CN107681892A - 一种直流变流器 - Google Patents
一种直流变流器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN107681892A CN107681892A CN201710984672.4A CN201710984672A CN107681892A CN 107681892 A CN107681892 A CN 107681892A CN 201710984672 A CN201710984672 A CN 201710984672A CN 107681892 A CN107681892 A CN 107681892A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- mrow
- msub
- msup
- voltage
- bridge arm
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明提供一种直流变流器，采用N个直流侧相并联的逆变器分别通过各自相应的第一滤波器进行交流侧相并联，组成N个并联支路，该N个并联支路中设置的第一滤波器增加了相应逆变器的回路阻抗，减小了各个并联支路之间的环流；并且各个并联支路的交流输出均汇入中频三绕组升压变压器进行升压变换，避免了现有技术中各个模块中均设置有一个升压变压器所导致的成本高的问题，利于应用于更大功率、更高电压等级的系统中。
Description
技术领域
本发明涉及直流输电技术领域，特别涉及一种直流变流器。
背景技术
随着新能源的不断发展及应用，各种形式的发电容量日趋大型化。由于土地资源、新能源资源等限制，大型的新能源一般地处偏远地区，而此时大容量的远距离传输成为一种趋势；且直流传输由于跨区域间可以实现能量解耦等各项优点，比交流传输更利于应用。
作为直流升压汇集技术的关键核心装备，大功率高升比直流变流器承担着将输入的直流电汇集到高压直流母线的作用。现有技术中存在一种直流变流器，在N组风机发电模块中的每一模块均设置了升压变压器，虽然能够更好的降低模块间的环流，但是这样的做法在大功率中成本较高，不利于大功率高升比的直流汇集系统的推广和使用。
发明内容
本发明提供一种直流变流器，以解决现有技术中成本高的问题。
为实现上述目的，本申请提供的技术方案如下：
一种直流变流器，包括：N个逆变器、N个第一滤波器、中频三绕组升压+ 变压器、两个三相二极管整流桥及两个第二滤波器；N为大于1的正整数；其中：
N个逆变器的直流侧相并联，连接点作为所述直流变流器的输入端；
N个逆变器的交流侧分别与N个第一滤波器的输入端一一对应相连；
N个第一滤波器的输出端相并联，并均与所述中频三绕组升压变压器的低压绕组相连；
所述中频三绕组升压变压器的两个高压绕组分别与两个三相二极管整流桥的输入端一一对应相连；
两个三相二极管整流桥的输出端串联连接；且两个三相二极管整流桥的输出端串联支路的正极和负极分别与两个第二滤波器的输入端相连，两个三相二极管整流桥的输出端连接点接地；
两个第二滤波器的输出端分别为所述直流变流器的输出端。
优选的，所述中频三绕组升压变压器的低压绕组为星形连接方式，所述中频三绕组升压变压器的两个高压绕组分别为星形连接方式和三角形连接方式。
优选的，所述第一滤波器包括：三相LCL滤波电路，且所述第一滤波器中的滤波电容为星形连接方式；
所述第二滤波器为LCL滤波电路。
优选的，所述逆变器包括：T字型三电平三桥臂逆变桥及直流侧支撑电容。
优选的，N个逆变器包括：一个主逆变器和N-1个从逆变器；其中：
所述主逆变器中的控制器用于：接收给定直流侧电压指令Udc *和给定交流侧电压指令Uc *；根据所述给定直流侧电压指令Udc *和采样得到的直流侧并联电压Udc，经过直流侧电压控制方程计算得到有功电流指令ILd *，并将所述有功电流指令ILd *和给定交流侧电压指令Uc *下发至所述N-1个从逆变器；根据所述有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压uca,ucb,ucc和桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc，计算得到控制信号Ud,Uq；根据所述控制信号Ud,Uq经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号Ua,Ub,Uc，再根据所述三相桥臂电压控制信号Ua,Ub,Uc生成对应开关管的PWM控制信号；
所述N-1个从逆变器中的控制器均用于：根据所述有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压ucai,ucbi,ucci和桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci，计算得到控制信号Udi,Uqi；根据所述控制信号Udi,Uqi经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号Uai,Ubi,Uci，再根据所述三相桥臂电压控制信号 Uai,Ubi,Uci生成对应开关管的PWM控制信号；i＝1，2…N-1。
优选的，所述直流侧电压控制方程为：
ILd *＝(Kp_dc+Ki_dc/s)(Udc *-Udc)，
其中，Kp_dc为比例控制系数，Ki_dc为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。
优选的，所述主逆变器中的控制器用于根据所述有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压uca,ucb,ucc和桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc，计算得到控制信号Ud,Uq时，具体用于：
对采样得到的桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc进行单同步旋转坐标变换，得到桥臂侧电感电流dq的分量ILd,ILq；
对采样得到的滤波电容电压uca,ucb,ucc进行单同步旋转坐标变换，得到滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq；
根据滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq经过第一幅值计算方程得到滤波电容电压幅值Uc；
根据所述有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILd，计算得到控制信号d轴分量Ud；
根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uc和桥臂侧电感电流q 轴分量ILq，计算得到控制信号q轴分量Uq；
所述N-1个从逆变器中的控制器用于根据所述有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压ucai,ucbi,ucci和桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci，计算得到控制信号Udi,Uqi时，具体用于：
对采样得到的桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci进行单同步旋转坐标变换，得到桥臂侧电感电流dq的分量ILdi,ILqi；
对采样得到的滤波电容电压ucai,ucbi,ucci进行单同步旋转坐标变换，得到滤波电容电压dq的分量Ucdi,Ucqi；
根据滤波电容电压dq的分量Ucdi,Ucqi经过第二幅值计算方程得到滤波电容电压幅值Uci；
根据所述有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILdi，计算得到控制信号d轴分量Udi；
根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uci和桥臂侧电感电流q 轴分量ILqi，计算得到控制信号q轴分量Uqi。
优选的，所述第一幅值计算方程为：
所述第二幅值计算方程为：
其中，τ为滤波时间常数，s为拉普拉斯算子。
优选的，根据所述有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILd，计算得到控制信号d轴分量Ud，以及，根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uc和桥臂侧电感电流q轴分量ILq，计算得到控制信号q轴分量Uq，所采用的公式为：
ILq *＝n(Uc *-Uc)；
根据所述有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILdi，计算得到控制信号d轴分量Udi，以及，根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值 Uci和桥臂侧电感电流q轴分量ILqi，计算得到控制信号q轴分量Uqi，所采用的公式为：
ILqi *＝n(Uc *-Uci)；
其中，Kpi为比例控制系数，Kii为积分控制系数，Kr为谐振控制器比例系数，s为拉普拉斯算子，Q为品质因子，ω0为变压器基波角频率，ω0＝2πf0,f0＝400Hz，n为下垂控制系数。
本发明提供的直流变流器，采用N个直流侧相并联的逆变器分别通过各自相应的第一滤波器进行交流侧相并联，组成N个并联支路，该N个并联支路中设置的第一滤波器增加了相应逆变器的回路阻抗，减小了各个并联支路之间的环流；并且各个并联支路的交流输出均汇入中频三绕组升压变压器进行升压变换，避免了现有技术中各个模块中均设置有一个升压变压器所导致的成本高的问题，利于应用于更大功率、更高电压等级的系统中。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术内的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述内的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的直流变流器的结构示意图；
图2是本发明实施例提供的逆变器和第一滤波器的电路示意图；
图3是本发明实施例提供的逆变器中控制器的逻辑框图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本发明提供一种直流变流器，以解决现有技术中成本高的问题。
具体的，该直流变流器，参见图1，包括：N个逆变器101、N个第一滤波器102、中频三绕组升压变压器103、两个三相二极管整流桥104及两个第二滤波器105；N为大于1的正整数；其中：
N个逆变器101的直流侧相并联，连接点作为直流变流器的输入端；
N个逆变器101的交流侧分别与N个第一滤波器102的输入端一一对应相连；
N个第一滤波器102的输出端相并联，并均与中频三绕组升压变压器103 的低压绕组相连；
中频三绕组升压变压器103的两个高压绕组分别与两个三相二极管整流桥104的输入端一一对应相连；
两个三相二极管整流桥104的输出端串联连接；且两个三相二极管整流桥 104的输出端串联支路的正极和负极分别与两个第二滤波器105的输入端相连，两个三相二极管整流桥104的输出端连接点接地；
两个第二滤波器105的输出端分别为直流变流器的输出端。
优选的，中频三绕组升压变压器103的低压绕组为星形连接方式，中频三绕组升压变压器的两个高压绕组分别为星形连接方式和三角形连接方式。
优选的，参见图1，第一滤波器102包括：三相LCL滤波电路，且第一滤波101中的滤波电容为星形连接方式；
第二滤波器105为LCL滤波电路。
优选的，参见图1，逆变器101包括：T字型三电平三桥臂逆变桥及直流侧支撑电容。
本实施例提供的该直流变流器，为一种基于中频逆变的高升压比直流变流器。参见图2，每一T字型三电平三桥臂逆变桥的直流输入端相并联，其三相输出端分别与三个桥臂侧电感的输入端相连接，桥臂侧电感的输出端与滤波电容、变压器侧滤波电感的输入端相连接，其中滤波电容为星型连接方式。
中频三绕组升压变压器103为基波频率400Hz的三绕组变压器，减小了变压器体积，提高了变压器的功率密度。包括一个低压绕组，两个高压绕组；且两个高压绕组分别为星型，三角型连接，该双绕组星-三角接法，减小了谐波含量，系统效率较高。
三相二极管整流桥104共有两组，每组二极管整流桥的每个桥臂分别由多个二极管串联组成；第一组二极管输出端与第二组二极管输出端首尾相连，且连接点接地，形成串联支路正极、地、负极共三个二极管整流输出端。其中，串联支路正极与滤波电感Ldc1第一端相连，串联支路负极与滤波电感Ldc3的第一端相连；滤波电感Ldc1的第二端与地之间连接有滤波电容Cdc1，地与滤波电感Ldc3的第二端之间连接有滤波电容Cdc2；同时滤波电感Ldc1的第二端与滤波电感Ldc2的第一端相连，滤波电感Ldc3的第二端与滤波电感Ldc4的第一端相连；滤波电感Ldc2,Ldc4的第二端分别为+Udc,-Udc，最终形成+Udc,O,-Udc，接入高压直流母线。
在一种具体的实际应用中，该直流变流器的功率可以为1MW，N取8，并通过图2所示LCL滤波电路实现交流侧相并联，其桥臂侧电感L为0.15mH，桥臂侧电感L输出端与滤波电容Cf并联，然后与变压器侧电感Lf串联，滤波电容Cf为150μF，滤波电容Cf为星型连接方式，变压器侧电感Lf为0.1μH。
中频三绕组升压变压器103的低压绕组与变压器侧电感Lf相连接；其低压绕组为星型连接，两个高压绕组分别为星型，三角型连接，功率和电压等级为400V/26.2kV/26.2kV。
三相二极管整流桥104的每个桥臂分别由6个二极管串联组成；第一组二极管输出端与第二组二极管输出端首尾相连，形成上述三个二极管整流输出端。
第二滤波器105中的滤波电感Ldc1＝Ldc3＝5mH，Ldc2＝Ldc4＝5mH，滤波电容 Cdc1＝Cdc2＝10μF；滤波电感Ldc2,Ldc4的输出端分别为+Udc,-Udc，最终形成 +Udc,O,-Udc，接入高压直流母线，高压直流母线为±35kV。
本实施例提供的该直流变流器，采用N个直流侧相并联的逆变器101分别通过各自相应的第一滤波器102进行交流侧相并联，组成N个并联支路，该N个并联支路中设置的第一滤波器102增加了相应逆变器101的回路阻抗，减小了各个并联支路之间的环流；并且各个并联支路的交流输出均汇入中频三绕组升压变压器103进行升压变换，避免了现有技术中各个模块中均设置有一个升压变压器所导致的成本高的问题，利于应用于更大功率、更高电压等级的系统中。
本发明另一实施例还提供了一种具体的直流变流器，在上述实施例及图1 和图2的基础之上，优选的，N个逆变器包括：一个主逆变器和N-1个从逆变器；其中：
主逆变器中的控制器用于：接收给定直流侧电压指令Udc *和给定交流侧电压指令Uc *；根据给定直流侧电压指令Udc *和采样得到的直流侧并联电压Udc，经过直流侧电压控制方程计算得到有功电流指令ILd *，并将有功电流指令ILd *和给定交流侧电压指令Uc *下发至N-1个从逆变器；根据有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压uca,ucb,ucc和桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc，计算得到控制信号Ud,Uq；根据控制信号Ud,Uq经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号Ua,Ub,Uc，再根据三相桥臂电压控制信号Ua,Ub,Uc生成对应开关管的PWM控制信号；
N-1个从逆变器中的控制器均用于：根据有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压ucai,ucbi,ucci和桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci，计算得到控制信号Udi,Uqi；根据控制信号Udi,Uqi经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号Uai,Ubi,Uci，再根据三相桥臂电压控制信号Uai,Ubi,Uci生成对应开关管的PWM控制信号；i＝1，2…N-1。
优选的，该直流侧电压控制方程为：
ILd *＝(Kp_dc+Ki_dc/s)(Udc *-Udc)；
其中，Kp_dc为比例控制系数，Ki_dc为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。
优选的，主逆变器中的控制器用于根据有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压uca,ucb,ucc和桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc，计算得到控制信号Ud,Uq时，具体用于：
对采样得到的桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc进行单同步旋转坐标变换，得到桥臂侧电感电流dq的分量ILd,ILq；
对采样得到的滤波电容电压uca,ucb,ucc进行单同步旋转坐标变换，得到滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq；
根据滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq经过第一幅值计算方程得到滤波电容电压幅值Uc；
根据有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILd，计算得到控制信号 d轴分量Ud；
根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uc和桥臂侧电感电流q 轴分量ILq，计算得到控制信号q轴分量Uq。
优选的，N-1个从逆变器中的控制器用于根据有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压ucai,ucbi,ucci和桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci，计算得到控制信号Udi,Uqi时，具体用于：
对采样得到的桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci进行单同步旋转坐标变换，得到桥臂侧电感电流dq的分量ILdi,ILqi；
对采样得到的滤波电容电压ucai,ucbi,ucci进行单同步旋转坐标变换，得到滤波电容电压dq的分量Ucdi,Ucqi；
根据滤波电容电压dq的分量Ucdi,Ucqi经过第二幅值计算方程得到滤波电容电压幅值Uci；
根据有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILdi，计算得到控制信号d轴分量Udi；
根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uci和桥臂侧电感电流q 轴分量ILqi，计算得到控制信号q轴分量Uqi。
优选的，第一幅值计算方程为：
第二幅值计算方程为：
其中，τ为滤波时间常数，s为拉普拉斯算子。
优选的，根据有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILd，计算得到控制信号d轴分量Ud，以及，根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uc和桥臂侧电感电流q轴分量ILq，计算得到控制信号q轴分量Uq，所采用的公式为：
ILq *＝n(Uc *-Uc)；
优选的，根据有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILdi，计算得到控制信号d轴分量Udi，以及，根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uci和桥臂侧电感电流q轴分量ILqi，计算得到控制信号q轴分量Uqi，所采用的公式为：
ILqi *＝n(Uc *-Uci)；
其中，Kpi为比例控制系数，Kii为积分控制系数，Kr为谐振控制器比例系数，s为拉普拉斯算子，Q为品质因子，ω0为变压器基波角频率，ω0＝2πf0,f0＝400Hz，n为下垂控制系数。
上述控制原理的逻辑框图如图3所示，包括一个主控框图和N-1个从控框图。
具体的应用过程中，其执行步骤如下：
步骤1，采集模块并联逆变器的直流侧电压Udc，主逆变器的滤波电容电压uca,ucb,ucc，桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc；从逆变器的滤波电容电压ucai,ucbi,ucci，桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci；并经过单同步旋转坐标变换得到滤波电容电压dq 的分量Ucd，Ucq，Ucd1，Ucq1…UcdN-1，UcqN-1，桥臂侧电感电流dq的分量ILd， ILq，ILd1，ILq1…ILdN-1，ILqN-1。
步骤2，根据步骤1中得到的模块并联逆变器的直流侧电压Udc和给定直流侧电压指令Udc *，经过直流侧电压控制方程得到有功电流指令ILd *；
直流侧电压控制方程为
ILd *＝Gdc(Udc *-Udc)，
其中，Gdc＝Kp_dc+Ki_dc/s,Kp_dc为比例控制系数、Ki_dc为积分控制系数， s为拉普拉斯算子。
直流侧电压控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取Kp_dc＝3,Ki_dc＝200。
步骤3，根据步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量Ucd，Ucq，Ucd1， Ucq1…UcdN-1，UcqN-1经过幅值计算方程得到滤波电容电压幅值Uc,Uc1…UcN-1，根据给定交流侧电压指令Uc *，经过交流侧电压控制方程得到无功电流指令 ILq *,ILq1 *…ILqN-1 *。
幅值计算方程为：
…
其中，τ为滤波时间常数，s为拉普拉斯算子；
交流侧电压控制方程为：
ILq *＝n(Uc *-Uc)
ILq1 *＝n(Uc *-Uc1)
…
ILqN-1 *＝n(Uc *-UcN-1)
其中，n为下垂控制系数。
交流侧电压幅值计算的滤波时间常数主要考虑滤除高次谐波分量，并保持系统稳定性。一般取τ≤2e-2s。在本实施例中，取τ＝0.005。
交流侧电压控制方程的比例系数主要考虑保持滤波电容电压幅值在变压器额定幅值的±10％之内。在本实施例中，取Kp_ac＝2。
步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流dq的分量ILd，ILq，ILd1， ILq1…ILdN-1，ILqN-1，步骤2和步骤3得到的有功、无功电流指令 ILd *,ILq *,ILq1 *…ILqN-1 *经过电流控制方程得到控制信号Ud,Uq,Ud1,Uq1…UdN-1,UqN-1。
电流控制方程为：
…
其中，Kpi为比例控制系数、Kii为积分控制系数、Kr为谐振控制器比例系数，s为拉普拉斯算子，Q为品质因子，ω0为变压器基波角频率，ω0＝2πf0,f0＝400Hz。
电压和电流控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取Kpi＝0.03,Kii＝0.8,Kr＝120,Q＝16。
步骤5，将步骤4得到的控制信号Ud,Uq,Ud1,Uq1…UdN-1,UqN-1分别经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号 Ua,Ub,Uc,Ua1,Ub1,Uc1...UaN-1,UbN-1,UcN-1，再根据三相桥臂电压控制信号生成模块并联逆变器中每台逆变器开关管的PWM控制信号。
值得说明的是，现有技术中也存在采用多模块串/并联技术，实现适用于大容量高电压环境下直流变流器拓扑的方案，然而多模块串并联控制技术复杂，可靠性低，成本较高。
而本实施例针对图1和图2所示拓扑，提出了多台并联逆变器的混合控制方法，采用基于并联逆变器直流侧电压和桥臂侧电感电流双环的主从控制方法来控制有功功率流动，采用并联逆变器的电容电压和桥臂侧电感电流双环的下垂控制来调节无功功率流动，进而调节变压器端电压，将有功功率输送到变压器侧，并经过变压器升压变换、二极管整流及高压滤波电路输送到最终的高压直流母线。其控制方法简单，易于工程实现，有利于规模化设计及推广。
其余工作原理与上述实施例相同，此处不再一一赘述。
本发明中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。
Claims (9)
1.一种直流变流器，其特征在于，包括：N个逆变器、N个第一滤波器、中频三绕组升压变压器、两个三相二极管整流桥及两个第二滤波器；N为大于1的正整数；其中：
N个逆变器的直流侧相并联，连接点作为所述直流变流器的输入端；
N个逆变器的交流侧分别与N个第一滤波器的输入端一一对应相连；
N个第一滤波器的输出端相并联，并均与所述中频三绕组升压变压器的低压绕组相连；
所述中频三绕组升压变压器的两个高压绕组分别与两个三相二极管整流桥的输入端一一对应相连；
两个三相二极管整流桥的输出端串联连接；且两个三相二极管整流桥的输出端串联支路的正极和负极分别与两个第二滤波器的输入端相连，两个三相二极管整流桥的输出端连接点接地；
两个第二滤波器的输出端分别为所述直流变流器的输出端。
2.根据权利要求1所述的直流变流器，其特征在于，所述中频三绕组升压变压器的低压绕组为星形连接方式，所述中频三绕组升压变压器的两个高压绕组分别为星形连接方式和三角形连接方式。
3.根据权利要求1所述的直流变流器，其特征在于，所述第一滤波器包括：三相LCL滤波电路，且所述第一滤波器中的滤波电容为星形连接方式；
所述第二滤波器为LCL滤波电路。
4.根据权利要求1所述的直流变流器，其特征在于，所述逆变器包括：T字型三电平三桥臂逆变桥及直流侧支撑电容。
5.根据权利要求1至4任一所述的直流变流器，其特征在于，N个逆变器包括：一个主逆变器和N-1个从逆变器；其中：
所述主逆变器中的控制器用于：接收给定直流侧电压指令Udc *和给定交流侧电压指令Uc *；根据所述给定直流侧电压指令Udc *和采样得到的直流侧并联电压Udc，经过直流侧电压控制方程计算得到有功电流指令ILd *，并将所述有功电流指令ILd *和给定交流侧电压指令Uc *下发至所述N-1个从逆变器；根据所述有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压uca,ucb,ucc和桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc，计算得到控制信号Ud,Uq；根据所述控制信号Ud,Uq经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号Ua,Ub,Uc，再根据所述三相桥臂电压控制信号Ua,Ub,Uc生成对应开关管的PWM控制信号；
所述N-1个从逆变器中的控制器均用于：根据所述有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压ucai,ucbi,ucci和桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci，计算得到控制信号Udi,Uqi；根据所述控制信号Udi,Uqi经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号Uai,Ubi,Uci，再根据所述三相桥臂电压控制信号Uai,Ubi,Uci生成对应开关管的PWM控制信号；i＝1，2…N-1。
6.根据权利要求5所述的直流变流器，其特征在于，所述直流侧电压控制方程为：
ILd *＝(Kp_dc+Ki_dc/s)(Udc *-Udc)，
其中，Kp_dc为比例控制系数，Ki_dc为积分控制系数，s为拉普拉斯算子。
7.根据权利要求5所述的直流变流器，其特征在于，所述主逆变器中的控制器用于根据所述有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压uca,ucb,ucc和桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc，计算得到控制信号Ud,Uq时，具体用于：
对采样得到的桥臂侧电感电流iLa,iLb,iLc进行单同步旋转坐标变换，得到桥臂侧电感电流dq的分量ILd,ILq；
对采样得到的滤波电容电压uca,ucb,ucc进行单同步旋转坐标变换，得到滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq；
根据滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq经过第一幅值计算方程得到滤波电容电压幅值Uc；
根据所述有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILd，计算得到控制信号d轴分量Ud；
根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uc和桥臂侧电感电流q轴分量ILq，计算得到控制信号q轴分量Uq；
所述N-1个从逆变器中的控制器用于根据所述有功电流指令ILd *、给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压ucai,ucbi,ucci和桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci，计算得到控制信号Udi,Uqi时，具体用于：
对采样得到的桥臂侧电感电流iLai,iLbi,iLci进行单同步旋转坐标变换，得到桥臂侧电感电流dq的分量ILdi,ILqi；
对采样得到的滤波电容电压ucai,ucbi,ucci进行单同步旋转坐标变换，得到滤波电容电压dq的分量Ucdi,Ucqi；
根据滤波电容电压dq的分量Ucdi,Ucqi经过第二幅值计算方程得到滤波电容电压幅值Uci；
根据所述有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILdi，计算得到控制信号d轴分量Udi；
根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uci和桥臂侧电感电流q轴分量ILqi，计算得到控制信号q轴分量Uqi。
8.根据权利要求7所述的直流变流器，其特征在于，所述第一幅值计算方程为：
<mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mi>c</mi>
</msub>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<msqrt>
<mrow>
<msup>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>c</mi>
<mi>d</mi>
</mrow>
</msub>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>+</mo>
<msup>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>c</mi>
<mi>q</mi>
</mrow>
</msub>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</msqrt>
<mrow>
<mi>&tau;</mi>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</mfrac>
<mo>;</mo>
</mrow>
所述第二幅值计算方程为：
<mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>c</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<msqrt>
<mrow>
<msup>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>c</mi>
<mi>d</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>+</mo>
<msup>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>c</mi>
<mi>q</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</msqrt>
<mrow>
<mi>&tau;</mi>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</mfrac>
<mo>;</mo>
</mrow>
其中，τ为滤波时间常数，s为拉普拉斯算子。
9.根据权利要求7所述的直流变流器，其特征在于，根据所述有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILd，计算得到控制信号d轴分量Ud，以及，根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uc和桥臂侧电感电流q轴分量ILq，计算得到控制信号q轴分量Uq，所采用的公式为：
<mrow>
<mtable>
<mtr>
<mtd>
<mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mi>d</mi>
</msub>
<mo>=</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>p</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>i</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>/</mo>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<mrow>
<msub>
<mi>K</mi>
<mi>r</mi>
</msub>
<mi>s</mi>
</mrow>
<mrow>
<msup>
<mi>s</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>+</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>Q&omega;</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<msup>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>&omega;</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msup>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>L</mi>
<mi>d</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>*</mo>
</msup>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>L</mi>
<mi>d</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mi>q</mi>
</msub>
<mo>=</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>p</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>i</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>/</mo>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<mrow>
<msub>
<mi>K</mi>
<mi>r</mi>
</msub>
<mi>s</mi>
</mrow>
<mrow>
<msup>
<mi>s</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>+</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>Q&omega;</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<msup>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>&omega;</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msup>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>L</mi>
<mi>q</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>*</mo>
</msup>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>L</mi>
<mi>q</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
<mo>;</mo>
</mrow>
ILq *＝n(Uc *-Uc)；
根据所述有功电流指令ILd *和桥臂侧电感电流d轴分量ILdi，计算得到控制信号d轴分量Udi，以及，根据给定交流侧电压指令Uc *、滤波电容电压幅值Uci和桥臂侧电感电流q轴分量ILqi，计算得到控制信号q轴分量Uqi，所采用的公式为：
<mrow>
<mtable>
<mtr>
<mtd>
<mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>d</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>=</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>p</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>i</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>/</mo>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<mrow>
<msub>
<mi>K</mi>
<mi>r</mi>
</msub>
<mi>s</mi>
</mrow>
<mrow>
<msup>
<mi>s</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>+</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>Q&omega;</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<msup>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>&omega;</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msup>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>L</mi>
<mi>d</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>*</mo>
</msup>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>L</mi>
<mi>d</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>q</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>=</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>p</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>i</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>/</mo>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<mrow>
<msub>
<mi>K</mi>
<mi>r</mi>
</msub>
<mi>s</mi>
</mrow>
<mrow>
<msup>
<mi>s</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>+</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>Q&omega;</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<msup>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>&omega;</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msup>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>L</mi>
<mi>q</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>*</mo>
</msup>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>L</mi>
<mi>q</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
<mo>;</mo>
</mrow>
ILqi *＝n(Uc *-Uci)；
其中，Kpi为比例控制系数，Kii为积分控制系数，Kr为谐振控制器比例系数，s为拉普拉斯算子，Q为品质因子，ω0为变压器基波角频率，ω0＝2πf0,f0＝400Hz，n为下垂控制系数。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201710984672.4A CN107681892B (zh) | 2017-10-20 | 2017-10-20 | 一种直流变流器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201710984672.4A CN107681892B (zh) | 2017-10-20 | 2017-10-20 | 一种直流变流器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN107681892A true CN107681892A (zh) | 2018-02-09 |
| CN107681892B CN107681892B (zh) | 2020-05-22 |
Family
ID=61140211
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201710984672.4A Active CN107681892B (zh) | 2017-10-20 | 2017-10-20 | 一种直流变流器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN107681892B (zh) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109856444A (zh) * | 2019-01-25 | 2019-06-07 | 同济大学 | 一种基于电流开关谐波的变流器直流电压检测系统及方法 |
| CN110350792A (zh) * | 2019-02-14 | 2019-10-18 | 国网浙江省电力有限公司 | 一种直流变流器的功率主从控制方法 |
| CN111669041A (zh) * | 2020-05-28 | 2020-09-15 | 合肥工业大学 | 大功率高升压比直流变流器缓启动控制方法 |
| CN115800781A (zh) * | 2022-11-24 | 2023-03-14 | 国网江苏省电力有限公司苏州供电分公司 | 一种模块化变流器 |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102916440A (zh) * | 2012-09-20 | 2013-02-06 | 中国电力科学研究院 | 一种基于电池储能系统的功率转换系统及其控制方法 |
| CN103219749A (zh) * | 2012-11-28 | 2013-07-24 | 东方日立(成都)电控设备有限公司 | 一种动态切换逆变单元的光伏并网发电系统及其切换方法 |
| CN103701155A (zh) * | 2013-10-11 | 2014-04-02 | 许继电气股份有限公司 | 一种光伏并网逆变器有功调度控制方法 |
| CN104485689A (zh) * | 2014-12-12 | 2015-04-01 | 合肥工业大学 | 基于自适应模式切换的下垂控制方法 |
| CN104734191A (zh) * | 2015-03-31 | 2015-06-24 | 华南理工大学 | 一种基于无功电流注入的光伏并网逆变器低电压穿越方法 |
| CN106374830A (zh) * | 2016-09-13 | 2017-02-01 | 合肥工业大学 | 大功率高升压比光伏直流变流器装置及控制方法 |
| CN106374764A (zh) * | 2016-09-21 | 2017-02-01 | 南京航空航天大学 | 一种isop并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法 |
| CN106849186A (zh) * | 2016-12-22 | 2017-06-13 | 合肥工业大学 | 一种基于虚拟同步发电机的储能逆变器主从控制方法 |
-
2017
- 2017-10-20 CN CN201710984672.4A patent/CN107681892B/zh active Active
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102916440A (zh) * | 2012-09-20 | 2013-02-06 | 中国电力科学研究院 | 一种基于电池储能系统的功率转换系统及其控制方法 |
| CN103219749A (zh) * | 2012-11-28 | 2013-07-24 | 东方日立(成都)电控设备有限公司 | 一种动态切换逆变单元的光伏并网发电系统及其切换方法 |
| CN103701155A (zh) * | 2013-10-11 | 2014-04-02 | 许继电气股份有限公司 | 一种光伏并网逆变器有功调度控制方法 |
| CN104485689A (zh) * | 2014-12-12 | 2015-04-01 | 合肥工业大学 | 基于自适应模式切换的下垂控制方法 |
| CN104734191A (zh) * | 2015-03-31 | 2015-06-24 | 华南理工大学 | 一种基于无功电流注入的光伏并网逆变器低电压穿越方法 |
| CN106374830A (zh) * | 2016-09-13 | 2017-02-01 | 合肥工业大学 | 大功率高升压比光伏直流变流器装置及控制方法 |
| CN106374764A (zh) * | 2016-09-21 | 2017-02-01 | 南京航空航天大学 | 一种isop并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法 |
| CN106849186A (zh) * | 2016-12-22 | 2017-06-13 | 合肥工业大学 | 一种基于虚拟同步发电机的储能逆变器主从控制方法 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109856444A (zh) * | 2019-01-25 | 2019-06-07 | 同济大学 | 一种基于电流开关谐波的变流器直流电压检测系统及方法 |
| CN110350792A (zh) * | 2019-02-14 | 2019-10-18 | 国网浙江省电力有限公司 | 一种直流变流器的功率主从控制方法 |
| CN110350792B (zh) * | 2019-02-14 | 2020-11-17 | 国网浙江省电力有限公司 | 一种直流变流器的功率主从控制方法 |
| CN111669041A (zh) * | 2020-05-28 | 2020-09-15 | 合肥工业大学 | 大功率高升压比直流变流器缓启动控制方法 |
| CN111669041B (zh) * | 2020-05-28 | 2021-04-27 | 合肥工业大学 | 大功率高升压比直流变流器缓启动控制方法 |
| CN115800781A (zh) * | 2022-11-24 | 2023-03-14 | 国网江苏省电力有限公司苏州供电分公司 | 一种模块化变流器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN107681892B (zh) | 2020-05-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN106374830B (zh) | 大功率高升压比光伏直流变流器装置及控制方法 | |
| CN108493967B (zh) | 不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法 | |
| CN107681892A (zh) | 一种直流变流器 | |
| CN102738810B (zh) | 牵引供电系统及方法 | |
| CN110350792B (zh) | 一种直流变流器的功率主从控制方法 | |
| CN104756347A (zh) | 用于发电系统与dc输出的连接系统 | |
| CN101465606A (zh) | 直驱风力发电系统并网变流器 | |
| CN102394557A (zh) | 一种混合并联型高压直流牵引供电变流装置及其控制方法 | |
| CN104682390A (zh) | 用于高压直流输电的交流混合有源滤波系统及其控制方法 | |
| CN107612012A (zh) | 一种无变压器的智能软开关及其交流故障穿越方法和系统 | |
| CN102946115B (zh) | 基于lcl滤波器双定向坐标变换的三相pwm变换器控制方法 | |
| CN105610182A (zh) | 一种孤岛运行的串联型微网结构及其功率控制方法 | |
| CN107453395A (zh) | 级联h桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法 | |
| CN103248210B (zh) | 一种用于减小直流侧电压二次波动的功率同步控制方法 | |
| CN105071390B (zh) | 一种h桥三电平有源电力滤波器的控制方法及系统 | |
| CN111291468B (zh) | 一种用于高效电磁暂态仿真的柔性变电站建模方法 | |
| CN104810854B (zh) | 串联型微电网及其微源之间的功率协调控制方法 | |
| CN106411203A (zh) | 一种磁控式分时复用集成型智能配电变压器 | |
| CN106099969B (zh) | 一种基于串联电感的兆瓦级大功率模块并联控制方法 | |
| CN107579666A (zh) | 基于mmc矩阵变换器的多功能混合型电力电子变压器及控制方法 | |
| CN104852388B (zh) | 一种具有有源滤波功能的链式svg装置 | |
| CN214409146U (zh) | 一种功率模块试验平台 | |
| CN109728581A (zh) | 一种复合型能量路由器及控制方法 | |
| CN106533221B (zh) | 一种大功率通用型pwm整流器及其控制方法 | |
| CN105429472B (zh) | 一种星角型整流式大功率直流升压变换器及其控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |