CN110190741A - 大功率高升压比光伏直流变流器启动控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及光伏直流升压汇集系统技术领域，具体涉及一种大功率高升压比光伏直流变流器启动控制方法。光伏阵列输出的开路电压通过缓启电阻接到逆变器组的直流侧，此时BOOST升压电路组不工作，检测逆变器组直流侧电压，当逆变器组直流侧电压到达设定电压值之后，断开缓启电阻，逆变器组开始工作，使得逆变器组的直流侧电压稳定在光伏阵列的开路电压；再控制BOOST升压电路组开始工作，实现对光伏阵列输出的最大功率点进行跟踪控制；检测逆变器组直流侧电压是否稳定，稳定后，调整逆变器组的直流侧输入电压的给定值为额定值，启动结束；本发明中，可以光伏直流变流器快速、平稳、有效的启动，且易于工程实现。

Description

大功率高升压比光伏直流变流器启动控制方法

技术领域

本发明涉及光伏直流升压汇集系统技术领域，具体涉及一种大功率高升 压比光伏直流变流器启动控制方法。

背景技术

传统的光伏电站采用交流升压汇集技术，但是由于光伏发电的随机性、 波动性、加上长距离传输电缆与逆变器之间的耦合，交流升压汇集技术在传 输稳定性方面存在很大问题，并且交流线路损耗大影响系统整体效率。而采 用直流升压汇集技术是解决上述问题的一种有效途径，直流升压汇集系统对 比于直流升压汇集系统更加稳定，远距离传输能力更强，损耗更小，整体效 率更高。

对于大功率的直流升压汇集系统，国内外的研究都还集中实验室研究阶 段，实际应用的较少，而对于其启动过程，现有文献鲜有论述和解决的方案。

中国专利公布号为CN106357119A的专利《大功率高压光伏直流升压变流 器装置及控制方法》，提出了一种光伏直流光伏升压变流器装置和它的控制 方法。但是仅仅提出了光伏直流升压变流器的稳态时的有效并网方式，对其 开机启动的暂态过程并未进行说明，而且没有实现工程化的应用。

中国专利公布号为CN109103921A的专利《一种光伏直流升压汇集系统及 其启动控制方法》，提出了一种光伏直流升压汇集系统，还对其启动控制的 方法进行了说明。但是此文献所提出的光伏直流变流器与本专利所提的光伏 直流变流器拓扑结构不同、控制方法和工作模式也不相同。而且此文献所采 取的启动方式，直流变流器和前端的MPPT之间需要电气信息的通信，控制 起来也比较复杂。

题为“Distributed Voltage and Frequency Control of Offshore Wind FarmsConnected With a Diode-Based HVdc Link” Blasco-Gimenez，R，et al，《IEEETransactions on Power Electronics》25.12(2010):3095-3105(《基于二极管的高压直流海上风电 场的分布式电压和频率控制》，《IEEE电力电子学报》，2010年第25卷第12 期3095～3105页)的文章提出了应用于海上风电场的工频高压大功率直流 变流器拓扑，并对其稳态运行时的控制策略进行了研究，但是文献并未提到 直流变流器启动时候的控制方式。

总之，对于大功率直流变流器的启动控制方法，现有技术的存在的问题 如下：

1.对于大功率直流变流器的启动控制方法提及的文献很少，国内外的研 究很多都还在实验室阶段，鲜有简单易行的方法；

2.目前仅有的对大功率直流变流器的启动控制方法依赖于前级与后级之 间电气信息的通信，而且控制复杂，稳定性不高，不易于工程实现。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提出了一种大功率高升压比光伏 直流变流器的启动方法，此方法为大功率高升压比光伏直流变流器的启动提 供了一种新的控制办法，不需要依赖前级和后级之间的电气信息通信，能够 实现大功率高升压比光伏直流变流器平稳、有效、快速启动，且控制简单， 易于工程实现。

本发明的目的是这样实现的，本发明提供了一种大功率高升压比光伏直 流变流器启动控制方法，所述的大功率高升压比光伏直流变流器包括一个 BOOST升压电路组、一个逆变器组、一个24脉波升压变压器、四个三相二极 管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其中：

