CN110138011B - 级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法，其目的是为了解决系统运行在非单位功率因数下并且三相所包含的模块数目不相等时，模块间的有功功率均衡控制。主要步骤如下：对所有H桥变换器的直流侧电容电压的平均值进行控制，并得到有功电流指令值；对电网电流进行控制以及对三相调制电压补偿所计算的零序电压以实现模块间的功率均衡控制；对两电平全桥LLC变换器的输出电压进行控制；通过控制Boost变换器的输入母线电压实现前级光伏阵列的最大功率点追踪控制。相比于现有技术，无论系统是否运行在单位功率因数，该方法都能保证三相模块数目不相等时所有模块传输相同的有功功率，有利于模块化设计。

Description

级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法

技术领域

本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法。

背景技术

由于半导体开关器件的限制，将传统的集中式逆变器的额定功率提高到大于1WM以上具有实际挑战性和不经济性。方法之一可以采用基于级联H桥多电平变换器的三相固态变压器拓扑。模块化的结构可以使用市场上常见的低压器件把整个系统扩展到较高的电压和功率等级，从而使得仅用单个变换器把整个电站连接到中压电网成为可能。由于隔离型DC/DC变换器中的高频变压器能够提供电气隔离，笨重的工频变压器将不再需要。因此，基于级联H桥的三相光伏固态变压器结构能够提高光伏逆变器的效率和功率密度，降低光伏逆变器的重量和体积，具有较为广阔的应用前景。

对于级联光伏固态变压器，为了实现较高的电压和功率等级，模块数目通常较多。只要一个模块发生故障，就会引发系统停机。若等待专业人员来维修，则光伏系统在较长的时间内不能发电，将会造成较大的经济损失。为了提高系统的可靠性，通常采用冗余设计，也就是说当某些模块发生故障时，通过将这些模块旁路能够保证系统依然正常运行。由于所有的模块输入端口并联形成公共直流母线，该拓扑具有一个固有的优势，就是当电网平衡时，A相、B相和C相能够传输的有功功率也相同。通常情况下，三相设计为具有相同的模块数目，因此每个模块传输的有功功率基本相同。然而，一旦某些模块发生故障，三相之间的模块数目会有所不同，导致故障的相因模块数目较少，每个模块传输的有功功率大于正常相的模块传输的有功功率。有功功率的差异必然导致模块散热的需求不同，这非但有违模块化设计的原则，而且当系统长时间运行时导致模块的寿命也会有所差异，这在实际工程应用中是不希望发生的。

文献“X.Ma,X.Yang,F.Zhang,L.Huang,Z.Li,and H.Song,A control scheme ofthree phase solid state transformer for PV generation based on improvedvoltage-tracking method of DC-links,in Applied Power Electronics Conferenceand Exposition,Tampa,FL,USA,Mar.26-30,2017.(X.Ma,X.Yang,F.Zhang,L.Huang,Z.Li,and H.Song，基于改进直流母线电压跟踪方法的三相光伏固态变压器的控制方法，应用电力电子会议与博览会，2017年5月26-30日)”提出一种光伏固态变压器的控制方法，但该文献并未考虑故障条件下模块间的功率均衡控制。

文献“M.Aleenejad,H.Iman-Eini,and S.Farhangi Modified space vectormodulation for fault-tolerant operation of multilevel cascaded H-bridgeinverter,IET Power Electronics,vol.6,no.4,pp.742-751,2012.(M.Aleenejad,H.Iman-Eini,和S.Farhangi，多电平级联H桥逆变器在故障冗余条件下运行的改进型空间矢量调制，IET电力电子杂志，2012年第6卷4期，第742页到751页)”以及文献“H.Salimian,and H.Iman-Eini,Fault-tolerant operation of three-phase cascaded H-bridgeconverters using an auxiliary module,IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.64,no.2,pp.1018-1027,Feb.2017.(H.Salimian和H.Iman-Eini，采用辅助模块的三相级联H桥变换器的故障冗余运行，IEEE工业电子杂志，2017年12月第64卷12期，第1018页到1027页)”提出了三相级联H桥光伏逆变器故障冗余条件下的控制策略，但所提出的方法需要添加额外的装置，这不但不利于系统的成本和体积，且增加了系统的复杂性并降低其可靠性。

文献“W.Song,and A.Q.Huang,“Fault-tolerance design and controlstrategy for cascaded H-bridge multilevel converter-based STATCOM,”IEEETrans.Ind.Electron.,vol.57,no.8,pp.2700-2708,Aug.2010.(W.Song,和A.Q.Huang，基于级联H桥多电平变换器的STATCOM的故障冗余设计及控制策略，IEEE工业电子杂志，2010年8月第57卷8期，第2700页到2708页)”所提出的控制方法，不但旁路了故障的模块，而且把其他相对应位置的模块也给旁路，以此保证三相具有相同的模块数目。然而，这会使得系统中正常工作的模块数目变少，每个模块分担的有功功率相对会多一些。

此外，发明专利申请文献《模块化级联型多电平变换器控制方法和控制装置》(CN108667049 A)提出了级联光伏固态变压器在模块故障条件下的控制方法及控制装置。然而，该方法仅考虑了变换器工作在单位功率因数下模块的功率均衡控制，所提出的方法并不适用于变换器运行在非单位功率因数下的场景。

综上所述，现有的级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法还存在如下缺点：

1)、需要添加额外的辅助装置才能使系统在故障条件下运行，这会增加系统的成本和复杂性，降低系统的可靠性。

2)、现有文献提及了级联光伏固态变压器在故障条件下的模块功率均衡控制，但所提出的方法不适用于变换器在非单位功率因数下运行。

发明内容

本发明要解决的技术问题就是克服上述各种方案的局限性，提出一种级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法，不需增加任何额外装置就能使系统正常运行，且无论系统是否运行在单位功率因数下，依然能够保证所有模块传输相同的有功功率。

为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案为：

一种级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法，应用该控制方法的级联光伏固态变压器是三相光伏变换器，由A相、B相和C相组成；其中A相包含N_A个模块，B相包含N_B个模块，C相包含N_C个模块，A相、B相和C相中的模块结构完全相同，且N_A、N_B和N_C都是大于1的正整数；A相、B相和C相中的每一个模块都是由一个两电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，H桥变换器的交流输出端并联一个旁路开关，所述旁路开关就是一个开关状态可控的继电器；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过电感连接到三相星型连接的电网；A相、B相和C相的所有模块的输入端口并联形成公共直流母线；此外，公共直流母线上还连接了M个两电平Boost变换器，M是大于1的正整数；其中，两电平Boost变换器的输出正母线与公共直流母线的正电压母线连接，两电平Boost变换器的输出负母线与公共直流母线的负电压母线连接；M个两电平Boost变换器的输入端口各自并联一个光伏阵列；

所述的控制方法包括H桥变换器直流侧电容电压的平均值控制、电网电流控制、模块间的功率均衡控制、两电平全桥LLC变换器的输出电压控制以及光伏阵列的最大功率点追踪控制，步骤如下：

步骤1，H桥直流侧电容电压的平均值控制

步骤1.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流侧电容电压进行采样，得到以下数据：N_A个A相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为A相直流侧电容电压V_HAi，i＝1,2,...,N_A；N_B个B相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为B相直流侧电容电压V_HBj，j＝1,2,...,N_B；N_C个C相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为C相直流侧电容电压V_HCk，k＝1,2,...,N_C；

步骤1.2，计算所有H桥变换器的直流侧电容电压的平均值，并记为直流侧电容电压平均值V_Haver，其计算式为：

步骤1.3，使用电压调节器对直流侧电容电压平均值V_Haver进行控制，可以得到有功电流指令值

其计算式为：

其中，K_VP为电压调节器的比例系数，K_VI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，V_ref为H桥变换器直流侧电容电压的平均值的参考电压；

步骤2，电网电流控制

步骤2.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值v_ga，v_gb，v_gc和三相电网电流的采样值i_ga，i_gb，i_gc；

步骤2.2，使用解耦双同步坐标系锁相环对步骤2.1得到的三相电网电压的采样值v_ga，v_gb，v_gc进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω以及电网相电压的幅值V_g；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中采样得到的三相电网电压v_ga，v_gb，v_gc转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量e_d和电网电压无功分量e_q；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中得到的三相电网电流的采样值i_ga，i_gb，i_gc转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q；

电网电压有功分量e_d和电网电压无功分量e_q的计算式为：

电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q的计算式为：

步骤2.3，根据逆变器需要发出的无功功率Q_T和步骤2.2得到的电网相电压幅值V_g，计算出无功电流指令值

其计算式为：

步骤2.4，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到有功电流调节器的输出值Δv_d和无功电流调节器的输出值Δv_q，其计算式分别为：

其中，K_iP为电流调节器的比例系数，K_iI为电流调节器的积分系数；

步骤2.5，根据步骤2.2得到的电网电压有功分量e_d、电网电压无功分量e_q、电网电流有功分量i_d、电网电流无功分量i_q、电网电压角频率ω以及步骤2.4中得到的有功电流调节器的输出值Δv_d和无功电流调节器的输出值Δv_q，计算得到有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q，如下式所示：

其中，其中L_f为网侧滤波电感；

步骤2.6，将步骤2.5得到的有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q经过同步旋转坐标系逆变换得到自然坐标系下逆变器的三相调制电压v_ca，v_cb和v_cc，计算式为：

步骤3，模块间的功率均衡控制

步骤3.1，根据A相、B相和C相的模块数目N_A、N_B和N_C，步骤2.2得到电网电压的相位角ωt、电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q，以及步骤2.4得到有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q，计算出一个能够平衡模块间有功功率的零序电压v₀，其计算式为：

其中，

是级联光伏固态变压器的功率因数角，且中间变量k₁、k₂、

和

的计算式如下为：

步骤3.2，根据步骤2.6计算得到的三相调制电压v_ca，v_cb和v_cc以及步骤3.1计算得到的零序电压v₀，可以计算出补偿零序电压后的三相调制电压

和

其计算式为：

步骤3.3，将步骤3.2计算得到的补偿零序电压后的三相调制电压

和

分别除以A相、B相、和C相的模块数目N_A、N_B和N_C，可以得到A相模块的调制电压v_aH，B相模块的调制电压v_bH和C相模块的调制电压v_cH，其计算式为：

步骤3.4，计算出A相、B相和C相所有H桥变换器的调制波；记A相中任一个H桥变换器的调制波为m_ai、B相任一个H桥变换器的调制波为m_bj，C相任一个H桥变换器的调制波为m_ck，i＝1,2,...,N_A，j＝1,2,...,N_B，k＝1,2,...,N_C，则m_ai、m_bj和m_ck的计算式如下：

步骤4，两电平全桥LLC变换器的输出电压控制

步骤4.1，对公共直流母线电压进行采样，得到公共直流母线电压的采样值V_dcT；

步骤4.2，对步骤1.1中得到的A相直流侧电容电压V_HAi、B相直流侧电容电压V_HBj和C相直流侧电容电压V_HCk，分别使用100Hz陷波器进行滤波，得到A相直流侧电容电压的滤波电压

B相直流侧电容电压的滤波电压

和C相直流侧电容电压的滤波电压

i＝1,2,...,N_A，j＝1,2,...,N_B，k＝1,2,...,N_C；

步骤4.,3，使用相同的LLC电压控制器对步骤4.2得到的A相直流侧电容电压的滤波电压

B相直流侧电容电压的滤波电压

和C相直流侧电容电压的滤波电压

进行控制，得到A相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DAi、B相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DBj和C相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DCk，其计算式分别如下：

式中，N_T是两电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，K_DP为LLC电压控制器的比例系数，K_DI为LLC电压控制器的积分系数；

步骤4.4，基于步骤4.3得到的A相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DAi、B相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DBj和C相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DCk，使用两电平全桥LLC变换器的变频调制策略可以得到所有两电平全桥LLC变换器的开关驱动信号；

步骤5，光伏阵列的最大功率点追踪控制

步骤5.1，分别对M个两电平Boost变换器的输入母线电容电压和对应光伏阵列的输出电流进行采样，得到如下数据：M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的采样值，将其中任一个记为输入母线电容电压V_PVx；M个光伏阵列的输出电流的采样值，将其中任一个记为光伏阵列输出电流I_PVx，x＝1,2,...,M；

步骤5.2，根据步骤5.1得到的输入母线电容电压采样值V_PVx和光伏阵列输出电流I_PVx，分别对M个两电平Boost变换器所连接的光伏阵列进行最大功率点追踪，得到M个两电平Boost变换器所连的光伏阵列的最大功率点电压，将其中任一个记为光伏阵列最大功率点电压

x＝1,2,...,M，然后把光伏阵列最大功率点电压

作为两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值；

步骤5.3，使用M个相同的Boost电压控制器对M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值进行控制，得到M个两电平Boost变换器的占空比，记M个两电平Boost变换器中的任一个两电平Boost变换器的占空比为占空比d_x，x＝1,2,...,M，其计算式为：

其中，K_BP为两电平Boost电压控制器的比例系数，K_BI为两电平Boost电压控制器的积分系数。

本发明相对现有技术的有益效果是：

1、不需要额外增加硬件装置就能使系统在故障冗余条件下运行；

2、无论系统是否运行在单位功率因数，都能保证故障条件下所有模块传输相同的有功功率，有利于模块化设计。

附图说明

图1是本发明实施的级联光伏固态变压器的主电路拓扑结构。

图2是本发明实施的级联光伏固态变压器中单个模块的结构图。

图3是本发明实施的两电平Boost变换器的电路拓扑结构。

图4是本发明实施的级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制框图。

图5是本发明级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法的流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚、完整地描述。

图1是本发明实施的级联光伏固态变压器主电路拓扑结构，由A相、B相和C相组成；其中A相包含N_A个模块，B相包含N_B个模块，C相包含N_C个模块，A相、B相和C相中的模块结构完全相同，且N_A、N_B和N_C都是大于1的正整数；每一个模块都是由一个两电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，H桥变换器的交流输出端并联一个旁路开关，旁路开关就是一个开关状态可控的继电器；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端都分别通过电感连接到三相星型连接的电网；A相、B相和C相的所有模块的输入端口并联形成公共直流母线；此外，公共直流母线上还连接了M个两电平Boost变换器，M是大于1的正整数；其中，两电平Boost变换器的输出正母线与公共直流母线的正电压母线连接，两电平Boost变换器的输出负母线与公共直流母线的负电压母线连接；M个两电平Boost变换器的输入端口各并联一个光伏阵列；通过对前级Boost电路进行控制，可以实现对应光伏阵列的最大功率点追踪，以提高系统的发电量。

图1中，v_ga、v_gb和v_gc表示三相电网的相电压，i_ga、i_gb和i_gc表示三相电网的相电流，也是级联光伏固态变压器的输出电流，L_f表示网侧滤波电感；V_HAi表示A相第i个模块的H桥变换器的直流侧电容电压，i＝1,2,...,N_A；V_HBj表示B相第j个模块的H桥变换器的直流侧电容电压，j＝1,2,...,N_B；V_HCk表示C相第k个模块的H桥变换器的直流侧电容电压，k＝1,2,...,N_C；V_dcT表示公共直流母线的电压，也是所有模块的输入侧电压；V_PVx和I_PVx分别表示第x个Boost变换器的输入母线电容电压以及对应光伏阵列的输出电流，x＝1,2,...,M。

图2是本发明实施的级联光伏固态变压器中单个模块的结构图，它由一个两电平全桥LLC变换器和一个H桥变换器串联组成。其中，两电平全桥LLC变换器由输入母线电容C_in、逆变单元、谐振腔、高频变压器以及整流单元组成；全控型开关器件Q₁和Q₂及它们的体二极管和等效结电容组成了逆变单元的左桥臂，全控型开关器件Q₃和Q₄及它们的体二极管和等效结电容组成了逆变单元的右桥臂；谐振电感L_r、谐振电容C_r及励磁电感L_m组成了谐振腔；T_r表示高频变压器，且变为为N_T:1；二极管D_R1、D_R2、D_R3和D_R4组成了整流单元。四个全控型开关器件T₁、T₂、T₃和T₄及它们的体二极管组成了H桥变换器，C_H表示H桥变换器的直流侧电容。

图3是本发明实施的Boost变换器的电路拓扑结构，它由电感L_B、全控型开关器件Q_B、二极管D_B以及输出滤波电容C_B组成。

图4是本发明实施的级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制框图，它包括使用锁相环对电网电压v_ga、v_gb和v_gc进行锁相以及对电网电压v_ga、v_gb和v_gc和电网电流i_ga、i_gb和i_gc进行同步旋转坐标变换(abc/dq变换)，也就是从自然坐标系转换到同步旋转坐标系，H桥变换器直流侧电容电压的平均值的控制、电网电流控制、模块间的功率均衡控制、两电平全桥LLC变换器的控制以及两电平Boost变换器的控制。

图5是本发明级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法的流程图。

参见图4和图5，本发明的实施过程如下：

步骤1，H桥直流侧电容电压的平均值控制

步骤1.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流侧电容电压进行采样，得到以下数据：N_A个A相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为A相直流侧电容电压V_HAi，i＝1,2,...,N_A；N_B个B相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为B相直流侧电容电压V_HBj，j＝1,2,...,N_B；N_C个C相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为C相直流侧电容电压V_HCk，k＝1,2,...,N_C。

本实施例中，为了使级联光伏固态变压器省去工频隔离型变压器直接与35kV中压电网连接，三相的模块数目应设计为32到40之间。

步骤1.2，计算所有H桥变换器的直流侧电容电压的平均值，并记为直流侧电容电压平均值V_Haver，其计算式为：

步骤1.3，使用电压调节器对直流侧电容电压平均值V_Haver进行控制，可以得到有功电流指令值

其计算式为：

其中，K_VP为电压调节器的比例系数，K_VI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，V_ref为H桥变换器直流侧电容电压的平均值的参考电压。一般而言，级联光伏固态变压器主要应用与高压大功率场合，在本实施例中，V_ref＝800V，K_VP＝5，K_VI＝250。

步骤2，电网电流控制

步骤2.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值v_ga，v_gb，v_gc和三相电网电流的采样值i_ga，i_gb，i_gc。

步骤2.2，使用解耦双同步坐标系锁相环对步骤2.1得到的三相电网电压的采样值v_ga，v_gb，v_gc进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω以及电网相电压的幅值V_g；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中采样得到的三相电网电压v_ga，v_gb，v_gc转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量e_d和电网电压无功分量e_q；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中得到的三相电网电流的采样值i_ga，i_gb，i_gc转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q。

电网电压有功分量e_d和电网电压无功分量e_q的计算式为：

电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q的计算式为：

步骤2.3，根据逆变器需要发出的无功功率Q_T和步骤2.2得到的电网相电压幅值V_g，计算出无功电流指令值

其计算式为：

步骤2.4，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到有功电流调节器的输出值Δv_d和无功电流调节器的输出值Δv_q，其计算式分别为：

其中，K_iP为电流调节器的比例系数，K_iI为电流调节器的积分系数。K_iP和K_iI按照常规光伏并网逆变器的电流环设计方法进行设计，本实施例中，K_iP＝1.8，K_iI＝200。

步骤2.5，根据步骤2.2得到的电网电压有功分量e_d、电网电压无功分量e_q、电网电流有功分量i_d、电网电流无功分量i_q、电网电压角频率ω以及步骤2.4中得到的有功电流调节器的输出值Δv_d和无功电流调节器的输出值Δv_q，计算得到有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q，如下式所示：

其中，其中L_f为网侧滤波电感。

步骤2.6，将步骤2.5得到的有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q经过同步旋转坐标系逆变换得到自然坐标系下逆变器的三相调制电压v_ca，v_cb和v_cc，计算式为：

步骤3，模块间的功率均衡控制

步骤3.1，根据A相、B相和C相的模块数目N_A、N_B和N_C，步骤2.2得到电网电压的相位角ωt、电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q，以及步骤2.4得到有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q，计算出一个能够平衡模块间有功功率的零序电压v₀，其计算式为：

其中，

是级联光伏固态变压器的功率因数角，且中间变量k₁、k₂、

和

的计算式如下为：

本实施例中，三相的模块数目可以相同，也可以不相同。本发明主要是解决三相模块数目不相同时，通过补偿上述计算的零序电压v₀，来平衡三相模块间的有功功率。若三相模块数目相同(N_A＝N_B＝N_C)，则根据上式计算出的零序电压v₀＝0。

步骤3.2，根据步骤2.6计算得到的三相调制电压v_ca，v_cb和v_cc以及步骤3.1计算得到的零序电压v₀，可以计算出补偿零序电压后的三相调制电压

和

其计算式为：

步骤3.3，将步骤3.2计算得到的补偿零序电压后的三相调制电压

和

分别除以A相、B相、和C相的模块数目N_A、N_B和N_C，可以得到A相模块的调制电压v_aH，B相模块的调制电压v_bH和C相模块的调制电压v_cH，其计算式为：

步骤3.4，计算出A相、B相和C相所有H桥变换器的调制波；记A相中任一个H桥变换器的调制波为m_ai、B相任一个H桥变换器的调制波为m_bj，C相任一个H桥变换器的调制波为m_ck，i＝1,2,...,N_A，j＝1,2,...,N_B，k＝1,2,...,N_C，则m_ai、m_bj和m_ck的计算式如下：

采用以上步骤计算出所有H桥变换器的调制波后，采用载波移相正弦波脉冲宽度调制策略可以得到所有H桥变换器的开关驱动信号。所述的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略指的是级联H桥变换器普遍运用的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，这是级联H桥变换器中使用较多且较为成熟的技术。很有文献对载波移相正弦波脉冲宽度调制都有详细地描述，如周京华和陈亚爱2013年在机械工业出版社出版的专著《高性能级联型多电平变换器原理及应用》中的第84-88页。

步骤4，两电平全桥LLC变换器的输出电压控制

步骤4.1，对公共直流母线电压进行采样，得到公共直流母线电压的采样值V_dcT。

步骤4.2，对步骤1.1中得到的A相直流侧电容电压V_HAi、B相直流侧电容电压V_HBj和C相直流侧电容电压V_HCk，分别使用100Hz陷波器进行滤波，得到A相直流侧电容电压的滤波电压

B相直流侧电容电压的滤波电压

和C相直流侧电容电压的滤波电压

i＝1,2,...,N_A，j＝1,2,...,N_B，k＝1,2,...,N_C。

步骤4.3，使用相同的LLC电压控制器对步骤4.2得到的A相直流侧电容电压的滤波电压

B相直流侧电容电压的滤波电压

和C相直流侧电容电压的滤波电压

进行控制，得到A相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DAi、B相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DBj和C相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DCk，其计算式分别如下：

式中，N_T是两电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，K_DP为LLC电压控制器的比例系数，K_DI为LLC电压控制器的积分系数。K_DP和K_DI按照常规两电平全桥LLC变换器的电压环设计方法进行设计，本实施例中，K_DP＝50，K_DI＝10000。

采用上述步骤计算出A相所有两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DAi、B相所有两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DBj和C相所有两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DCk后，使用两电平全桥LLC变换器的变频调制策略可以得到所有两电平全桥LLC变换器的开关驱动信号。所述的两电平全桥LLC变换器的变频调制策略指的是两电平全桥LLC变换器普遍运用的变频调制策略，很有文献对两电平全桥LLC变换器的变频调制策略已有详细地描述，如南京航空航天大学的学生钱娟2013年所著的题为“数字控制全桥LLC谐振变换器的研究”硕士毕业论文。

步骤5，光伏阵列的最大功率点追踪控制

步骤5.1，分别对M个两电平Boost变换器的输入母线电容电压和对应光伏阵列的输出电流进行采样，得到如下数据：M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的采样值，将其中任一个记为输入母线电容电压V_PVx；M个光伏阵列的输出电流的采样值，将其中任一个记为光伏阵列输出电流I_PVx，x＝1,2,...,M。

步骤5.2，根据步骤5.1得到的输入母线电容电压采样值V_PVx和光伏阵列输出电流I_PVx，分别对M个两电平Boost变换器所连接的光伏阵列进行最大功率点追踪，得到M个两电平Boost变换器所连的光伏阵列的最大功率点电压，将其中任一个记为光伏阵列最大功率点电压

x＝1,2,...,M，然后把光伏阵列最大功率点电压

作为两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值。

步骤5.3，使用M个相同的Boost电压控制器对M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值进行控制，得到M个两电平Boost变换器的占空比，记M个两电平Boost变换器中的任一个两电平Boost变换器的占空比为占空比d_x，x＝1,2,...,M，其计算式为：

其中，K_BP为两电平Boost电压控制器的比例系数，K_BI为两电平Boost电压控制器的积分系数。K_BP和K_BI按照常规两电平Boost变换器的电压环设计方法进行设计，本实施例中，K_BP＝10，K_BI＝150。

采用上述步骤计算出M个两电平Boost变换器的占空比d_x后，采用脉冲宽度调制方法可以得到M个两电平Boost变换器的开关驱动信号。所述的脉冲宽度调制(Plus WidthModulation,PWM调制)指的普遍运用的脉冲宽度调制策略。

Claims (1)

1.一种级联光伏固态变压器的模块功率均衡控制方法，应用该控制方法的级联光伏固态变压器是三相光伏变换器，由A相、B相和C相组成；其中A相包含N_A个模块，B相包含N_B个模块，C相包含N_C个模块，A相、B相和C相中的模块结构完全相同，且N_A、N_B和N_C都是大于1的正整数；A相、B相和C相中的每一个模块都是由一个两电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，H桥变换器的输入端并联一个H桥变换器直流侧电容，H桥变换器的交流输出端并联一个旁路开关，所述旁路开关就是一个开关状态可控的继电器；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，它们的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过网侧滤波电感连接到三相星型连接的电网；A相、B相和C相的所有模块的输入端口并联形成公共直流母线；此外，公共直流母线上还连接了M个两电平Boost变换器，M是大于1的正整数；其中，两电平Boost变换器的输出正母线与公共直流母线的正电压母线连接，两电平Boost变换器的输出负母线与公共直流母线的负电压母线连接；M个两电平Boost变换器的输入端口分别并联一个两电平Boost变换器输入母线电容，每个两电平Boost变换器输入母线电容又分别并联一个光伏阵列；

其特征在于，所述的控制方法包括H桥变换器直流侧电容电压的平均值控制、电网电流控制、模块间的功率均衡控制、两电平全桥LLC变换器的输出电压控制以及光伏阵列的最大功率点追踪控制，步骤如下：

步骤1，H桥直流侧电容电压的平均值控制

步骤1.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流侧电容电压进行采样，得到以下数据：N_A个A相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为A相直流侧电容电压V_HAi，i＝1，2，...，N_A；N_B个B相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为B相直流侧电容电压V_HBj，j＝1，2，...，N_B；N_C个C相H桥变换器的直流侧电容电压的采样值，将其中任一个记为C相直流侧电容电压V_HCk，k＝1，2，...，N_C；

步骤1.2，计算所有H桥变换器的直流侧电容电压的平均值，并记为直流侧电容电压平均值V_Haver，其计算式为：

步骤1.3，使用电压调节器对直流侧电容电压平均值V_Haver进行控制，可以得到有功电流指令值

其计算式为：

其中，K_VP为电压调节器的比例系数，K_Ⅵ为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，V_ref为H桥变换器直流侧电容电压的平均值的参考电压；

步骤2，电网电流控制

步骤2.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值v_ga，v_gb，v_gc和三相电网电流的采样值i_ga，i_gb，i_gc；

步骤2.2，使用解耦双同步坐标系锁相环对步骤2.1得到的三相电网电压的采样值v_ga，v_gb，v_gc进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω以及电网相电压的幅值V_g；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中采样得到的三相电网电压v_ga，v_gb，v_gc转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量e_d和电网电压无功分量e_q；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中得到的三相电网电流的采样值i_ga，i_gb，i_gc转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q；

电网电压有功分量e_d和电网电压无功分量e_q的计算式为：

电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q的计算式为：

步骤2.3，根据逆变器需要发出的无功功率Q_T和步骤2.2得到的电网相电压幅值V_g，计算出无功电流指令值

其计算式为：

步骤2.4，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到有功电流调节器的输出值Δv_d和无功电流调节器的输出值Δv_q，其计算式分别为：

其中，K_iP为电流调节器的比例系数，K_iI为电流调节器的积分系数；

步骤2.5，根据步骤2.2得到的电网电压有功分量e_d、电网电压无功分量e_q、电网电流有功分量i_d、电网电流无功分量i_q、电网电压角频率ω以及步骤2.4中得到的有功电流调节器的输出值Δv_d和无功电流调节器的输出值Δv_q，计算得到有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q，如下式所示：

其中，其中L_f为网侧滤波电感；

步骤2.6，将步骤2.5得到的有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q经过同步旋转坐标系逆变换得到自然坐标系下逆变器的三相调制电压v_ca，v_cb和v_cc，计算式为：

步骤3，模块间的功率均衡控制

步骤3.1，根据A相、B相和C相的模块数目N_A、N_B和N_C，步骤2.2得到电网电压的相位角ωt、电网电流有功分量i_d和电网电流无功分量i_q，以及步骤2.4得到有功电压幅值v_d和无功电压幅值v_q，计算出一个能够平衡模块间有功功率的零序电压v₀，其计算式为：

其中，

是级联光伏固态变压器的功率因数角，且中间变量k₁、k₂、

和

的计算式如下为：

步骤3.2，根据步骤2.6计算得到的三相调制电压v_ca，v_cb和v_cc以及步骤3.1计算得到的零序电压v₀，可以计算出补偿零序电压后的三相调制电压

和

其计算式为：

步骤3.3，将步骤3.2计算得到的补偿零序电压后的三相调制电压

和

分别除以A相、B相、和C相的模块数目N_A、N_B和N_C，可以得到A相模块的调制电压v_aH，B相模块的调制电压v_bH和C相模块的调制电压v_cH，其计算式为：

步骤3.4，计算出A相、B相和C相所有H桥变换器的调制波；记A相中任一个H桥变换器的调制波为m_ai、B相任一个H桥变换器的调制波为m_bj，C相任一个H桥变换器的调制波为m_ck，i＝1，2，...，N_A，j＝1，2，...，N_B，k＝1，2，...，N_C，则m_ai、m_bj和m_ck的计算式如下：

步骤4，两电平全桥LLC变换器的输出电压控制

步骤4.1，对公共直流母线电压进行采样，得到公共直流母线电压的采样值V_dcT；

步骤4.2，对步骤1.1中得到的A相直流侧电容电压V_HAi、B相直流侧电容电压V_HBj和C相直流侧电容电压V_HCk，分别使用100Hz陷波器进行滤波，得到A相直流侧电容电压的滤波电压

B相直流侧电容电压的滤波电压

和C相直流侧电容电压的滤波电压

i＝1，2，…，N_A，j＝1，2，…，N_B，k＝1，2，…，N_C；

步骤4.3，使用相同的LLC电压控制器对步骤4.2得到的A相直流侧电容电压的滤波电压

B相直流侧电容电压的滤波电压

和C相直流侧电容电压的滤波电压

进行控制，得到A相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DAi、B相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DBj和C相两电平全桥LLC变换器的开关频率f_DCk，其计算式分别如下：

式中，N_T是两电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，K_DP为LLC电压控制器的比例系数，K_DI为LLC电压控制器的积分系数；

步骤5，光伏阵列的最大功率点追踪控制

步骤5.1，分别对M个两电平Boost变换器的输入母线电容电压和对应光伏阵列的输出电流进行采样，得到如下数据：M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的采样值，将其中任一个记为输入母线电容电压V_PVx；M个光伏阵列的输出电流的采样值，将其中任一个记为光伏阵列输出电流I_PVx，x＝1，2，...，M；

步骤5.2，根据步骤5.1得到的输入母线电容电压采样值V_PVx和光伏阵列输出电流I_PVx，分别对M个两电平Boost变换器所连接的光伏阵列进行最大功率点追踪，得到M个两电平Boost变换器所连的光伏阵列的最大功率点电压，将其中任一个记为光伏阵列最大功率点电压

x＝1，2，...，M，然后把光伏阵列最大功率点电压

作为两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值；

步骤5.3，使用M个相同的Boost电压控制器对M个两电平Boost变换器输入母线电容电压的指令值进行控制，得到M个两电平Boost变换器的占空比，记M个两电平Boost变换器中的任一个两电平Boost变换器的占空比为占空比d_x，x＝1，2，...，M，其计算式为：

其中，K_BP为两电平Boost电压控制器的比例系数，K_BI为两电平Boost电压控制器的积分系数。

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