CN110350792A - 一种直流变流器的功率主从控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直流变流器功率主从控制方法。该控制方法在考虑无功补偿的LCL参数重新设计下，提出了模块并联逆变器的功率主从控制，主控逆变器采用模块并联逆变器直流侧电压外环，桥臂侧电流内环的双环结构，维持系统从新能源发电单元获取的有功功率恒定；从控逆变器根据主控逆变器的基准电流以及电压采用功率外环，桥臂侧电感电流内环的双环控制结构，补偿了系统中频变压器励磁以及漏感引起的无功功率，维持了系统有功及无功功率均分，实现了直流变流器模块并联均流，提高了系统传输效率。

Description

一种直流变流器的功率主从控制方法

技术领域

本发明设计一种直流变流器的功率主从控制方法，尤其是一种中频高升压比的直流变流器的功率主从控制方法。

背景技术

近年来，大型光伏电站的规模化发展促进了光伏发电汇集接入系统的不断发展，然而，由于光伏发电固有的间歇性、波动性、随机性等特性，交流汇集接入系统在传输及稳定性等方面面临巨大的挑战。相比于交流汇集系统，直流汇集系统具有线路成本低，远距离传输损耗小，无无功和同步等问题，供电稳定可靠性高等优势，具有巨大的发展潜力。在直流汇集系统中，须采用基于电力电子的直流变流器实现不同电压等级的连接功率交换。为了提高直流汇集系统中的功率传输的效率问题，不仅需要进一步改善作直流变流器的参数设计，也要进一步优化直流变流器的控制策略。针对中频的高升压比直流变流器的控制策略问题，国内外的专家学者们提出了一些方法，主要有：

针对直流变流器及其控制策略研究，题为“Diode-based HVdc link for theconnection of large offshore wind farms”《IEEE TRANSACTIONS ON ENERGYCONVERSION》,Blasco-Gimenez R,Ani-Villalba,2011, 26(02):615-626(《基于二极管的连接大型海上风电场的高压直流传输》，《IEEE能量变换专辑》，2011年第26卷第2期615～626页)的文章提出了应用于海上风电场的工频高压大功率直流变流器拓扑，通过建立直接无功- 频率以及间接无功-频率，有功-电压控制来调节系统动态特性，以均分系统中多台逆变器并联的功率，然而会产生频率偏差。题为“基于电流跟踪的多直流微源并联运行主从控制”，《电网技术》，2017年第41卷第7期2205～ 2213页的文章提出了基于电流跟踪的主从控制策略，能够实现无频率偏差控制同时精确分配有功功率以及稳定直流电压，然而其电流跟踪控制在中频系统中不能完全适用。

总之，针对中频的高升压比直流变流器的控制策略问题，现有文献鲜有论述和解决的方案。

发明内容

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对前述问题，提供一种基于中频的高升压比直流变流器的功率主从控制方法，以解决交流侧的无功补偿以及多台变流器的无功均分，提升直流汇集系统中的功率传输的效率问题。

为实现上述目的，本申请提供了一种直流变流器的功率主从控制方法，所述直流变流器包括一个并联逆变器模块、一个中频四绕组输出升压变压器、四个三相二极管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其中：所述并联逆变器模块中包括N个三电平三桥臂逆变桥和对应的N个拓扑结构相同的 LCL电路；在N个拓扑结构相同的LCL电路中，每一个桥臂侧电感数值相同并均记为L₁，每一个滤波电容数值相同并均记为C，每一个变压器侧滤波电感数值相同并均记为L₂；在N台逆变器中，1台逆变器记为主控逆变器，其余N-1记为从控逆变器，N台逆变器直流侧相并联并与发电单元直流母线相连接；在N台逆变器中，每一台逆变器中的三电平三桥臂逆变桥的输出端接入对应的桥臂侧电感L₁的输入端，桥臂侧L₁的输出端与滤波电容C、变压器侧滤波电感L₂的输入端相连接，其中滤波电容C为星型连接方式，N台逆变器的变压器侧滤波电感L₂的输出端相并联后与所述中频四绕组输出升压变压器的原边侧相连接，所述中频四绕组输出升压变压器的副边侧与所述四个三相二极管整流桥的输入端连接；