所述BOOST升压电路组包括M个结构相同的BOOST升压电路，每个BOOST 升压电路的前级均与一个光伏阵列通过一个开关相连接，即M个BOOST升压 电路分别通过M个开关与M个光伏阵列相连接，M个BOOST升压电路输出侧 并联，并且与逆变器组的直流侧正负母线相连接；在M个结构相同的BOOST 升压电路中选取任一个BOOST升压电路记为BOOST升压电路1，所述BOOST 升压电路1的输入侧和输出侧之间并联了一个缓启电阻R和缓启开关K_x，BOOST升压电路1所对应的光伏阵列记为光伏阵列1；

所述逆变器组中包括N个三电平三桥臂逆变桥和对应的N个拓扑结构相 同的LCL滤波电路，每个三电平三桥臂逆变桥和其对应的LCL滤波电路组成 一个逆变器；在N台逆变器中，1台逆变器记为主控逆变器，其余N-1台记 为从控逆变器，N台逆变器直流侧相并联后与逆变器组的直流侧正负母线相 连接，N台逆变器交流侧经过LCL滤波电路后并联连接，并联后与所述24脉 波升压变压器的原边侧相连接；所述24脉波升压变压器的副边侧与所述四 个三相二极管整流桥的输入端连接，所述四个三相二极管整流桥的后级经过 高压滤波电路后并入直流电网；所述M与N均为正整数；

所述启动控制方法的步骤如下：

步骤1，逆变器组启动；

断开M个BOOST升压电路与M个光伏阵列相连接的M个开关，即M个BOOST 升压电路都不工作，然后闭合缓启开关K_x，光伏阵列1的开路电压U_pv1通过 缓启电阻R直接接到逆变器组的直流侧，检测逆变器组直流侧电压U_dc是否到 达设定电压值：若未到达设定电压值，则一直检测逆变器组直流侧电压U_dc是 否到达设定电压值，待逆变器组直流侧电压U_dc到达设定电压值时，闭合M 个BOOST升压电路与M个光伏阵列相连接的M个开关，即接入M个BOOST升 压电路，再断开缓启开关K_x，使得逆变器组开始工作，并通过主从控制使逆 变器组直流侧电压U_dc稳定在光伏阵列1的开路电压U_pv1，记逆变器组直流侧 电压给定值为U_dc1 ^*，U_dc1 ^*＝U_pv1；

所述使得逆变器组开始工作，并通过主从控制使逆变器组直流侧电压U_dc稳定在光伏阵列1的开路电压U_pv1的具体实现方式包括：

步骤1.1，采样及坐标变换；

所述采样包括对逆变器组直流侧电压U_dc、主控逆变器的采样和对从控逆 变器的采样；

首先对逆变器组直流侧电压U_dc进行采样；

对主控逆变器采集以下数据：主控逆变器变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c，主 控逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc；

将N-1台中的任一台从控逆变器记为从控逆变器i，i＝1,2...N-1，对从 控逆变器i采集以下数据：从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci，从控逆 变器i变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：

对主控逆变器变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c和主控逆变器桥臂侧电感电流 i_La,i_Lb,i_Lc分别进行旋转坐标变换得到主控逆变器变压器侧交流电压的dq分量 U_d,U_q和主控逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq；

对从控逆变器i变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci和从控逆变器i桥臂侧电感电 流i_Lai,i_Lbi,i_Lci分别进行旋转坐标变换得到从控逆变器i变压器侧交流电压的dq 分量U_di,U_qi和从控逆变器i桥臂侧电感电流的dq分量I_Ldi,I_Lqi；

步骤1.2，将步骤1.1采样得到的逆变器组直流侧电压U_dc和逆变器组直 流侧电压给定值U_dc1 ^*，经过直流侧电压控制方程得到主控逆变器的有功电流 指令同时根据步骤1.1得到的主控逆变器变压器侧交流电压的dq分量 U_d,U_q，经过幅值计算后得到电压幅值U_c；再根据给定的主控逆变器变压器 侧交流电压指令通过电压下垂控制方程得到主控逆变器的无功电流指令 并将该无功电流指令作为从控逆变器i的基准有功无功电流参考指令；

