CN103151785B - 一种兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法。针对单台变流器，采用下垂控制计算并合成变流器输出参考电压；通过将阻容性虚拟复阻抗引入到变流器的输出电流反馈中，使变流器的等效输出阻抗成阻容性，其中，容性分量实现变流器的快速无功支撑，阻性分量抑制变流器输出阻抗和电网阻抗间的谐振，减少基波环流和谐波环流；通过电压电流控制环，进一步增强系统稳定性和控制精度，实现功率精确分配。本发明解决了现有方法功率均分精度不高、环流较大且电压波动较大的问题，可应用到工业特种电源、新能源发电并联控制系统中。

Description

一种兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法

技术领域

本发明涉及工业特种电源、新能源发电中的多变流器并联技术领域，特别是一种兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法。

背景技术

目前，越来越多的分布式发电和可再生能源（如风能、太阳能等）通过变流器，再连接至公共电网或本地负荷。另外，在大功率工业加工电源装置中，通常也需要有多个变流器模块进行并联构成多变流器并联环境，从而实现大电流输出。然而由于电力电子功率器件的耐压和载流限制，多变流器并联运行引起的变流器间环流和功率分配问题必将影响微电网的电压稳定。如何解决多变流器并联运行中的环流抑制和功率精确分配问题日益成为研究的热点和难点。

针对未来电网对分布式微源的“即插即用”需求，传统下垂控制法被提出并应用到多变流器并联控制系统中，使其具备变流器并联功率自主分配特性。传统的下垂控制方法一般将变流器的输出阻抗设计成感性，但在低电压微电网中，由于变流器输出阻抗、连接线路阻抗差异，应用传统下垂控制法易导致系统功率分担的精确性变差，系统稳定性变弱，变流器间环流增大。

虚拟阻抗技术的引入使变流器能改变其输出阻抗幅频特性，将变流器输出阻抗进行重新设计，从而构成阻性（R型）、感性（L型）、阻感性（RL型）变流器，以满足不同的需求，并取得了较好的控制效果。但由于变流器不具备大惯性，且随着非线性负荷、阻感性电机等冲击负荷的大量接入，并联变流器的输出电压会随着负荷功率或交换功率需求变化而快速波动，不利于系统电压的稳定。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法，解决现有方法应用于多变流器并联均流控制时，功率均分精度不高、环流较大且电压波动较大的问题。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法，包括多变流器并联系统，所述多变流器并联系统包括若干个并联的变流器，所述变流器包括直流储能电容、逆变电路、LC滤波电路、采样调理电路、锁相环电路、控制器、驱动保护电路，所述直流储能电容、逆变电路、LC滤波电路依次连接，所述LC滤波电路通过线路阻抗接入交流母线；所述采样调理电路输入端与所述LC滤波电路连接；所述控制器与所述驱动保护电路输入端、采样调理电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与所述交流母线连接；所述逆变电路包括两个并联的桥臂，所述桥臂由两个全控型功率器件串联组成，所述驱动保护电路驱动所述逆变电路中的全控型功率器件，该方法为：

1）在每个采样周期的起始点，采样调理电路对LC滤波电路电容电压u_o、滤波电容电流i_c、线路电流i_o分别进行采样，然后将采样数据送给DSP控制器进行处理；

2）将LC滤波电路电容电压u_o移相90°后，与线路电流i_o相乘得到虚拟瞬时无功功率q，虚拟瞬时无功功率q经数字带通滤波得到无功功率平均值Q；LC滤波电路电容电压u_o与线路电流i_o相乘得到瞬时有功功率p，瞬时有功功率p经数字低通滤波得到有功功率平均值P；

3）将变流器输出电压幅值参考值E^*、角频率参考值ω^*，以及滤波得到的有功功率平均值P、无功功率平均值Q进行下垂控制运算，得到变流器输出电压有效值E和角频率ω；

4）由变流器输出电压的有效值E、角频率ω，以及锁相环电路输出的同步相角

合成参考电压u^* _r，u^* _r的计算公式为：

5）引入虚拟电阻分量和虚拟容抗分量，将参考电压u^* _r减去线路电流i_o与虚拟阻容性阻抗的乘积，得到LC滤波电路电容电压参考值u_r；

6）将u_r和u_o作为PID控制器的输入，得到LC滤波电路电容电流的参考值i_r；

7）引入LC滤波电路电容电压前馈环节k_Uu_o，得到参考电流i_c ^*＝i_r+k_uu_o，其中，k_u为电压反馈系数；

8）将

与LC滤波电路电容电流反馈信号k_ci_c进行比例调节，得到SPWM调制波信号D，其中：

，k_c为电容电流反馈系数，k_pc为电容电流环比例增益；

9）将SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到全控型功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制全控型功率器件的开通与关断。