本发明所述的功率主从控制方法，包括如下步骤：

步骤1，获取考虑无功补偿下的LCL参数；

步骤1.1，采样并联逆变器模块的直流侧电压U_dc，则桥臂侧电感L₁、滤波电容C和变压器侧滤波电感L₂的取值按照以下公式计算获得：

其中，M为调制度，M＝2U_1m/U_dc，U_1m为交流输出电压，△i_max为桥臂侧电感电流纹波的最大值，f_s为并联逆变器模块中开关管的开关频率，X_c为滤波电容的容抗，f₀为中频四绕组输出升压变压器基频，ω₀为中频四绕组输出升压变压器基频角频率；

步骤1.2，考虑中频四绕组输出升压变压器励磁以及漏感引起的无功功率，对上述LCL电路参数中的容抗X_c按照以下公式计算获得，以进行无功补偿；

Q＝Q_m+Q_σ

其中：U₁为中频四绕组输出升压变压器原边相电压有效值，U₂为中频四绕组输出升压变压器副边相电压有效值，Q为交流输出侧总的无功功率， Q_m为中频四绕组输出升压变压器的励磁产生的无功功率，Q_σ为中频四绕组输出升压变压器漏感引起的换相重叠角产生的无功功率，L_m为中频四绕组输出升压变压器的励磁电感，L_σ为中频四绕组输出升压变压器的漏感，P_dc为有功功率，为交流侧中频四绕组输出升压变压器副边电压与电流的相位差，α为触发角，γ为换相重叠角，I_d为直流输出电流，m为中频四绕组输出升压变压器脉波次数；

步骤2，采样及坐标变换；

所述采样包括对主控逆变器的采样和对从控逆变器的采样；

对主控逆变器采集以下数据：主控逆变器的变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c, 主控逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc；

将N-1台中任一台从控逆变器记为从控逆变器i，i＝1,2...N-1；对从控逆变器i采集以下数据：从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci，从控逆变器i 的变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：

对主控逆变器的变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c和主控逆变器桥臂侧电感电流 i_La,i_Lb,i_Lc分别进行旋转坐标变换得到主控逆变器的变压器侧交流电压的dq分量U_d,U_q和主控逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq；

对从控逆变器i的变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci和从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci分别进行旋转坐标变换得到从控逆变器i的变压器侧交流电压的dq分量U_di,U_qi和从控逆变器i桥臂侧电感电流的dq分量I_Ldi,I_Lqi；

步骤3，根据步骤1采样得到的并联逆变器模块直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令经过直流侧电压控制方程得到主控逆变器的有功电流指令同时根据步骤2得到的主控逆变器的交流侧电压的dq分量U_d,U_q，经过幅值计算后得到电压幅值U_c，再根据给定的交流侧电压指令通过电压下垂控制方程得到主控逆变器的无功电流指令并将该无功电流指令作为从控逆变器i的基准有功无功电流参考指令；

直流侧电压控制方程为：

幅值计算方程为：

电压下垂控制方程为：

其中，K_{p_dc}为直流电压外环比例控制系数、K_{i_dc}为直流电压外环积分控制系数，τ为滤波时间常数，n为下垂控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤4，经过有功功率计算方程得到来自主控逆变器的有功功率指令P^*和从控逆变器i的有功功率P_i，经过无功功率计算方程计算得到无功功率指令Q^*以及和无功功率Q_i；

有功功率计算方程为：

P_i＝U_di×I_Ldi+U_qi×I_Lqi

无功功率计算方程为：

Q_i＝U_di×I_Lqi-U_qi×I_Ldi

步骤5，根据步骤4中得到的来自主控逆变器的有功功率指令P^*和无功功率指令Q^*以及从控逆变器i的有功功率P_i和无功功率Q_i，经过功率控制方程得到从逆变器i的有功电流指令和无功电流指令所述功率控制方程为：

其中，K_{p_aci}为从控逆变器i的功率环比例控制系数，K_{i_aci}为从逆变器i 的功率环积分控制系数；

步骤6，根据步骤2中得到的主控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量 I_Ld,I_Lq，从控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量I_Ldi,I_Lqi，步骤3中得到的主控逆变电流指令以及步骤5中得到的从控逆变器的有功和无功电流指令经过电流控制方程得到控制信号，所述电流控制方程为：