直流侧电压控制方程为：

幅值计算方程为：

电压下垂控制方程为：

其中，K_{p_dc}为直流电压外环比例控制系数、K_{i_dc}为直流电压外环积分控 制系数，τ为滤波时间常数，n为下垂控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤1.3，经过有功功率计算方程计算得到来自主控逆变器的有功功率 指令P^*和从控逆变器i的有功功率P_i，经过无功功率计算方程计算得到主控 逆变器的无功功率指令Q^*和从控逆变器i的无功功率Q_i；

有功功率计算方程为：

P_i＝U_di×I_Ldi+U_qi×I_Lqi

无功功率计算方程为：

Q_i＝U_di×I_Lqi-U_qi×I_Ldi

步骤1.4，根据步骤1.3得到的来自主控逆变器的有功功率指令P^*和主 控逆变器的无功功率指令Q^*、从控逆变器i的有功功率P_i和从控逆变器i的 无功功率Q_i，经过功率控制方程得到从控逆变器i的有功电流指令和从控 逆变器i的无功电流指令所述功率控制方程为：

其中，K_{p_aci}为从控逆变器i的功率环比例控制系数，K_{i_aci}为从逆变器i 的功率环积分控制系数；

步骤1.5，根据步骤1.1得到的主控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量 I_Ld,I_Lq和从控逆变器i桥臂侧电感电流dq的分量I_Ldi,I_Lqi、步骤1.2得到的主 控逆变电流指令步骤1.4得到的从控逆变器i的有功电流指令和 从控逆变器i的无功电流指令经过电流控制方程得到主控逆变器和从控 逆变器i的控制信号，所述电流控制方程为：

其中，u_d为主控逆变器的电压控制信号d轴分量，u_q为主控逆变器的电 压控制信号q轴分量，u_di为从控逆变器i的电压控制信号d轴分量，u_qi为 从控逆变器i的电压控制信号q轴分量，K_p为主控逆变器的电流环比例控制 系数，K_pi为从控逆变器i的电流环比例控制系数，K_i为主控逆变器的电流 环积分控制系数，K_ii为从控逆变器i的电流环积分控制系数，K_r为主控逆 变器的谐振控制器比例系数，K_ri为从控逆变器i的谐振控制器比例系数，G_i为主控逆变器的品质因子，ω₀为从控逆变器i的滤波频率，G_ii为从控逆变器 i的品质因子；

通过步骤1.1～步骤1.5的主从控制，使得逆变器组中的N台逆变器顺 利启动；

步骤2，逆变器组工作后，控制BOOST升压电路组开始工作，实现对每 个光伏阵列输出的最大功率点进行跟踪控制；

步骤3，记BOOST升压电路组开启后并完成步骤2后的逆变器组直流侧 电压为跟踪控制后的逆变器组直流侧电压U_dc'，检测跟踪控制后的的逆变器 组直流侧电压U_dc'是否稳定，若不稳定，则一直等待跟踪控制后的逆变器组 直流侧电压U_dc'稳定；待跟踪控制后的逆变器组直流侧电压U_dc'稳定后，记稳 定后的逆变器组直流侧电压给定值为U_dc2 ^*，并将稳定后的逆变器组直流侧电 压给定值U_dc2 ^*修改为额定工作电压值U_dc”，即U_dc2 ^*＝U_dc”；

至此整个大功率高升压比光伏直流变流器启动结束；

所述额定工作电压值U_dc”指的是所述大功率高升压比光伏直流变流器在 额定工况运行下逆变器组直流侧的电压值。

相对于现有技术，本发明的有益效果是：

1.大功率高升压比光伏直流变流器启动的时候无需从电网取电，能够直 接通过光伏阵列输出的电压进行启动。

2.大功率高升压比光伏直流变流器启动的时候，BOOST电路与逆变器之 间的通信无需传递电气信息，只需传递状态信息，易于工程实现。

3.大功率高升压比光伏直流变流器启动的时候，都是单一控制变量改变， 控制的稳定性提高，能实现平稳启动。

附图说明

图1是本发明的一种大功率高升压比光伏直流变流器拓扑结构图。

图2是本发明的大功率高升压比光伏直流变流器启动控制方法流程图。

图3是本发明实施例启动过程中逆变器组直流侧电压仿真波形。

图4是本发明实施例启动过程中逆变器组交流侧电压仿真波形。

具体实施方式

图1是本发明大功率高升压比光伏直流变流器拓扑结构。所述的大功率 高升压比光伏直流变流器包括一个BOOST升压电路组、一个逆变器组、一个24 脉波升压变压器、四个三相二极管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其 中：

所述BOOST升压电路组包括M个结构相同的BOOST升压电路，每个BOOST 升压电路的前级均与一个光伏阵列通过一个开关相连接，即M个BOOST升压 电路分别通过M个开关与M个光伏阵列相连接，M个BOOST升压电路输出侧 并联，并且与逆变器组的直流侧正负母线相连接；在M个结构相同的BOOST 升压电路中选取任一个BOOST升压电路记为BOOST升压电路1，所述BOOST 升压电路1的输入侧和输出侧之间并联了一个缓启电阻R和缓启开关K_x，BOOST升压电路1所对应的光伏阵列记为光伏阵列1。在每一个BOOST升压电 路中包括一个电感，一个开关管，一个二极管和输出的稳压电容，即M个BOOST 升压电路包括M个电感，M个开关管、M个二极管和M个输出的稳压电容。

所述逆变器组中包括N个三电平三桥臂逆变桥和对应的N个拓扑结构相 同的LCL滤波电路，每个三电平三桥臂逆变桥和其对应的LCL滤波电路组成 一个逆变器；在N台逆变器中，1台逆变器记为主控逆变器，其余N-1台记 为从控逆变器，N台逆变器直流侧相并联后与逆变器组的直流侧正负母线相 连接，N台逆变器交流侧经过LCL滤波电路后并联连接，并联后与所述24脉 波升压变压器的原边侧相连接；所述24脉波升压变压器的副边侧与所述四 个三相二极管整流桥的输入端连接，所述四个三相二极管整流桥的后级经过 高压滤波电路后并入直流电网。

所述M与N均为正整数，M与N可以相等，也可以不相等。

另外，由图1可见，M个光伏阵列的输出开路电压分别记为U_pv1,U_pv2,U_pv3… U_pvM，M个光伏阵列与M个BOOST升压电路相连接的开关分别记为K_y1，K_y2， K_y3…K_yM，M个BOOST升压电路中的电感分别记为L₁，L₂，L₃…L_M，M个BOOST 升压电路中的开关管分别记为S₁，S₂，S₃…S_M，M个BOOST升压电路中的二极 管分别记为D₁，D₂，D₃…D_M，M个BOOST升压电路中的输出电容分别记为C₁， C₂，C₃…C_M，逆变器组的直流侧电压记为U_dc，主控逆变器交流侧桥臂侧滤波 电感记为L_x，主控逆变器网侧滤波电感记为L_y，主控逆变器滤波电容记为 C_z，M个从控逆变器交流侧桥臂侧滤波电感分别记为L_x1、L_x2…L_xN-1，M个从 控逆变器网侧滤波电感分别记为记为L_y1、L_y2…L_yN-1，M个从控逆变器滤波电 容分别记为记为C_z1、C_z2…C_zN-1，变压器记为T，二个高压滤波电感分别记为 L_dc1和L_dc2。

本发明实施时的有关电气参数设置如下：

在BOOST升压电路组中，M＝1，L＝0.021mH，C＝9.3mF；逆变器组中， N＝4，L_x1＝L_x2＝L_x3＝L_x2＝0.07mH，L_y1＝L_y2＝L_y3＝L_y4＝0.09mH， C_z1＝C_z2＝C_z3＝C_z3＝68μF；变压器额定功率为500KW，L_dc1＝L_dc2＝0.1mH；额定工作 电压U_dc”＝820V，直流电网电压为±35KV。所述额定工作电压U_dc”指的是所述 大功率高升压比光伏直流变流器在额定工况运行下逆变器组直流侧的电压。

所述启动控制方法的步骤如下：

步骤1，逆变器组启动；

断开M个BOOST升压电路与M个光伏阵列相连接的M个开关，即M个BOOST 升压电路都不工作，然后闭合缓启开关K_x，光伏阵列1的开路电压U_pv1通过 缓启电阻R直接接到逆变器组的直流侧，检测逆变器组直流侧电压U_dc是否到 达设定电压值：若未到达设定电压值，则一直检测逆变器组直流侧电压U_dc是 否到达设定电压值，待逆变器组直流侧电压U_dc到达设定电压值时，闭合M 个BOOST升压电路与M个光伏阵列相连接的M个开关，即接入M个BOOST升 压电路，再断开缓启开关K_x，使得逆变器组开始工作，并通过主从控制使逆 变器组直流侧电压U_dc稳定在光伏阵列1的开路电压U_pv1，记逆变器组直流侧 电压给定值为U_dc1 ^*，U_dc1 ^*＝U_pv1。在本实施例中，U_pv1＝750V。

所述使得逆变器组开始工作，并通过主从控制使逆变器组直流侧电压U_dc稳定在光伏阵列1的开路电压U_pv1的具体实现方式包括：

步骤1.1，采样及坐标变换；

所述采样包括对逆变器组直流侧电压U_dc、主控逆变器的采样和对从控逆 变器的采样；

首先对逆变器组直流侧电压U_dc进行采样；

对主控逆变器采集以下数据：主控逆变器变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c，主 控逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc；

将N-1台中的任一台从控逆变器记为从控逆变器i，i＝1,2...N-1，对从 控逆变器i采集以下数据：从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci，从控逆 变器i变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：

对主控逆变器变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c和主控逆变器桥臂侧电感电流 i_La,i_Lb,i_Lc分别进行旋转坐标变换得到主控逆变器变压器侧交流电压的dq分量 U_d,U_q和主控逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq；

对从控逆变器i变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci和从控逆变器i桥臂侧电感电 流i_Lai,i_Lbi,i_Lci分别进行旋转坐标变换得到从控逆变器i变压器侧交流电压的dq 分量U_di,U_qi和从控逆变器i桥臂侧电感电流的dq分量I_Ldi,I_Lqi。

步骤1.2，将步骤1.1采样得到的逆变器组直流侧电压U_dc和逆变器组直 流侧电压给定值U_dc1 ^*，经过直流侧电压控制方程得到主控逆变器的有功电流 指令同时根据步骤1.1得到的主控逆变器变压器侧交流电压的dq分量 U_d,U_q，经过幅值计算后得到电压幅值U_c；再根据给定的主控逆变器变压器 侧交流电压指令通过电压下垂控制方程得到主控逆变器的无功电流指令 并将该无功电流指令作为从控逆变器i的基准有功无功电流参考指令。

直流侧电压控制方程为：

幅值计算方程为：

电压下垂控制方程为：

其中，K_{p_dc}为直流电压外环比例控制系数、K_{i_dc}为直流电压外环积分控 制系数，τ为滤波时间常数，n为下垂控制系数，s为拉普拉斯算子。

直流侧电压控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能。 在本实施例中，取K_{p_dc}＝5，K_{i_dc}＝100。交流侧电压幅值计算的滤波时间常数 主要考虑滤除高次谐波分量，并保持系统稳定性。一般取τ≤2e^-2s。在本实施 例中，取τ＝0.005。交流侧电压下垂控制方程的比例系数主要考虑保持滤波电 容电压幅值在变压器额定幅值的±10％之内，在本实施例中，取n＝2。

步骤1.3，经过有功功率计算方程计算得到来自主控逆变器的有功功率 指令P^*和从控逆变器i的有功功率P_i，经过无功功率计算方程计算得到主控 逆变器的无功功率指令Q^*和从控逆变器i的无功功率Q_i。

有功功率计算方程为：

P_i＝U_di×I_Ldi+U_qi×I_Lqi

无功功率计算方程为：

Q_i＝U_di×I_Lqi-U_qi×I_Ldi

步骤1.4，根据步骤1.3得到的来自主控逆变器的有功功率指令P^*和主 控逆变器的无功功率指令Q^*、从控逆变器i的有功功率P_i和从控逆变器i的 无功功率Q_i，经过功率控制方程得到从控逆变器i的有功电流指令和从控 逆变器i的无功电流指令所述功率控制方程为：

其中，K_{p_aci}为从控逆变器i的功率环比例控制系数，K_{i_aci}为从逆变器i 的功率环积分控制系数。

从控逆变器功率控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和稳态性 能；在本实施例中，取K_{p_aci}＝0.0001，K_{i_aci}＝0.5。

步骤1.5，根据步骤1.1得到的主控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量 I_Ld,I_Lq和从控逆变器i桥臂侧电感电流dq的分量I_Ldi,I_Lqi、步骤1.2得到的主 控逆变电流指令步骤1.4得到的从控逆变器i的有功电流指令和 从控逆变器i的无功电流指令经过电流控制方程得到主控逆变器和从控 逆变器i的控制信号，所述电流控制方程为：

其中，u_d为主控逆变器的电压控制信号d轴分量，u_q为主控逆变器的电 压控制信号q轴分量，u_di为从控逆变器i的电压控制信号d轴分量，u_qi为 从控逆变器i的电压控制信号q轴分量，K_p为主控逆变器的电流环比例控制 系数，K_pi为从控逆变器i的电流环比例控制系数，K_i为主控逆变器的电流 环积分控制系数，K_ii为从控逆变器i的电流环积分控制系数，K_r为主控逆 变器的谐振控制器比例系数，K_ri为从控逆变器i的谐振控制器比例系数，G_i为主控逆变器的品质因子，ω₀为从控逆变器i的滤波频率，G_ii为从控逆变器 i的品质因子。

通过步骤1.1～步骤1.5的主从控制，使得逆变器组中的主控逆变器和 从控逆变器顺利启动，使得逆变器组的直流侧电压U_dc稳定在光伏阵列1的开 路电压750V。

电流控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本 实施例中，取K_p＝K_pi＝0.2，K_i＝K_ii＝50，K_r＝K_ri＝50，G_i＝G_ii＝50。

步骤2，逆变器组工作后，控制BOOST升压电路组开始工作，实现对每 个光伏阵列输出的最大功率点进行跟踪控制；

步骤3，记BOOST升压电路组开启后并完成步骤2后的逆变器组直流侧 电压为跟踪控制后的逆变器组直流侧电压U_dc'，检测跟踪控制后的的逆变器 组直流侧电压U_dc'是否稳定，若不稳定，则一直等待跟踪控制后的逆变器组 直流侧电压U_dc'稳定；待跟踪控制后的逆变器组直流侧电压U_dc'稳定后，记稳 定后的逆变器组直流侧电压给定值为U_dc2 ^*，并将稳定后的逆变器组直流侧电 压给定值U_dc2 ^*修改为额定工作电压值U_dc”，即U_dc2 ^*＝U_dc”；

所述额定工作电压值U_dc”指的是所述大功率高升压比光伏直流变流器在 额定工况运行下逆变器组直流侧的电压值。

在本实施例中，额定工作电压U_dc”＝820V。即在本实施例中，将逆变器组 的直流侧输入电压给定值由原来的光伏阵列1的开路电压值750V调整为大功 率高升压比光伏直流变流器在额定工况运行下逆变器组直流侧电压值820V。 至此，至此整个大功率高升压比光伏直流变流器启动结束。即大功率高升压 比光伏直流变流器在额定工作电压值并在最大功率点运行。

图3给出了本发明实施例启动过程中逆变器组直流侧电压仿真波形，图 4给出了本发明实施例启动过程中逆变器组交流侧电压仿真波形。从图3和 图4可以看出，大功率高升压比光伏直流变流器快速、平稳、有效启动。