所述步骤2）中，无功功率平均值Q、有功功率平均值P的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\\ Q={\mathrm{\ω}}_o\frac{s}{(s+{\mathrm{\τ}}^{-1})(s+{\mathrm{\ω}}_o)}q\end{array}\right.,$

其中，ω_o为数字低通滤波器的截止频率，τ为暂态下垂时间常数，s为复频率。

所述步骤3）中，输出电压有效值E和角频率ω的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+\mathrm{mQ}+\mathrm{nP}\\ E=E^{*}+\mathrm{mQ}-\mathrm{nP}\end{array}\right.,$

其中，m、n分别为下垂控制系数。

所述步骤5）中，引入的虚拟阻容性阻抗Z_v表达式为：

$Z_v\left(s\right)=R_D+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v},$

其中，R_D为虚拟电阻分量，C_v为虚拟容抗分量。

所述步骤5）中，LC滤波电路电容电压参考值u_r的表达式为：

$u_r={u^{*}}_r-(R_D+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v})i_o,$

其中：R_D和C_v的选取满足以下关系：

R_D>>R_line，R_D>>R_s，1/sC_v>>sL_s

其中，R_line为线路电阻，L_s为LC滤波电路滤波电感值，R_s为L_s的等效串接电阻。

LC滤波电路电容电流的参考值i_r表达式为：

$i_r=u_r+k_P(u_r-u_o)+k_I\∫(u_r-u_o)\mathrm{dt}++k_D\frac{d}{\mathrm{dt}}(u_r-u_o),$

其中，k_P、k_I、k_D分别为PID控制器的比例系数、积分系数和微分系数。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明引入了含有虚拟电阻分量和虚拟容抗分量的虚拟复阻抗（即虚拟阻容性阻抗），使变流器等效输出阻抗成阻容性；本发明提出了该类变流器并联的多环功率精确分配方法，包括功率下垂控制，虚拟阻抗控制及输出电压电流控制，该控制方法可实现变流器在公共连接点处的无功功率快速支撑，从而保持系统电压稳定，具备较强稳压能力，并可抑制变流器输出阻抗和电网阻抗间的谐振，进一步降低电压畸变，有效改善公共节点处的电压质量。

附图说明

图1为本发明一实施例多变流器并联系统结构示意图；

图2为本发明一实施例控制框图；

图3为本发明一实施例下垂控制器结构示意图；

图4为本发明一实施例引入虚拟复阻抗的电压控制示意图；

图5为本发明一实施例基于虚拟复阻抗技术的电压电流控制框图；

图6为本发明一实施例采用兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法的两变流器并联仿真波形图；图6（a）为两并联变流器带1.8kVA的阻感性型负载，其中感性无功为760Var时的输出电压波形和环流波形；图6（b）为两并联变流器带非线性整流桥负载时的输出电压、电流及环流波。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例多变流器并联系统包括若干个并联的变流器，所述变流器包括直流储能电容、逆变电路、LC滤波电路、采样调理电路、锁相环电路、控制器、驱动保护电路（见实用新型专利“一种高频光伏并网发电系统”，[ZL201120462487.7]），所述直流储能电容、逆变电路、LC滤波电路依次连接，所述LC滤波电路通过线路阻抗接入交流母线；所述采样调理电路输入端与所述LC滤波电路连接；所述控制器与所述驱动保护电路输入端、采样调理电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与交流母线连接；所述逆变电路包括两个并联的桥臂，所述桥臂由两个全控型功率器件串联组成，所述驱动保护电路驱动所述逆变电路中的全控型功率器件。电感L和电容C组成逆变电路交流侧滤波电路，用来滤除逆变电路交流侧产生的高频谐波。U_dc为变流器直流侧电压，u_inv为变流器交流侧电压，i_o为线路电流，i_L为电感电流，i_c为电容电流，u_o为输出滤波电容电压，

为同步相角。

图1中，Z_line是线路阻抗，包括线路电阻R_line和线路电抗X_line，即Z_line=R_line+X_line。

全控型功率器件可以采用IGBT，控制器采用DSP控制器。

本发明的兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法如下：

1）在每个采样周期的起始点，采样调理电路将LC滤波电路输出滤波电容电压u_o和滤波电容电流i_c、线路电流i_o分别进行采样，采样数据送给DSP控制器进行处理；

2）LC滤波电路滤波电容电压u_o、线路电流i_o，变流器空载输出电压幅值参考值E^*和空载角频率参考值ω^*作为功率下垂控制器的输入，通过下垂控制算法得到变流器输出参考电压u^* _r，其具体步骤如下：

（1）将LC滤波电路电容电压u_o移相90°后，与线路电流i_o相乘得到q，LC滤波电路电容电压u_o与线路电流i_o相乘得到p，经数字低通滤波得到有功功率平均值P、经数字带通滤波得到无功功率平均值Q，其表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\\ Q={\mathrm{\ω}}_o\frac{s}{(s+{\mathrm{\τ}}^{-1})(s+{\mathrm{\ω}}_o)}q\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，ω_o为数字低通滤波器的截止频率，τ为暂态下垂时间常数；

（2）变流器输出电压幅值参考值E^*和角频率参考值ω^*与滤波得到的有功功率平均值P和无功功率平均值Q进行下垂控制运算得到输出电压有效值E和角频率ω，下垂控制算法表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+\mathrm{mQ}+\mathrm{nP}\\ E=E^{*}+\mathrm{mQ}-\mathrm{nP}\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，m、n分别为下垂控制系数；

（3）由电压的有效值E和角频率ω以及锁相环电路输出的同步相角

合成参考电压u^* _r，其计算公式为：

3）参考电压u^* _r、变流器输出滤波电容电压u_o、线路电流i_o、滤波电容电流i_c作为多环电压控制器的输入，通过多环电压控制算法计算出SPWM调制占空比D，其具体实现过程为：

（1）引入虚拟电阻分量和虚拟容抗分量，将参考电压u^* _r减去线路电流i_o与虚拟阻容性阻抗的积，得到LC滤波电路电容电压参考值u_r，引入虚拟阻容性阻抗的表达式为：

$Z_v\left(s\right)=R_D+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v}---\left(4\right)$

其中，R_D为虚拟电阻分量，C_v为虚拟容抗分量；

引入虚拟复阻抗后LC滤波电路电容电压参考值为：

$u_r={u^{*}}_r-(R_D+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v})i_o---\left(5\right)$

R_D和C_v的选取应满足：

R_D>>R_line，R_D>>R_s，1/sC_v>>sL_s              （6）其中，R_linei为线路电阻，L_s为输出滤波电感值，R_s为串接电阻。

（2）将u_r和u_o作为PID控制器的输入，得到LC滤波电路电容电流的参考值i_r；

（3）引入LC滤波电路电容电压前馈环节k_Uu_o，得到参考电流i_c ^*＝i_r+k_uu_o；

（4）

与LC滤波电路电容电流反馈信号k_ci_c进行比例调节，得到SPWM调制波信号 $D=k_{\mathrm{pc}}(i_c^{*}-k_c{i}_c);$

（5）SPWM调制波和三角载波进行双极性调制，得出全控型功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制全控型功率器件的开通与关断。

图2为发明的兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法框图。主要由功率下垂控制环、电压电流环、虚拟阻抗环构成。变流器实际输出电压u_o、线路电流i_o、空载角频率参考值ω^*、空载输出电压幅值参考值E^*作为下垂控制器的输入，通过下垂控制方法计算出变流器输出参考电压u^* _r；通过在输出电流反馈中引入虚拟阻抗环，得到参考电压u_r；电压电流控制器的计算得出SPWM调制波D，从而控制逆变电路全控型功率器件的通断；逆变电路输出电压u_inv经过LC滤波电路进行滤波，得到实际的变流器输出电压u_o。

图3为下垂控制器结构示意图。仅考虑线路阻抗Z_line的影响，可将变流器等效为电压源E_i∠δ_i与等效输出阻抗Z_oi∠φ_i串联，变流器传输的有功功率和无功功率分别为：

$P_i=\frac{1}{Z_{\mathrm{oi}}+Z_{\mathrm{linei}}}[(E_i{U}_L\cos {\mathrm{\δ}}_i-U_L^2)\cos {\mathrm{\φ}}_i+E_i{U}_L\sin {\mathrm{\δ}}_i\sin {\mathrm{\φ}}_i]$                           （7）

$Q_i=\frac{1}{Z_{\mathrm{oi}}+Z_{\mathrm{linei}}}[(E_i{U}_L\cos {\mathrm{\δ}}_i-U_L^2)\sin {\mathrm{\φ}}_i+E_i{U}_L\sin {\mathrm{\δ}}_i\cos {\mathrm{\φ}}_i]$

式中，φ_i为传输阻抗的阻抗角；U_L为母线电压；线路阻抗Z_line=R_line+jX_line；变流器等效输出阻抗Z_oi=R_oi+jX_oi。这表明输出有功功率和无功功率与输出电压幅值和频率都有关。通过引入不同的虚拟阻抗，并在适当的控制方式下，可使变流器的等效输出阻抗呈现不同特性，且由不同的输出阻抗角决定下垂特性。在低压线路中，由于线路电阻R_linei>>X_linei，因此，传输阻抗角φ_i主要由等效输出阻抗角决定。表1分别给出5种输出阻抗类型（R型、L型、C型、RL型、RC型）变流器对应的功率表达式和下垂控制方程。ω^*为空载角频率参考值；E^*为空载输出电压幅值参考值；m_i和n_i分别为频率和电压的下垂增益。

表1功率表达式和下垂控制方程

为了计算变流器输出的瞬时有功功率和无功功率，需构造两相正交电压向量。首先将u_o移相90°后，与线路电流i_o相乘得到虚拟的瞬时无功功率q，u_o与线路电流i_o相乘得到瞬时有功功率p，p和q分别通过低通滤波和带通滤波后得到平均有功功率P和平均无功功率Q：

$\left\{\begin{array}{c}Q={\mathrm{\ω}}_o\frac{s}{(s+{\mathrm{\τ}}^{-1})(s+{\mathrm{\ω}}_o)}q\\ P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\end{array}\right.---\left(8\right)$

式中，ω_o为低通滤波器的截止频率，τ为暂态下垂时间常数，0.95<τ<1。利用带通滤波可将无功功率中的直流分量滤除，在负载动态变化时，各并联变流器输出频率与参考频率保持一致，可实现并联系统稳态输出频率的无差控制。

下垂系数根据电力系统中频率和电压波动范围进行选择。根据表1，当逆变电路等效输出阻抗呈阻容性时，下垂控制方程如下：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&omega;}={\mathrm{\&omega;}}^{*}+\mathrm{mQ}+\mathrm{nP}\\ E=E^{*}+\mathrm{mQ}-\mathrm{nP}\end{array}\right.---\left(9\right)$

逆变电路输出的合成参考电压u^* _r表示为

式中，相角

为预同步相位信号。

图4所示为引入虚拟复阻抗的电压控制框图。由图1中所示关系，考虑到开关周期T_s一般很小，则可近似用各变量的瞬时值替代其在T_s的平均值，由此可得

$L_s\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{inv}}-u_o-R_s{i}_L---\left(11\right)$

$C\frac{{\mathrm{du}}_o}{\mathrm{dt}}=i_C=i_L-i_o---\left(12\right)$

联立得：

$L_{s}C\frac{d^2{u}_o}{\mathrm{dt}}+R_{s}C\frac{{\mathrm{du}}_o}{\mathrm{dt}}+u_o+L_s\frac{{\mathrm{di}}_o}{\mathrm{dt}}+R_s{i}_o=u_{\mathrm{inv}}---\left(13\right)$

假定G(s)为电压控制环节的等效增益，则

$u_o=u_{\mathrm{inv}}-Z_o\left(s\right)i_o=G\left(s\right)u_r-Z_o\left(s\right)i_o---\left(14\right)$

式中，Z_o(s)为变流器等效输出阻抗。

为使变流器的等效输出阻抗呈阻容性，以变流器输出电流为反馈量，引入含阻性分量和容性分量的虚拟复阻抗Z_v(s)，为

$Z_v\left(s\right)=R_D+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v}---\left(15\right)$

式中，R_D为虚拟电阻分量，C_V为虚拟容抗分量。

引入虚拟复阻抗后，由图4：

u_r＝u^* _r-Z_v(s)i_o                              (16)

联立式（14）、（16）可得

u_o＝G(s)u^* _r-(Z_v(s)G(s)+Z_o(s))i_o

＝G(s)u^* _r-Z′_o(s)i_o                            (17)

式中，Z_o′(s)即为虚拟阻抗引入后的等效输出阻抗，通过选取合适的参数R_D和C_V，可满足

$Z_o^{\&prime;}\left(s\right)\&ap;Z_o^{\&prime;}\left(s\right)=R_D+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v}---\left(18\right)$

显然，当R_D、C_V均足够小时，Z′_o(s)≈1/sC_v，即变流器的等效输出阻抗近似为纯容性，称为容性变流器（C型变流器）。为了进一步抑制变流器输出阻抗和电网阻抗间的谐振，适当选取较大的虚拟电阻分量R_D，使得变流器等效输出阻抗呈阻容性（RC型变流器）。由于R_line和R_s相对较小，选取R_D应满足：R_D>>R_line，R_D>>R_s。当R_D取值较大时，空载输出电压降落幅度较大，从而影响并联系统的均流效果，因而R_D不宜取值过大。R_D和C_v的选取应满足：

R_D>>R_line，R_D>>R_s，1/sC_v>>sL_s             （19）

其中，R_linei为线路电阻，L_s为输出滤波电感值，R_s为L_s的等效串接电阻。

图5所示为基于虚拟复阻抗技术的电压电流控制框图，采用电压电流双闭环控制。其中，电压外环采用PID控制器，实现输出电压跟踪；电流内环采用电容电流比例调节，用来抑制电流波动和提高并联系统的动态性能，并引入电压前馈控制减少电压波动对电流内环的影响。k_pc为电流环比例增益，k_PWM为脉宽调制环节等效增益。为了尽量避免微分运算，从而使系统易于实现。电容电压的微分近似用电容电流i_c的运算来代替，即：

$\frac{{\mathrm{du}}_o}{\mathrm{dt}}=\frac{i_c}{C_o}---\left(20\right)$

在电压环中，电压反馈系数k_u=1，k_c=k_D/C。当不考虑电流内环时，u_inv可表示为

$u_{\mathrm{inv}}=u_r+k_P(u_r-u_o)+k_I\&Integral;(u_r-u_o)\mathrm{dt}++k_D\frac{d}{\mathrm{dt}}(u_r-u_o)---\left(21\right)$

式中，k_P、k_I、k_D分别为PID控制的比例系数、积分系数和微分系数。

联立式（16）、（21），则

$u_o=\frac{k_D{s}^2+(1+k_P)+k_I}{L_s{C}_o{s}^3+(R_s{C}_o+k_D)s^2+(1+k_P)s+k_I}{u}_r-\frac{L_s{s}^2+R_{s}s}{L_s{C}_o{s}^3+(R_s{C}_o+k_D)s^2+(1+k_P)s+k_I}{i}_o$

$=G\left(s\right)u_r-Z_o\left(s\right)i_o---\left(22\right)$

通过选取合适的控制参数，可使并联变流器系统达到很好的控制效果。

图6所示为采用兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法控制的两变流器并联输出电压及环流仿真波形图。变流器额定容量均为2.2kVA，载波频率设为12.8kHz，变流器1线路阻抗取值为0.12+j0.012Ω，变流器2线路阻抗取值为0.18+j0.032Ω。i_H为两变流器之间的环流，定义为i_H=(i₁-i₂)/2。t=0时刻，第1台变流器单独运行；t=0.05s时刻，第2台变流器接入；t=0.15s时刻，第1台变流器退出。图（a）为两并联变流器带1.8kVA的阻感性型负载，其中感性无功为760Var时的输出电压波形和环流波形；图（b）为两并联变流器带非线性整流桥负载时的输出电压、电流及环流波形。从输出电压、电流波形和两变流器间环流波形可知，当接入感性负荷时，本发明所提控制方法使无功补偿动态响应时间短，稳态环流幅值小，负荷功率均分精度得到明显提高，可快速支撑无功功率，维持输出电压的稳定，并有效的抑制了并联系统的环流，当接入非线性整流桥负荷时，电阻分量的引入使得变流器间谐波环流得到明显抑制，实现了谐波电流的均衡分配。

Claims (5)

1.一种兼具快速无功支撑的变流器并联环流抑制方法，包括多变流器并联系统，所述多变流器并联系统包括若干个并联的变流器，所述变流器包括直流储能电容、逆变电路、LC滤波电路、采样调理电路、锁相环电路、控制器、驱动保护电路，所述直流储能电容、逆变电路、LC滤波电路依次连接，所述LC滤波电路通过线路阻抗接入交流母线；所述采样调理电路输入端与所述LC滤波电路连接；所述控制器与所述驱动保护电路输入端、采样调理电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与所述交流母线连接；所述逆变电路包括两个并联的桥臂，所述桥臂由两个全控型功率器件串联组成，所述驱动保护电路驱动所述逆变电路中的全控型功率器件，该方法为：

1）在每个采样周期的起始点，采样调理电路对LC滤波电路电容电压u_o、滤波电容电流i_c、线路电流i_o分别进行采样，然后将采样数据送给控制器进行处理；

2）将LC滤波电路电容电压u_o移相90°后，与线路电流i_o相乘得到虚拟瞬时无功功率q，虚拟瞬时无功功率q经数字带通滤波得到无功功率平均值Q；LC滤波电路电容电压u_o与线路电流i_o相乘得到瞬时有功功率p，瞬时有功功率p经数字低通滤波得到有功功率平均值P；

3）将变流器输出电压幅值参考值E^*、角频率参考值ω^*，以及上述有功功率平均值P、无功功率平均值Q进行下垂控制运算，得到变流器输出电压有效值E和角频率ω；

4）由变流器输出电压的有效值E、角频率ω，以及锁相环电路输出的同步相角

合成参考电压u^* _r，u^* _r的计算公式为：

5）引入虚拟电阻分量和虚拟容抗分量，将参考电压u^* _r减去线路电流i_o与虚拟阻容性阻抗的乘积，得到LC滤波电路电容电压参考值u_r；

6）将u_r和u_o作为PID控制器的输入，得到LC滤波电路电容电流的参考值i_r；

7）引入LC滤波电路电容电压前馈环节k_Uu_o，得到参考电流i_c ^*=i_r+k_uu_o，其中，k_u为电压反馈系数；

8）将

与LC滤波电路电容电流反馈信号k_ci_c进行比例调节，得到SPWM调制波信号D，其中：

，k_c为电容电流反馈系数，k_pc为电容电流环比例增益；

9）将SPWM调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得到全控型功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制全控型功率器件的开通与关断；

其特征在于，所述步骤2）中，无功功率平均值Q、有功功率平均值P的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_o}{s+{\mathrm{\&omega;}}_o}p\\ Q={\mathrm{\&omega;}}_o\frac{s}{(s+{\mathrm{\&tau;}}^{-1})(s+{\mathrm{\&omega;}}_o)}q\end{array}\right.,$

其中，ω_o为数字低通滤波器的截止频率，τ为暂态下垂时间常数，s为复频率。

2.根据权利要求1所述的兼具快速无功支撑的变流器并联环流抑制方法，其特征在于，所述步骤3）中，输出电压有效值E和角频率ω的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&omega;}={\mathrm{\&omega;}}^{*}+\mathrm{mQ}+\mathrm{nP}\\ E=E^{*}+\mathrm{mQ}-\mathrm{nP}\end{array}\right.,$

其中，m、n分别为下垂控制系数。

3.根据权利要求1所述的兼具快速无功支撑的变流器并联环流抑制方法，其特征在于，所述步骤5）中，引入的虚拟阻容性阻抗Z_v表达式为：

$Z_v\left(s\right)=R_D+\frac{1}{s{C}_v},$

其中，R_D为虚拟电阻分量，C_v为虚拟容抗分量,s为复频率。

4.根据权利要求3所述的兼具快速无功支撑的变流器并联环流抑制方法，其特征在于，所述步骤5）中，LC滤波电路电容电压参考值u_r的表达式为：

$u_r={u^{*}}_r-(R_D+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_v})i_o,$

其中：R_D和C_v的选取满足以下关系：

R_D>>R_line，R_D>>R_s，1/sC_v>>sL_s

其中，R_line为线路电阻，L_s为LC滤波电路滤波电感值，R_s为L_s的等效串接电阻。

5.根据权利要求1所述的兼具快速无功支撑的变流器并联环流抑制方法，其特征在于，LC滤波电路电容电流的参考值i_r表达式为：

$i_r=u_r+k_P(u_r-u_o)+k_I\&Integral;(u_r-u_o)\mathrm{dt}++k_D\frac{d}{\mathrm{dt}}(u_r-u_o),$

其中，k_P、k_I、k_D分别为PID控制器的比例系数、积分系数和微分系数。

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