其中，u_d为主控逆变器的电压控制信号d轴分量，u_q为主控逆变器的电压控制信号q轴分量，u_di为从控逆变器i的电压控制信号d轴分量，u_qi为从控逆变器i的电压控制信号q轴分量，K_p为主控逆变器的电流环比例控制系数，K_pi为从控逆变器i的电流环比例控制系数，K_i为主控逆变器的电流环积分控制系数，K_ii为从控逆变器i的电流环积分控制系数，K_r为主控逆变器的谐振控制器比例系数，K_ri为从控逆变器i的谐振控制器比例系数，Q_i为主控逆变器的品质因子，Q_ii为从控逆变器i的品质因子。

相对于现有技术，本发明的有益效果是：

1.考虑了中频变压器励磁以及漏感引起的无功功率，对LCL参数进行了无功补偿设计，提高了系统的传输效率。

2.多台变流器传送不同有功功率时实现多台变流器的无功均分，降低了系统环流，提高了系统的传输效率。

3.降低了多台变流器对通讯的依耐性，提升了系统的稳定性。

附图说明

图1是本发明的一种直流变流器拓扑结构图。

图2是本发明所采用的直流变流器主控逆变器控制框图。

图3是本发明所采用的直流变流器从控逆变器控制框图。

图4是本发明中功率主从控制与传统电流主从控制下的交流输出电流仿真波形对比图。

图5是本发明中功率主从控制与传统电流主从控制下的交流输出电流实验波形对比图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做成创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

图1是本发明实施例中一种直流变流器拓扑结构。由图1可见，所述直流变流器包括一个并联逆变器模块、一个中频四绕组输出升压变压器、四个三相二极管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其中：所述并联逆变器模块中包括N个三电平三桥臂逆变桥和对应的N个拓扑结构相同的LCL电路；在N个拓扑结构相同的LCL电路中，每一个桥臂侧电感数值相同并均记为 L₁，每一个滤波电容数值相同并均记为C，每一个变压器侧滤波电感数值相同并均记为L₂；在N台逆变器中，1台逆变器记为主控逆变器，其余N-1记为从控逆变器，N台逆变器直流侧相并联并与发电单元直流母线相连接；在 N台逆变器中，每一台逆变器中的三电平三桥臂逆变桥的输出端接入对应的桥臂侧电感L₁的输入端，桥臂侧L₁的输出端与滤波电容C、变压器侧滤波电感L₂的输入端相连接，其中滤波电容C为星型连接方式，N台逆变器的变压器侧滤波电感L₂的输出端相并联后与所述中频四绕组输出升压变压器的原边侧相连接，所述中频四绕组输出升压变压器的副边侧与所述四个三相二极管整流桥的输入端连接。另外，由图1可见，模块并联逆变器的直流侧电压记为U_dc，第i台逆变器中的直流侧电容记为C_dc，中频四绕组输出升压变压器为400Hz的24脉波移相变压器T，四个三相二极管整流单元DRU以及对应的两个高压滤波电路，正负直流母线侧的滤波电感记为L_dc1,L_dc2。

图2是本发明所采用的直流变流器主控逆变器控制框图，图3是本发明所采用的直流变流器从控逆变器控制框图。下面结合图2和图3对本发明的功率主从控制方法做详细表述。

本发明实施时的有关电气参数设置如下：

并联逆变器模块的直流侧电压U_dc＝300V,输出交流线电压有效值为 110V/400Hz，额定容量P＝3kW，变压器为3kVA，110/110,110,110,110V的400Hz 中频变压器，直流变流器输出接入的直流电网电压为V_dc＝±300V，中频四绕组输出升压变压器基频f₀＝400Hz，模块并联逆变器中开关管的开关频率 f_s＝16kHz。

步骤1，获取考虑无功补偿下的LCL参数。

步骤1.1，采样并联逆变器模块的直流侧电压U_dc，则桥臂侧电感L₁、滤波电容C和变压器侧滤波电感L₂的取值按照以下公式计算获得：

其中，M为调制度，M＝2U_1m/U_dc，U_1m为交流输出电压，△i_max为桥臂侧电感电流纹波的最大值，f_s为并联逆变器模块中开关管的开关频率，X_c为滤波电容的容抗，f₀为中频四绕组输出升压变压器基频，ω₀为中频四绕组输出升压变压器基频角频率。

在本实施例中，额定容量P＝3kW，变压器为3kVA的中频四绕组输出变压器，桥臂侧线电压有效值U＝110V，则桥臂侧电感峰值电流为取纹波电流为桥臂侧电感峰值电流的15％，则△i_max＝15％×I_m＝0.15×22.268＝3.34A，交流输出相电压峰值模块并联的直流电压U_dc＝300V， M＝U_1m/(U_dc/2)＝0.6，f_s＝16kHz，计算得：

步骤1.2，考虑中频四绕组输出升压变压器励磁以及漏感引起的无功功率，对上述LCL电路参数中的容抗X_c按照以下公式计算获得，以进行无功补偿；

Q＝Q_m+Q_σ

其中：U₁为中频四绕组输出升压变压器原边相电压有效值，U₂为中频四绕组输出升压变压器副边相电压有效值，Q为交流输出侧总的无功功率， Q_m为中频四绕组输出升压变压器的励磁产生的无功功率，Q_σ为中频四绕组输出升压变压器漏感引起的换相重叠角产生的无功功率，L_m为中频四绕组输出升压变压器的励磁电感，L_σ为中频四绕组输出升压变压器的漏感，P_dc为有功功率，为交流侧中频四绕组输出升压变压器副边电压与电流的相位差，α为触发角，γ为换相重叠角，I_d为直流输出电流，m为中频四绕组输出升压变压器脉波次数。

在本实施例中，由于直流变流器采用不可控整流，则触发角α＝0°，直流输出电流I_d＝P/V_dc＝5A，角频率ω₀＝2πf₀＝800πrad/s，中频变压器原边相电压U₁＝110V，副边相电压U₂＝110V，中频变压器脉波数m＝24，中频变压器漏感L_σ＝0.24mH，励磁电感L_m＝119.954mH，计算得：

cosγ＝0.851

在本实施例中，i取1，并通过图1所示LCL滤波电路实现主控逆变器与 1台从控逆变器交流侧相并联，最终每台变流器的桥臂侧电感L₁为0.4mH，滤波电容C为20μF，变压器侧电感为L₂为0.1mH。

步骤2，采样及坐标变换。

所述采样包括对主控逆变器的采样和对从控逆变器的采样。

对主控逆变器采集以下数据：主控逆变器的变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c, 主控逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc；

将N-1台中任一台从控逆变器记为从控逆变器i,i＝1,2...N-1；对从控逆变器i采集以下数据：从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci，从控逆变器i 的变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci。

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：

对主控逆变器的变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c和主控逆变器桥臂侧电感电流 i_La,i_Lb,i_Lc分别进行旋转坐标变换得到主控逆变器的变压器侧交流电压的dq分量U_d,U_q和主控逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq；

对从控逆变器i的变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci和从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci分别进行旋转坐标变换得到从控逆变器i的变压器侧交流电压的dq分量U_di,U_qi和从控逆变器i桥臂侧电感电流的dq分量I_Ldi,I_Lqi。

步骤3，根据步骤1采样得到的并联逆变器模块直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令经过直流侧电压控制方程得到主控逆变器的有功电流指令同时根据步骤2得到的主控逆变器的交流侧电压的dq分量U_d,U_q，经过幅值计算后得到电压幅值U_c，再根据给定的交流侧电压指令通过电压下垂控制方程得到主控逆变器的无功电流指令并将该无功电流指令作为从控逆变器i的基准有功无功电流参考指令。

直流侧电压控制方程为：

幅值计算方程为：

电压下垂控制方程为：

其中，K_{p_dc}为直流电压外环比例控制系数、K_{i_dc}为直流电压外环积分控制系数，τ为滤波时间常数，n为下垂控制系数，s为拉普拉斯算子。

直流侧电压控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取K_{p_dc}＝3,K_{i_dc}＝50。交流侧电压幅值计算的滤波时间常数主要考虑滤除高次谐波分量，并保持系统稳定性。一般取τ≤2e^-2s。在本实施例中，取τ＝0.005。交流侧电压下垂控制方程的比例系数主要考虑保持滤波电容电压幅值在变压器额定幅值的±10％之内。在本实施例中，取n＝2。

步骤4，经过有功功率计算方程得到来自主控逆变器的有功功率指令P^*和从控逆变器i的有功功率P_i，经过无功功率计算方程计算得到无功功率指令Q^*以及和无功功率Q_i。

有功功率计算方程为：

P_i＝U_di×I_Ldi+U_qi×I_Lqi

无功功率计算方程为：

Q_i＝U_di×I_Lqi-U_qi×I_Ldi

步骤5，根据步骤4中得到的来自主控逆变器的有功功率指令P^*和无功功率指令Q^*以及从控逆变器i的有功功率P_i和无功功率Q_i，经过功率控制方程得到从逆变器i的有功电流指令和无功电流指令所述功率控制方程为：

其中，K_{p_aci}为从控逆变器i的功率环比例控制系数，K_{i_aci}为从逆变器i 的功率环积分控制系数。

从控逆变器功率控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和稳态性能；在本实施例中，取K_{p_aci}＝2,K_{i_aci}＝5。

步骤6，根据步骤2中得到的主控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量I_Ld,I_Lq，从控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量I_Ldi,I_Lqi，步骤3中得到的主控逆变电流指令以及步骤5中得到的从控逆变器的有功和无功电流指令经过电流控制方程得到控制信号，所述电流控制方程为：

其中，u_d为主控逆变器的电压控制信号d轴分量，u_q为主控逆变器的电压控制信号q轴分量，u_di为从控逆变器的电压控制信号d轴分量，u_qi为从控逆变器的电压控制信号q轴分量，K_p为主控逆变器的电流环比例控制系数， K_pi为从控逆变器i的电流环比例控制系数，K_i为主控逆变器的电流环积分控制系数，K_ii为从控逆变器i的电流环积分控制系数，K_r为主控逆变器的谐振控制器比例系数，K_ri为从控逆变器i的谐振控制器比例系数，Q_i为主控逆变器的品质因子，Q_ii为从控逆变器i的品质因子。

电流控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取K_p＝K_pi＝0.2,K_i＝K_ii＝50,K_r＝K_ri＝120,Q_i＝Q_ii＝16。

图4是功率主从控制与传统电流主从控制下的交流输出电流仿真波形对比图，其中(a)为功率主从控制，(b)为传统电流主从控制。由图中可以看出，相比于功率主从控制，电流主从控制中主机与从机的输出电流存在一定的相位差，约36°，即存在一定的环流。

图5是功率主从控制与传统电流主从控制下的交流输出电流实验波形对比图，其中(a)为功率主从控制，(b)为传统电流主从控制。由图中也可看出，电流主从控制的主机与从机的输出电流也存在一定的相位差，约28.8°，基本与仿真结果一致。

与此同时，也对功率主从控制与传统电流主从控制下的系统效率做了测试，分别测试了三组数据。在电流主从控制中，平均效率为94.43％；而在功率主从控制中，平均效率为95.74％。

显然，本领域的技术人员可以对本发明的一种基于中频的高升压比直流变流器参数设计及功率主从控制方法进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若对本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (1)

1.一种直流变流器的功率主从控制方法，其特征在于,所述直流变流器包括一个并联逆变器模块、一个中频四绕组输出升压变压器、四个三相二极管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其中：所述并联逆变器模块中包括N个三电平三桥臂逆变桥和对应的N个拓扑结构相同的LCL电路；在N个拓扑结构相同的LCL电路中，每一个桥臂侧电感数值相同并均记为L₁，每一个滤波电容数值相同并均记为C，每一个变压器侧滤波电感数值相同并均记为L₂；在N台逆变器中，1台逆变器记为主控逆变器，其余N-1记为从控逆变器，N台逆变器直流侧相并联并与发电单元直流母线相连接；在N台逆变器中，每一台逆变器中的三电平三桥臂逆变桥的输出端接入对应的桥臂侧电感L₁的输入端，桥臂侧L₁的输出端与滤波电容C、变压器侧滤波电感L₂的输入端相连接，其中滤波电容C为星型连接方式，N台逆变器的变压器侧滤波电感L₂的输出端相并联后与所述中频四绕组输出升压变压器的原边侧相连接，所述中频四绕组输出升压变压器的副边侧与所述四个三相二极管整流桥的输入端连接；

本发明所述的功率主从控制方法，包括如下步骤：

步骤1，获取考虑无功补偿下的LCL参数；

步骤1.1，采样并联逆变器模块的直流侧电压U_dc，则桥臂侧电感L₁、滤波电容C和变压器侧滤波电感L₂的取值按照以下公式计算获得：

其中，M为调制度，M＝2U_1m/U_dc，U_1m为交流输出电压，Δi_max为桥臂侧电感电流纹波的最大值，f_s为并联逆变器模块中开关管的开关频率，X_c为滤波电容的容抗，f₀为中频四绕组输出升压变压器基频，ω₀为中频四绕组输出升压变压器基频角频率；

步骤1.2，考虑中频四绕组输出升压变压器励磁以及漏感引起的无功功率，对上述LCL电路参数中的容抗X_c按照以下公式计算获得，以进行无功补偿；

Q＝Q_m+Q_σ

其中：U₁为中频四绕组输出升压变压器原边相电压有效值，U₂为中频四绕组输出升压变压器副边相电压有效值，Q为交流输出侧总的无功功率，Q_m为中频四绕组输出升压变压器的励磁产生的无功功率，Q_σ为中频四绕组输出升压变压器漏感引起的换相重叠角产生的无功功率，L_m为中频四绕组输出升压变压器的励磁电感，L_σ为中频四绕组输出升压变压器的漏感，P_dc为有功功率，为交流侧中频四绕组输出升压变压器副边电压与电流的相位差，α为触发角，γ为换相重叠角，I_d为直流输出电流，m为中频四绕组输出升压变压器脉波次数；

步骤2，采样及坐标变换；

所述采样包括对主控逆变器的采样和对从控逆变器的采样；

对主控逆变器采集以下数据：主控逆变器的变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c,主控逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc；

将N-1台中的任一台从控逆变器记为从控逆变器i,i＝1,2...N-1；对从控逆变器i采集以下数据：从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci，从控逆变器i的变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：

对主控逆变器的变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c和主控逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc分别进行旋转坐标变换得到主控逆变器的变压器侧交流电压的dq分量U_d,U_q和主控逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq；

对从控逆变器i的变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci和从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci分别进行旋转坐标变换得到从控逆变器i的变压器侧交流电压的dq分量U_di,U_qi和从控逆变器i桥臂侧电感电流的dq分量I_Ldi,I_Lqi；

步骤3，根据步骤1采样得到的并联逆变器模块直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令经过直流侧电压控制方程得到主控逆变器的有功电流指令同时根据步骤2得到的主控逆变器的交流侧电压的dq分量U_d,U_q，经过幅值计算后得到电压幅值U_c；再根据给定的交流侧电压指令通过电压下垂控制方程得到主控逆变器的无功电流指令并将该无功电流指令作为从控逆变器i的基准有功无功电流参考指令；

直流侧电压控制方程为：

幅值计算方程为：

电压下垂控制方程为：

其中，K_{p_dc}为直流电压外环比例控制系数、K_{i_dc}为直流电压外环积分控制系数，τ为滤波时间常数，n为下垂控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤4，经过有功功率计算方程得到来自主控逆变器的有功功率指令P^*和从控逆变器i的有功功率P_i，经过无功功率计算方程计算得到无功功率指令Q^*以及和无功功率Q_i；

有功功率计算方程为：

P_i＝U_di×I_Ldi+U_qi×I_Lqi

无功功率计算方程为：

Q_i＝U_di×I_Lqi-U_qi×I_Ldi

步骤5，根据步骤4中得到的来自主控逆变器的有功功率指令P^*和无功功率指令Q^*以及从控逆变器i的有功功率P_i和无功功率Q_i，经过功率控制方程得到从逆变器i的有功电流指令和无功电流指令所述功率控制方程为：

其中，K_{p_aci}为从控逆变器i的功率环比例控制系数，K_{i_aci}为从逆变器i的功率环积分控制系数；

步骤6，根据步骤2中得到的主控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量I_Ld,I_Lq，从控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量I_Ldi,I_Lqi，步骤3中得到的主控逆变电流指令以及步骤5中得到的从控逆变器的有功和无功电流指令经过电流控制方程得到主控逆变器的控制信号，所述电流控制方程为：

其中，u_d为主控逆变器的电压控制信号d轴分量，u_q为主控逆变器的电压控制信号q轴分量，u_di为从控逆变器i的电压控制信号d轴分量，u_qi为从控逆变器i的电压控制信号q轴分量，K_p为主控逆变器的电流环比例控制系数，K_pi为从控逆变器i的电流环比例控制系数，K_i为主控逆变器的电流环积分控制系数，K_ii为从控逆变器i的电流环积分控制系数，K_r为主控逆变器的谐振控制器比例系数，K_ri为从控逆变器i的谐振控制器比例系数，Q_i为主控逆变器的品质因子，Q_ii为从控逆变器i的品质因子。