样得到的三相电网电压vga，vgb，vgc转换成旋转坐标系下的电网电压正序有功分量edp、电网电压正序无功分量eqp、电网电压负序有功分量edn和电网电压负序无功分量eqn；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中得到的三相电网电流的采样值iga，igb，igc转换成旋转坐标系下的电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn；
电网电压正序有功分量edp和电网电压正序无功分量eqp的计算式为：
Figure FDA0002412477100000024
电网电压负序有功分量edn和电网电压负序无功分量eqn的计算式为：
Figure FDA0002412477100000031
电网电流正序有功分量idp和电网电流正序无功分量iqp的计算式为：
Figure FDA0002412477100000032
电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn的计算式为：
Figure FDA0002412477100000033
步骤2.3，设定正序无功电流指令值
Figure FDA0002412477100000034
负序有功电流指令值
Figure FDA0002412477100000035
和负序无功电流指令值
Figure FDA0002412477100000036
都为0，如下式：
Figure FDA0002412477100000037
Figure FDA0002412477100000038
Figure FDA0002412477100000039
步骤2.4，分别通过正序有功电流调节器和正序无功电流调节器，计算得到正序有功电流调节器的输出值Δvdp和正序无功电流调节器的输出值Δvqp，其计算式分别为：
Figure FDA00024124771000000310
其中，KiPp为正序电流调节器的比例系数，KiIp为正序电流调节器的积分系数；
步骤2.5，分别通过负序有功电流调节器和负序无功电流调节器，计算得到负序有功电流调节器的输出值Δvdn和负序无功电流调节器的输出值Δvqn，其计算式分别为：
Figure FDA0002412477100000041
其中，KiPn为负序电流调节器的比例系数，KiIn为负序电流调节器的积分系数；
步骤2.6，根据步骤2.2得到的电网电压正序有功分量edp、电网电压正序无功分量eqp、电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电压角频率ω以及步骤2.4中得到的正序有功电流调节器的输出值Δvdp和正序无功电流调节器的输出值Δvqp，计算得到正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp，如下式所示：
Figure FDA0002412477100000042
其中，其中Lf为网侧滤波电感；
步骤2.7，根据步骤2.2得到的电网电压负序有功分量edn、电网电压负序无功分量eqn、电网电流负序有功分量idn、电网电流负序无功分量iqn、电网电压角频率ω以及步骤2.5中得到的负序有功电流调节器的输出值Δvdn和负序无功电流调节器的输出值Δvqn，计算得到负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn，如下式所示：
Figure FDA0002412477100000043
步骤2.8，将步骤2.6得到的正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp经过同步旋转坐标系逆变换得到两相静止坐标系下逆变器的正序电压vα+和vβ+，计算式为：
Figure FDA0002412477100000044
步骤2.9，将步骤2.7得到的负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn经过同步旋转坐标系逆变换得到两相静止坐标系下逆变器的负序电压vα-和vβ-，计算式为：
Figure FDA0002412477100000045
步骤2.10，将步骤2.8和步骤2.9得到的两相静止坐标系下的vα+和vα-相加，vβ+和vβ-相加，得到两相静止坐标系下的总电压vα和vβ，计算式为：
Figure FDA0002412477100000051
步骤2.11，将2.10得到的两相静止坐标系下的总电压vα和vβ经过坐标变换得到自然三相坐标系下逆变器的三相调制电压vca,vcb,vcc，计算式为：
Figure FDA0002412477100000052
步骤3，模块间的功率均衡控制
步骤3.1，根据A相、B相和C相的模块数目NA、NB和NC，步骤2.2得到电网电压的相位角ωt、电网电流正序有功分量idp、电网电流正序无功分量iqp、电网电流负序有功分量idn和电网电流负序无功分量iqn，步骤2.6得到的正序有功电压幅值vdp和正序无功电压幅值vqp、步骤2.7得到的负序有功电压幅值vdn和负序无功电压幅值vqn，计算出一个能够平衡模块间有功功率的零序电压v0，其计算式为：
v0＝m1cos(ωt)-m2sin(ωt)
其中，中间变量m1、m2的计算式如下为：
Figure FDA0002412477100000053
Figure FDA0002412477100000054
步骤3.2，根据步骤2.11计算得到的三相调制电压vca，vcb和vcc以及步骤3.1计算得到的零序电压v0，可以计算出补偿零序电压后的三相调制电压
Figure FDA0002412477100000055
和
Figure FDA0002412477100000056
其计算式为：
Figure FDA0002412477100000061
步骤3.3，将步骤3.2计算得到的补偿零序电压后的三相调制电压
Figure FDA0002412477100000062
和
Figure FDA0002412477100000063
分别除以A相、B相、和C相的模块数目NA、NB和NC，可以得到A相模块的调制电压vaH，B相模块的调制电压vbH和C相模块的调制电压vcH，其计算式为：
Figure FDA0002412477100000064
步骤3.4，计算出A相、B相和C相所有H桥变换器的调制波；记A相中任一个H桥变换器的调制波为mai、B相任一个H桥变换器的调制波为mbj，C相任一个H桥变换器的调制波为mck，i＝1,2,...,NA，j＝1,2,...,NB，k＝1,2,...,NC，则mai、mbj和mck的计算式如下：
Figure FDA0002412477100000065
步骤4，两电平全桥LLC变换器的输出电压控制
步骤4.1，对公共直流母线电压进行采样，得到公共直流母线电压的采样值VdcT；
步骤4.2，对步骤1.1中得到的A相直流侧电容电压VHAi、B相直流侧电容电压VHBj和C相直流侧电容电压VHCk，分别使用100Hz陷波器进行滤波，得到A相直流侧电容电压的滤波电压
Figure FDA0002412477100000066
B相直流侧电容电压的滤波电压
Figure FDA0002412477100000067
和C相直流侧电容电压的滤波电压
Figure FDA0002412477100000068
i＝1,2,...,NA，j＝1,2,...,NB，k＝1,2,...,NC；
步骤4.,3，使用相同的LLC电压控制器对步骤4.2得到的A相直流侧电容电压的滤波电压
Figure FDA0002412477100000069
B相直流侧电容电压的滤波电压
Figure FDA00024124771000000610
和C相直流侧电容电压的滤波电压
Figure FDA00024124771000000611
进行控制，得到A相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDAi、B相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDBj和C相两电平全桥LLC变换器的开关频率fDCk，其计算式分别如下：
Figure FDA00024124771000000612
Figure FDA0002412477100000071
Figure FDA0002412477100000072
式中，NT是两电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，KDP为LLC电压控制器的比例系数，KDI为LLC电压控制器的积分系数；
步骤5，光伏阵列的最大功率点追踪控制
步骤5.1，分别对M个两电平Boost变换器的输入母线电容电压和对应光伏阵列的输出电流进行采样，得到如下数据：M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的采样值，将其中任一个记为输入母线电容电压VPVx；M个光伏阵列的输出电流的采样值，将其中任一个记为光伏阵列输出电流IPVx，x＝1,2,...,M；
步骤5.2，根据步骤5.1得到的输入母线电容电压采样值VPVx和光伏阵列输出电流IPVx，分别对M个两电平Boost变换器所连接的光伏阵列进行最大功率点追踪，得到M个两电平Boost变换器所连的光伏阵列的最大功率点电压，将其中任一个记为光伏阵列最大功率点电压
Figure FDA0002412477100000073
然后把光伏阵列最大功率点电压
Figure FDA0002412477100000074
作为两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值；
步骤5.3，使用M个相同的Boost电压控制器对M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值进行控制，得到M个两电平Boost变换器的占空比，记M个两电平Boost变换器中的任一个两电平Boost变换器的占空比为占空比dx，x＝1,2,...,M，其计算式为：
Figure FDA0002412477100000075
其中，KBP为两电平Boost电压控制器的比例系数，KBI为两电平Boost电压控制器的积分系数。
CN201910487467.6A 2019-06-05 2019-06-05 电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法 Active CN110233496B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910487467.6A CN110233496B (zh) 2019-06-05 2019-06-05 电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910487467.6A CN110233496B (zh) 2019-06-05 2019-06-05 电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110233496A CN110233496A (zh) 2019-09-13
CN110233496B true CN110233496B (zh) 2020-06-26

Family

ID=67858640

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910487467.6A Active CN110233496B (zh) 2019-06-05 2019-06-05 电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110233496B (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20230231467A1 (en) * 2020-07-28 2023-07-20 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
CN111952993B (zh) * 2020-07-30 2022-06-14 山东鲁软数字科技有限公司智慧能源分公司 一种模块化级联式电力电子变压器均衡控制系统及方法
CN112510759B (zh) * 2020-12-07 2022-08-02 合肥工业大学 共直流母线级联型光伏逆变器的功率不平衡控制方法
CN112600258B (zh) * 2020-12-14 2022-07-29 青岛大学 光伏固态变压器在低电压穿越条件下的功率回流控制方法
CN112909993B (zh) * 2021-01-21 2022-07-05 山东大学 一种中压光伏发电系统的三相电流不平衡补偿方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108111035A (zh) * 2018-01-31 2018-06-01 阳光电源股份有限公司 一种光伏固态变压器、光伏逆变系统以及双向高压变流器
CN108539782A (zh) * 2018-04-03 2018-09-14 阳光电源股份有限公司 一种光伏发电系统
CN108448633B (zh) * 2018-04-28 2019-12-06 扬州大学 一种适合不同功率组件级联的光伏集成组件控制器
CN108695842A (zh) * 2018-06-15 2018-10-23 西安交通大学 一种适用于直流配网的光伏系统柔性汇集拓扑及其控制方法
CN109066721A (zh) * 2018-09-29 2018-12-21 阳光电源（上海）有限公司 一种光伏发电系统及其控制器
CN109830944B (zh) * 2019-01-07 2020-02-18 华北电力大学 直流升压汇集式光伏电站送出线路故障协调控制保护方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN110233496A (zh) 2019-09-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110233496B (zh) 电网电压不平衡条件下级联光伏固态变压器的控制方法
CN110138011B (zh) 级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法
He et al. A novel advanced traction power supply system based on modular multilevel converter
CN110138228B (zh) 一种级联光伏固态变压器的控制方法
Krishnamoorthy et al. Isolated AC–DC converter using medium frequency transformer for off-shore wind turbine DC collection grid
CN111277159A (zh) 一种模块化三相光伏逆变器及其拓扑系统
Lin Analysis and implementation of a three-level PWM rectifier/inverter
Zhao et al. Analysis and suppression of resonant current envelope ripple of LLC converter in cascaded modular PV solid-state transformer
Dang et al. A modular three-phase photovoltaic inverter with elimination of phase unbalance and reduction of second harmonic voltage ripple
Rong et al. Transformerless grid connected control of wind turbine based on H-MMC
CN112564170B (zh) 一种级联h桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法
Hildebrandt et al. Robust and cost-effective synchronization scheme for a multicell grid emulator
Naik et al. A novel grid interface for photovoltaic, wind-electric, and fuel-cell systems with a controllable power factor of operation
Xing et al. A new power converter for current source converter-based wind energy system
CN116632902A (zh) 一种基于pwm电流源型变换器的多端口柔性直流输电系统
CN112510759B (zh) 共直流母线级联型光伏逆变器的功率不平衡控制方法
Rahman et al. Thyristor based SVC and multilevel qZSI for Active and Reactive power management in solar PV system
Hussain et al. Design and control of series-dc wind farms based on three-phase dual active bridge converters
Droguett et al. Nearest level control for a three-phase to single-phase modular multilevel converter for solid state transformers
Wang et al. DC-link current optimal control of current source converter in DFIG
CN112564535B (zh) 一种共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的控制方法
CN112600258B (zh) 光伏固态变压器在低电压穿越条件下的功率回流控制方法
Du et al. A simple current control method for three-phase VSC in DSRF under unbalanced grid condition
Kumar et al. Design and implementation of three-winding coupled inductor and switched capacitor-based DC–DC converter fed PV-TDVR
CN112510760B (zh) 扩大三相级联h桥逆变器运行范围的控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant