CN106374764A - 一种isop并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种ISOP并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法，属于电能变换装置的直流‑交流变换器领域。ISOP并网逆变器组合系统由n个标准逆变器模块组成，模块在输入端串联、输出端并联后接入电网，需要实现模块间功率均衡及高功率因数并网两大目标。本发明优化了ISOP并网逆变器组合系统的拓扑结构，各模块桥臂输出电压经过逆变器侧电感L ₁、滤波电容C滤波后在电容两端并联，后经过公用的网侧电感L ₂并网，且此时所需的L ₂感值相比单模块并网逆变器大大减小，从而简化了拓扑、减小系统体积。本发明同时给出了ISOP逆变器组合系统并网应用场合时的功率均衡策略及各模块控制策略，使得在采用最少控制量的前提下实现多重控制目标。

Description

一种ISOP并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法

技术领域

本发明涉及一种输入串联输出并联(ISOP)并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法，属于电能变换装置的直流-交流变换器领域。

背景技术

输入串联输出并联(ISOP)逆变器组合系统适用于高压直流输入、大电流交流输出的应用场合，诸如船舶、高速电气铁路等电气系统，其具有以下优点：ISOP逆变器组合系统中各模块在输入端串联，模块的开关管应力大幅减小，方便选择更合适的开关管；每个模块的功率只有系统功率的1/n(n为系统中的模块数量)，更易实现模块化；多模块的串并联组合可以有效提高系统的可靠性。

并网逆变器作为光伏并网发电系统中的核心部件及能量传输者，其变换效率的提高对增加系统有效发电量、降低系统发电成本具有至关重要的意义。

目前的光伏并网发电系统中，并网逆变环节通常采用单台LCL型逆变器实现电能馈网。实际上，随着光伏并网发电系统容量的不断扩大，对系统的冗余性和可靠性提出了更高的要求。将逆变器组合系统应用于分布式并网场合中，就能将组合系统易于拓展容量、缩短研发周期、高可靠性等优势带入到新能源分布式发电并网场合中。因此，多个标准化并网逆变器模块的串并结构也将成为光伏并网发电系统重要的发展趋势。其中，ISOP逆变器组合系统适用于输入电压高、输出电流大的应用场合，可以使用多模块ISOP并网逆变器组合系统来代替上述的单台、大容量逆变器。

发明内容

为了使ISOP逆变器组合系统实现并网，本发明提出了一种ISOP并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法，可以在降低系统体积的同时实现模块间功率均衡、LCL滤波器谐振峰的阻尼、并网电流较高功率因数并网等多重控制目标。

本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：

一种ISOP并网逆变器组合系统，包括n个输入串联、输出并联的并网逆变器模块，n为大于等于2的整数；所述并网逆变器模块均是由全桥直流变换器和全桥逆变器级联构成，其中全桥直流变换器的输入端作为并网逆变器模块的输入端，全桥逆变器的输出端作为并网逆变器模块的输出端。

一种ISOP并网逆变器组合系统的目标多重化控制方法，包括如下步骤：

(1)ISOP并网逆变器组合系统采用输入均压环和逆变器侧电流i_L1电流环控制，组合系统中每个模块通过输入均压母线及电感电流基准同步母线信号进行通讯，各模块逆变器侧电感电流跟踪电感电流基准同步母线输出的给定参考电感电流信号；输入均压环通过调节输出有功，进而调整输入电压；

(2)输入均压环调节器的输出信号与电感电流基准同步母线信号进入乘法器后得到的调节量叠加至电感电流基准上，从而得到各个模块实际的输出电流基准信号；逆变器侧电感电流分量经过采样得到反馈电流，该反馈电流与实际的输出电流基准信号相减后经输出比例积分调节器得到调制信号，此调制信号与给定的三角载波相比较得到开关管的驱动波形，进而得到每个逆变器模块桥臂输出电压；

(3)每个并网逆变器模块的桥臂电压通过LCL滤波器进行滤波得到进网电流，优化后的系统其各逆变器模块桥臂输出电压在经过各模块逆变器侧电感L₁和滤波电容C后等效并联，后经过公用的网侧电感L₂并网，且该共用网侧电感L₂所需的感值降低。

本发明的有益效果如下：

1、简化了ISOP并网逆变器组合系统的拓扑，减小了所需电感的数量以及网侧电感L₂的感值，从而减小系统的体积。

2、通过采用输入均压环、逆变器侧电感电流环，输入均压母线及逆变器侧电感电流同步母线来实现多模块间的功率均衡，此外通过控制逆变器侧电感电流以实现模块LCL谐振尖峰的阻尼及并网电流高功率因数并网。

附图说明

图1为本发明的ISOP并网逆变器组合系统的原理框图，其中：V_in为系统输入电压；I_in为系统输入电流；C_d1--C_dn为输入分压电容；V_cd1--V_cdn为输入分压电容电压稳态值；I_in1--I_inn为各逆变器模块的输入电流稳态值；I_cd1--I_cdn为输入分压电容电流稳态值；i_L1-1--i_L1-n为各模块逆变器侧电感电流；L₁₁--L_1n为各模块LCL滤波器的逆变器侧电感且L₁₁＝L₁₂＝…＝L_1n＝L₁；i_C1--i_Cn为各模块逆变器侧电感电流；C₁--C_n为各模块LCL滤波器的电容且C₁＝C₂＝…＝C_n＝C；i_L2-1--i_L2-n为各模块逆变器侧电感电流；为各模块LCL滤波器的网侧电感且i_L2为系统并联输出电网电流；v_g为电网电压，n为系统所包含的模块数量。

图2为本发明单个模块主电路图，其中：V_inj为j#模块输入电压；i_inj为j#模块输入电流；Q₁-Q₄为前级直-直变换器的开关管；T_j为前级高频隔离变压器；L_dcj为j#模块前级滤波电感；C_dcj为j#模块前级滤波电容；v_dcj为j#模块前级输出电压；D₁-D₄为前级直-直逆变器整流电路的二极管；S₁-S₄为后级直-交逆变器的开关管；i_L1-j为j#模块后级逆变器侧电感电流；i_L2-j为j#模块后级网侧电感电流；C_j为j#模块后级输出滤波电容；i_Cj为j#模块后级电容电流；L_1j为j#模块后级逆变器侧输出滤波电感；L_2j为j#模块后级网侧输出滤波电感。上述j的取值范围为1,2,…,n。

图3为本发明ISOP并网逆变器组合系统拓扑优化后的原理框图，其中L₁为各模块逆变器侧电感；C为各模块滤波电容；L₂为共用的电网侧电感且i_L1-j为j#模块逆变器侧电感电流；i_Cj为各模块逆变器侧电感电流；上述j的取值范围为1,2,…,n。i_L2为系统并联输出电网电流。

图4为1#模块桥臂输出电压V_AB1(s)单独作用时的简化拓扑图，其中I_L11(s)为1#模块桥臂电压单独作用时该模块逆变器侧电感上流过的电流；I₁(s)为1#模块桥臂电压单独作用时流往其余模块逆变器侧电感的电流分量之和；I_L1-1(s)为实际流往系统总输出电容、网侧电感的电流分量；I_C1(s)为流往系统总输出电容的电流分量；I_L2-1(s)为1#模块桥臂电压单独作用时流往网侧电感的电流分量，L₂为共用的电网侧电感。

图5为多模块桥臂输出电压共同作用时的简化拓扑图，其中I_L1-1(s)--I_L1-3(s)为各模块逆变器侧电感上流过的电流，I_L1(s)为3个模块共同作用时流往系统总输出电容、网侧电感的电流之和；I_C(s)为流往系统总输出电容的电流分量；I_L2(s)为3个模块桥臂电压共同作用时流往网侧电感的电流分量，L₂为共用的电网侧电感。

图6为组合系统拆分后单模块的等效LCL滤波器拓扑。

图7为本发明ISOP逆变器组合系统拆分后的单模块控制框图，其中I_ref(s)为给定的电感电流基准；G_i(s)为输出电流比例积分调节器；G_pwm(s)为PWM逆变器的增益；H_i为逆变器侧电感电流闭环采样系数；Z_L1(s)为逆变器侧电感的阻抗；v_AB1为1#逆变器桥臂间电压；I_L1-1(s)为1#模块逆变器侧电感电流；I_C1(s)为1#模块流往系统等效电容的电流；Z_C(s)为系统并联滤波电容的阻抗；Z_L2(s)为网侧电感的阻抗；I_L2-1(s)为1#模块流往网侧电感的电流分量。

图8为本发明ISOP逆变器组合系统拆分后的单模块等效控制框图，其中H_i1(s)为电容电流的反馈系数且H_i1(s)＝H_i·G_i(s)。

图9为本发明ISOP逆变器组合系统的分布式架构和控制框图，其中v_cd1--v_cd3为输入分压电容电压瞬时值；v_{in_ref}为输入电压给定信号；K_f为输入电压采样系数；G_vd为输入均压环比例调节器；v_dev1--v_dev3为各逆变器模块输入均压环的直流误差信号；i_dev1--i_dev3为各逆变器模块乘法器输出的误差信号；i_ref为各逆变器模块输出电流环的基准参考信号；v_C为系统滤波电容上的电压值；I_L1-1(s)--I_L1-3(s)为各逆变器侧电感电流；I_C1(s)--I_C3(s)为各逆变器模块滤波电容电流；I_L2(s)为网侧电感电流。上述j的取值范围为1,2,…,n。

具体实施方式

下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。

本发明涉及的输入串联输出并联并网逆变器系统的原理框图如图1所示，该系统由n个标准化并网逆变器模块组成，每个逆变器模块采用LCL滤波器进行滤波以获得更好的高频谐波滤波效果，n为大于等于2的整数，各模块在输入端串联，输出端并联。

本发明涉及的输入串联输出并联逆变器系统各模块的结构图如图2所示，由于ISOP逆变器系统中各模块为串联结构，故各模块必须选择隔离型拓扑。这里采用两级式结构作为各模块拓扑，前级为高频隔离的全桥直-直变换器，后级为全桥逆变器，其中全桥直流变换器的输入端作为逆变器模块的输入端，全桥逆变器的输出端作为逆变器模块的输出端，各模块采用LCL滤波器进行滤波，以更好地抑制输出电流的高频谐波。

若采用如图1所示的结构框图，即各模块简单通过LCL滤波器并联后进网，则需要n个L₁、n个C、n个L₂，系统较为庞大，且控制量太多，为此有必要进行优化拓扑以减少系统体积，同时也有助于减少控制量。本发明涉及的输入串联输出并联并网逆变器系统的优化拓扑如图3所示，每个模块后级桥臂输出电压经过各自逆变器侧电感L₁、滤波电容C后并联，再经过公用的网侧电感L₂送入电网。相比较图1而言，这样大大减少了所需电感的数目及系统体积，且L₂所需的感值可以大幅减小。

为了实现系统的功率均衡，需要保证系统中每个模块均分总输入电压及输出电流。值得说明的是，输出均流的目的是要实现输出端的功率平衡，也即意味着要使得各模块功率器件(开关管)上的电压电流应力的平衡，因为流过各模块开关管的电流是逆变器侧电感电流而非网侧电感电流，所以此处输出均流指的是逆变器侧电感电流均流。

工频处逆变器侧电感电流在电容上面的分量很小，所以每个模块并网电流的分量近乎等于逆变器侧电感电流，且假设每个逆变器模块的变换效率均为100％，那么各逆变器模块的输入功率等于其输出有功功率，即：

式(1)中：P_in1--P_inn为各逆变器模块的输入功率；P_o1--P_on为各逆变器模块的输出有功功率；I_L1-1--I_L1-n为各逆变器模块逆变器侧电感电流有效值；V_cd1--V_cdn为各逆变器模块输入分压电容电压稳态值；V_g为电网电压有效值；为各逆变器模块逆变器侧电感电流与电网电压的夹角。

如果在系统输入端采用输入均压控制，当系统达到稳态时，各逆变器模块相应的输入分压电容上的电流保持不变，其平均值为零，即：

I_cd1＝I_cd2＝…＝I_cdn＝0 (2)

其中：I_cd1--I_cdn为输入分压电容电流稳态值；

进一步可得：

I_in1＝I_in2＝…＝I_inn＝I_in (3)

其中：I_in1--I_inn为各逆变器模块的输入电流稳态值；I_in为系统输入电流；

而由于采用输入均压控制，故可得：

V_cd1＝V_cd2＝…＝V_cdn (4)

综合上式可得：

如果在公式(5)的基础上同时保证各模块逆变器侧电感电流的电流幅值或相角一致，即I_L1-1＝I_L1-2＝…＝I_L1-n或自然就保证了输出均流。

至此实现了模块间输入均压、输出均流，也就实现了系统的功率均衡。

对于这样的组合系统而言，为方便每个逆变器模块的设计，需要得到每个模块的控制框图，需要将组合滤波器系统进行等效拆分。

以三个并网逆变器模块组成的系统来讨论，当考虑1#逆变器模块桥臂输出电压V_AB1(s)单独作用时，将V_AB2(s)、V_AB3(s)及V_g(s)短路，即可以得到本发明1#模块桥臂输出电压单独作用下的系统拓扑，如图4所示。

如果采用上述的复合式控制策略实现系统的功率均衡，即各模块输入均压、输出均流，则可以保证稳态时各模块的桥臂电压V_ABj(s)相等，即V_AB1(s)＝V_AB2(s)＝V_AB3(s)，由模块的对称性可以得到各模块流往输出侧的电感电流I_L1-j是相等的即I_L1-1(s)＝I_L1-2(s)＝I_L1-3(s)(见图5)，此外也可以得到V_ABj(s)流往系统总输出电容的电流分量I_Cj(s)及流往网侧电感的分量I_L2-j(s)也是相等的，即I_C1＝I_C2＝I_C3、I_L2-1＝I_L2-2＝I_L2-3，则可以得到：

I_C(s)＝I_C1(s)+I_C2(s)+I_C3(s)＝3I_C1(s) (6)

I_L2(s)＝I_L2-1(s)+I_L2-2(s)+I_L2-3(s)＝3I_L2-1(s) (7)

其中：I_C(s)为流往系统总输出电容的电流分量，I_C1(s)--I_C3(s)为各逆变器模块滤波电容电流，I_L2(s)为3个模块桥臂电压共同作用时流往网侧电感的电流分量，I_L2-1(s)--I_L2-3(s)为各逆变器模块桥臂电压单独作用时流往网侧电感的电流分量。

在将多模块滤波器系统拆分为单个模块分析的时候，分离前后电容端电压应保持一致，即系统的并联电容3C上的端电压应该等于分离后单模块的电容端电压，从系统角度看输出电容端电压并带入公式(6)、(7)化简可得：

$V_C\left(s\right)=I_C\left(s\right)\·\frac{1}{3sC}=3I_{C1}\left(s\right)\·\frac{1}{3sC}=I_{C1}\left(s\right)\·\frac{1}{sC}---\left(8\right)$

V_C(s)＝I_L2(s)·sL₂＝3I_L2-1(s)·sL₂＝I_L2-1(s)·3sL₂ (9)

其中：V_C(s)为系统滤波电容上的电压值，I_C(s)为流往系统总输出电容的电流分量，I_C1(s)为1#模块流往系统等效电容的电流，I_L2(s)为3个模块桥臂电压共同作用时流往网侧电感的电流分量，I_L2-1(s)为1#模块桥臂电压单独作用时流往网侧电感的电流分量。

根据上述两式可得，在将组合系统拆分为3个单独模块时，需要将单个模块滤波器模型做相应修正，如图6所示，将系统总并联电容3C修正为1C、共用网侧电感L₂修正为原先的三倍即3L₂，可以看出等效的网侧电感感值增加为原先的3倍。因此在分析拆分之后的单模块滤波器时候，其网侧电感感值为等同于单一LCL并网逆变器的网侧电感值。

本发明采用逆变器侧电感电流单环反馈，由于逆变器侧电感电流中包含了电容电流分量，而电容电流分量可以帮助阻尼LCL谐振带来的尖峰。以1#模块为例(如图3所示)，逆变器侧电感电流量i_L1-1，其中包含流往电容的电流分量i_C1，可以帮助阻尼LCL带来的谐振峰。本发明涉及的单逆变器侧电感电流控制框图如图7所示

将该单电流反馈控制框图做等效变换，根据I_L1-1(s)＝I_C1(s)+I_L2-1(s)，可以将单逆变器侧电感电流反馈等效为网侧电感电流分量反馈加电容电流分量反馈这样的一个双环反馈系统，经过等效变换后得到图8，此时的模块控制框图可以视为网侧电感电流外环、电容电流内环的双环系统，其中网侧电感电流外环稳定进网电流，电容电流内环阻尼LCL谐振尖峰。因此采用单逆变器侧电感电流反馈时，其包含的电容电流分量可以抑制LCL谐振尖峰，且电容电流反馈系数为H_i1(s)(H_i1(s)＝H_i·G_i(s))。

通过控制逆变器侧电感电流实现对进网电流的间接控制，由于工频处逆变器侧电感电流流向滤波电容的电流分量i_C1(t)相比较于并网电流基波分量而言很小，因此给网侧电感电流分量带来的相移很小，近似实现了网侧电感电流分量i_L2(t)的高功率因数并网。由以上分析可以得知，采用逆变器侧电感电流反馈只需采样每个模块的逆变器侧电感电流，而采用网侧电感电流反馈，系统不一定稳定，在采样进网电流的同时还须同时采样电容电流进行反馈。因此采用逆变器侧电感电流反馈可以减少控制量，并且可以在在使用最少控制量的前提下实现系统功率均衡、各模块的控制目标及并网电流高功率因数并网等多重控制目标。

根据上述的复合式功率均衡控制策略、LCL谐振尖峰阻尼方案、高进网电流功率因数方案，本发明涉及的输入串联输出并联并网逆变器系统的具体实现方案如图9所示，其中各模块采样逆变器侧电感电流作为控制变量跟踪电网电压实现同步，从而在输入均压环的配合下实现功率均衡的同时，亦同时对LCL谐振尖峰进行有效抑制，此外还同时间接实现了高功率因数并网。

在实现上述多重控制目标的同时，图9所提方案还将各控制环节分散到各个模块中去，即实现了所谓分布式控制，其中每个模块均采用单逆变器侧电感电流反馈，电流环控制方式采用SPWM单极倍频控制方式。此外，为了实现输入均压(IVS)，每个模块都具有输入均压环。这样每个模块都有其独立的输入均压环、输出电流环，保证了模块间的独立对等，真正实现了模块化。模块间通过两条母线实现通信，即输出电流基准同步母线信号(i_refsynchronous bus)及输入均压母线(IVS bus)。i_ref电流基准同步母线信号为各模块输出电流提供基准，而各模块输入电压采样信号经过高精度的电阻连接到同一点以形成输入均压母线，输入均压母线同各模块的输入均压环实现IVS。输入均压环调节器的输出信号与i_ref电流基准同步母线信号进入乘法器后得到的调节量叠加至电流基准上，从而得到各个模块实际的输出电流环基准信号。逆变器侧电感电流分量经过H_i的采样系数，得到反馈电流i_Lf1-j，与基准电流i_ref相减后经输出比例积分调节器G_i(s)得到调制信号，其中基准电流i_ref可以通过数字信号处理器(DSP)同步。

Claims (2)

1.一种ISOP并网逆变器组合系统，其特征在于，包括n个输入串联、输出并联的并网逆变器模块，n为大于等于2的整数；所述并网逆变器模块均是由全桥直流变换器和全桥逆变器级联构成，其中全桥直流变换器的输入端作为并网逆变器模块的输入端，全桥逆变器的输出端作为并网逆变器模块的输出端。

2.根据权利要求1所述的一种ISOP并网逆变器组合系统的目标多重化控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

（1）ISOP并网逆变器组合系统采用输入均压环和逆变器侧电流i _L1电流环控制，组合系统中每个模块通过输入均压母线及电感电流基准同步母线信号进行通讯，各模块逆变器侧电感电流跟踪电感电流基准同步母线输出的给定参考电感电流信号；输入均压环通过调节输出有功，进而调整输入电压；

（2）输入均压环调节器的输出信号与电感电流基准同步母线信号进入乘法器后得到的调节量叠加至电感电流基准上，从而得到各个模块实际的输出电流基准信号；逆变器侧电感电流分量经过采样得到反馈电流，该反馈电流与实际的输出电流基准信号相减后经输出比例积分调节器得到调制信号，此调制信号与给定的三角载波相比较得到开关管的驱动波形，进而得到每个逆变器模块桥臂输出电压；

（3）每个并网逆变器模块的桥臂电压通过LCL滤波器进行滤波得到进网电流，优化后的系统其各逆变器模块桥臂输出电压在经过各模块逆变器侧电感L ₁和滤波电容C后等效并联，后经过公用的网侧电感L ₂并网，且该共用网侧电感L ₂ 所需的感值降低。