CN106787707A - 内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器及应用方法 - Google Patents

内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器及应用方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器及应用方法，包括多个依次串联的光伏直流升压变换器子模块，光伏直流升压变换器子模块包括：混合储能模块、隔离型全桥DC‑DC电路、双向升/降压变换器以及光伏阵列；混合储能模块用于平衡光伏直流升压变换器子模块输出的功率；隔离型全桥DC‑DC电路用于实现升压和最大功率点跟踪；双向升/降压变换器用于对混合储能模块的输出功率进行控制。本发明中的系统能够从根本上消除输入功率失配对光伏直流升压变换器正常运行带来的影响，无需设置低压直流母线，同时增强系统的可靠性，便于内部故障隔离；无需设置汇流箱，便于系统维护，提高电站特殊情况下整体控制响应速度。

Description

内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器及应用方法
技术领域
本发明涉及新能源发电领域与电力电子变流器拓扑结构领域，具体地，涉及内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器及应用方法。
背景技术
光伏发电是目前新能源发电最主要的形式之一，是我国未来实现可再生能源替代的主力军。我国光照资源分布情况与电力系统格局决定大规模建设、集中并网接入将成为未来光伏开发利用的重要形式。
光伏发电存在功率密度小、出口电压低、随机波动大的固有特征，必须经过汇集系统的升压汇聚方可达到并网条件。传统光伏电站采取交流升压汇集技术，即光伏阵列输出经过MPPT控制与光伏逆变器后得到稳定低压三相交流电，再通过母线汇聚后由升压变压器接入配电网。该方案应用于大型光伏发电基地主要存在两大缺点：
1)弱同步支撑下多逆变器并联稳定性问题突出，电压越限与宽频域振荡频发；
2)站内与站间交流汇集线路损耗大，系统整体效率偏低。
为解决上述问题，可采用光伏直流升压汇集系统构建大型直流光伏发电基地，即光伏阵列输出的低压直流电直接由光伏直流升压变流器泵升至直流配网电压水平，经过进一步汇集后，由VSC换流站集中逆变接入交流大电网或者由大型升压变流站将电压进一步抬升至HVDC水平，实现直流光伏发电基地远距离送出。该方案适用于大规模光伏电站开发建设，目前已经得到国内外学术界、工程界广泛关注，具有光明前景。国家“十三五”重点研发专项计划中已针对该项技术设立专门课题，开展深入研究。典型光伏直流升压汇集系统如图1所示。
研制光伏直流升压变流器是实现光伏直流升压汇集接入的关键所在。该变流器需要满足以下技术要求：
1)高升压比，可实现从光伏阵列输出端到直流中压配电网的单级升压变换；
2)良好的效率特性，确保光伏直流升压汇集系统整体效率满足设计要求；
3)满足系统各类运行控制需求、具备高可靠性与良好的运行适应性。
目前用于光伏发电系统的高升压比DC－DC变换器主要分为单体结构与多模块串联结构两种类型。受制于电路工作机理、器件工艺水平，单体型变流器升压比有限，无法满足光伏直流升压汇集系统需求。模块串联型变流器一般以隔离型DC-DC作为子变流器单元，采用“独立/并联输入-串联输出”的模式获取高升压比。
独立输入模式中(如图2所示)，光伏直流升压变流器输出侧为串联结构。在理想情况下，变流器出口电压Vout将均匀分配至各子模块，且输出电流处处相等。当系统中各子模块输入功率不均衡(即：失配现象)时，由于Vout可视为恒定(受外部强电网支撑)，Vout将不再均匀分配，部分模块输出电压较额定值降低，其余模块输出电压将升高。为使光伏阵列工作在MPPT点，各子模块输入电压基本保持恒定，这意味着各子模块电压增益将偏离额定数值。全桥变换单元最大升压能力受制于高频变压器匝比，当系统静态工作点确定后，进一步提高电压增益的空间往往很小，缺乏灵活的二次调节能力。因此，当功率失配较为严重时，部分子模块电压增益将无法满足系统运行需求，进而导致输入侧MPPT控制失效，输出侧出现串联电流取小效应，造成系统发电能力下降，甚至无法正常运行。为避免上述问题出现，必须消除子模块间输入功率失配，确保功率均衡。而不同光伏阵列间受光照条件，物理参数差异等多重因素影响，难以实现输出功率实时均衡。