Claims (1)

1.一种大功率高升压比光伏直流变流器启动控制方法，其特征在于，所述的大功率高升压比光伏直流变流器包括一个BOOST升压电路组、一个逆变器组、一个24脉波升压变压器、四个三相二极管整流桥以及对应的两个高压滤波电路，其中：

所述BOOST升压电路组包括M个结构相同的BOOST升压电路，每个BOOST升压电路的前级均与一个光伏阵列通过一个开关相连接，即M个BOOST升压电路分别通过M个开关与M个光伏阵列相连接，M个BOOST升压电路输出侧并联，并且与逆变器组的直流侧正负母线相连接；在M个结构相同的BOOST升压电路中选取任一个BOOST升压电路记为BOOST升压电路1，所述BOOST升压电路1的输入侧和输出侧之间并联了一个缓启电阻R和缓启开关K_x，BOOST升压电路1所对应的光伏阵列记为光伏阵列1；

所述逆变器组中包括N个三电平三桥臂逆变桥和对应的N个拓扑结构相同的LCL滤波电路，每个三电平三桥臂逆变桥和其对应的LCL滤波电路组成一个逆变器；在N台逆变器中，1台逆变器记为主控逆变器，其余N-1台记为从控逆变器，N台逆变器直流侧相并联后与逆变器组的直流侧正负母线相连接，N台逆变器交流侧经过LCL滤波电路后并联连接，并联后与所述24脉波升压变压器的原边侧相连接；所述24脉波升压变压器的副边侧与所述四个三相二极管整流桥的输入端连接，所述四个三相二极管整流桥的后级经过高压滤波电路后并入直流电网；所述M与N均为正整数；

所述启动控制方法的步骤如下：

步骤1，逆变器组启动；

断开M个BOOST升压电路与M个光伏阵列相连接的M个开关，即M个BOOST升压电路都不工作，然后闭合缓启开关K_x，光伏阵列1的开路电压U_pv1通过缓启电阻R直接接到逆变器组的直流侧，检测逆变器组直流侧电压U_dc是否到达设定电压值：若未到达设定电压值，则一直检测逆变器组直流侧电压U_dc是否到达设定电压值，待逆变器组直流侧电压U_dc到达设定电压值时，闭合M个BOOST升压电路与M个光伏阵列相连接的M个开关，接入M个BOOST升压电路，再断开缓启开关K_x，使得逆变器组开始工作，并通过主从控制使逆变器组直流侧电压U_dc稳定在光伏阵列1的开路电压U_pv1，记逆变器组直流侧电压给定值为U_dc1 ^*，U_dc1 ^*＝U_pv1；

所述使得逆变器组开始工作，并通过主从控制使逆变器组直流侧电压U_dc稳定在光伏阵列1的开路电压U_pv1的具体实现方式包括：

步骤1.1，采样及坐标变换；

所述采样包括对逆变器组直流侧电压U_dc、主控逆变器的采样和对从控逆变器的采样；

首先对逆变器组直流侧电压U_dc进行采样；

对主控逆变器采集以下数据：主控逆变器变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c，主控逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc；

将N-1台中的任一台从控逆变器记为从控逆变器i，i＝1,2...N-1，对从控逆变器i采集以下数据：从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci，从控逆变器i变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：

对主控逆变器变压器侧交流电压u_a,u_b,u_c和主控逆变器桥臂侧电感电流i_La,i_Lb,i_Lc分别进行旋转坐标变换得到主控逆变器变压器侧交流电压的dq分量U_d,U_q和主控逆变器桥臂侧电感电流的dq分量I_Ld,I_Lq；

对从控逆变器i变压器侧交流电压u_ai,u_bi,u_ci和从控逆变器i桥臂侧电感电流i_Lai,i_Lbi,i_Lci分别进行旋转坐标变换得到从控逆变器i变压器侧交流电压的dq分量U_di,U_qi和从控逆变器i桥臂侧电感电流的dq分量I_Ldi,I_Lqi；

步骤1.2，将步骤1.1采样得到的逆变器组直流侧电压U_dc和逆变器组直流侧电压给定值U_dc1 ^*，经过直流侧电压控制方程得到主控逆变器的有功电流指令同时根据步骤1.1得到的主控逆变器变压器侧交流电压的dq分量U_d,U_q，经过幅值计算后得到电压幅值U_c；再根据给定的主控逆变器变压器侧交流电压指令通过电压下垂控制方程得到主控逆变器的无功电流指令并将该无功电流指令作为从控逆变器i的基准有功无功电流参考指令；

直流侧电压控制方程为：

幅值计算方程为：

电压下垂控制方程为：

其中，K_{p_dc}为直流电压外环比例控制系数、K_{i_dc}为直流电压外环积分控制系数，τ为滤波时间常数，n为下垂控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤1.3，经过有功功率计算方程计算得到来自主控逆变器的有功功率指令P^*和从控逆变器i的有功功率P_i，经过无功功率计算方程计算得到主控逆变器的无功功率指令Q^*和从控逆变器i的无功功率Q_i；

有功功率计算方程为：

P_i＝U_di×I_Ldi+U_qi×I_Lqi

无功功率计算方程为：

Q_i＝U_di×I_Lqi-U_qi×I_Ldi

步骤1.4，根据步骤1.3得到的来自主控逆变器的有功功率指令P^*和主控逆变器的无功功率指令Q^*、从控逆变器i的有功功率P_i和从控逆变器i的无功功率Q_i，经过功率控制方程得到从控逆变器i的有功电流指令和从控逆变器i的无功电流指令所述功率控制方程为：

其中，K_{p_aci}为从控逆变器i的功率环比例控制系数，K_{i_aci}为从逆变器i的功率环积分控制系数；

步骤1.5，根据步骤1.1得到的主控逆变器桥臂侧电感电流dq的分量I_Ld,I_Lq和从控逆变器i桥臂侧电感电流dq的分量I_Ldi,I_Lqi、步骤1.2得到的主控逆变电流指令步骤1.4得到的从控逆变器i的有功电流指令和从控逆变器i的无功电流指令经过电流控制方程得到主控逆变器和从控逆变器i的控制信号，所述电流控制方程为：

其中，u_d为主控逆变器的电压控制信号d轴分量，u_q为主控逆变器的电压控制信号q轴分量，u_di为从控逆变器i的电压控制信号d轴分量，u_qi为从控逆变器i的电压控制信号q轴分量，K_p为主控逆变器的电流环比例控制系数，K_pi为从控逆变器i的电流环比例控制系数，K_i为主控逆变器的电流环积分控制系数，K_ii为从控逆变器i的电流环积分控制系数，K_r为主控逆变器的谐振控制器比例系数，K_ri为从控逆变器i的谐振控制器比例系数，G_i为主控逆变器的品质因子，ω₀为从控逆变器i的滤波频率，G_ii为从控逆变器i的品质因子；

通过步骤1.1～步骤1.5的主从控制，使得逆变器组中的N台逆变器顺利启动；

步骤2，逆变器组工作后，控制BOOST升压电路组开始工作，实现对每个光伏阵列输出的最大功率点进行跟踪控制；

步骤3，记BOOST升压电路组开启后并完成步骤2后的逆变器组直流侧电压为跟踪控制后的逆变器组直流侧电压U_dc'，检测跟踪控制后的的逆变器组直流侧电压U_dc'是否稳定，若不稳定，则一直等待跟踪控制后的逆变器组直流侧电压U_dc'稳定；待跟踪控制后的逆变器组直流侧电压U_dc'稳定后，记稳定后的逆变器组直流侧电压给定值为U_dc2 ^*，并将稳定后的逆变器组直流侧电压给定值U_dc2 ^*修改为额定工作电压值U_dc”，即U_dc2 ^*＝U_dc”；

至此整个大功率高升压比光伏直流变流器启动结束；

所述额定工作电压值U_dc”指的是所述大功率高升压比光伏直流变流器在额定工况运行下逆变器组直流侧的电压值。