为解决前述固有矛盾，必须对图2所示结构进行改进，如图3所示，即：在光伏阵列与光伏直流升压变流器间设置低压直流母线，对能量进行初步汇集。在此基础上，将各子模块输入侧并联接入低压直流母线并引入模块间均衡控制策略。此时为保证光伏阵列最大功率追踪精度，需要在低压直流母线与光伏阵列间配置专用分布式MPPT装置。
图3所示方案虽然解决了输入功率失配问题，但系统复杂，导致可靠性下降。当低压直流母线任何位置出现短路故障时，均会导致全部光伏阵列将退出运行。同时分布式MPPT装置的引入给系统运行维护带来难度，也不利于外部故障条件下迅速执行场站级协同控保动作。
经检索
李娟、杨晨、谢少军发表的名称为：一种用于光伏直流模块的高升压比直流变换器(电力电子技术，2013(3):51-53.)，公开了针对光伏直流模块，研究了一种非隔离高升压比直流变换器，该变换器具有宽输入电压、高升压比、高效率等特点。详细分析了该变换器的拓扑结构及工作原理，进行了相关理论公式推导，分析了光伏直流模块的外特性要求并介绍了相应的控制方案。结合直流光伏发电模块的电气技术指标，设计了基于该非隔离高升压比直流变换器的160W光伏模块实验样机，通过实验验证了该电路的特点及理论分析和样机设计的正确性。
上述文献与本发明的技术要点比较：该文献研究的是基于直流母线的光伏发电系统，每块光伏电池板配接一个DC-DC变换器，能独立实现MPPT，多个DC-DC变换器并联形成直流母线，通过公用逆变器并入交流电网。这种基于直流母线的汇集系统拓扑结构可以实现一定范围的升压增益，但对于升压要求高得多的直流并网应用场景，这种拓扑结构并不适用。
Echeverría J,Kouro S,Perez M,et al.Multi-modular cascaded DC-DCconverter for HVDC grid connection of large-scale photovoltaic power systems[C]//Industrial Electronics Society,IECON 2013-39th Annual Conference of theIEEE.IEEE,2013:6999-7005.
上述文献与本发明的技术要点比较：该文献研究的应用背景与本专利类似，都是用于并入高压直流电网的光伏发电直流汇集系统，采用的拓扑结构也是模块化级联结构。但该文献的各个模块均包含两级DC-DC变换器：前级是隔离型DC-DC变换器，后级是全桥或者半桥的输出结构。这种拓扑结构在通过模块级联的方式来提高升压比的同时，还通过前级DC-DC变换器来实现光伏MPPT。两级DC-DC变换器的结构导致电路中包含较多的开关器件，运行时产生的开关损耗较大，电路结构和控制策略也比较复杂。相比之下，本专利设计的基于Quasi阻抗网络的DC-DC变换器能在一级DC-DC变换器内同时实现高升压与光伏MPPT功能，电路结构简单，系统成本较低且易于维护。
Bratcu A I,Munteanu I,Bacha S,et al.Power optimization strategy forcascaded dc-dc converter architectures of photovoltaic modules[C]//IndustrialTechnology,2009.ICIT 2009.IEEE International Conference on.IEEE,2009:1-8.
上述文献与本发明的技术要点比较：该文献的采用的光伏直流汇集系统拓扑结构与本专利类似，都是采用多变流器串联结构，多个光伏阵列输出的直流电经过各自独立的DC-DC变换器升压之后，相互串联，从而得到较高的直流电压，再实现逆变并网。该文献选用的DC-DC装置是非隔离型DC-DC变换器，这种变换器可达到的电压增益范围较小，当各光伏模块间的光照强度等外界条件出现较大差异时，会导致有的模块无法实现光伏的最大功率点跟踪。相比之下，本专利设计的基于Quasi阻抗网络的DC-DC变换器具有灵活且范围较大的升压功能，可以很好地适应各光伏阵列间的功率失配问题，增强系统运行的适应性。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器及应用方法。
根据本发明提供的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器，包括多个依次串联的光伏直流升压变换器子模块，所述光伏直流升压变换器子模块包括：混合储能模块、隔离型全桥DC-DC电路、双向升/降压变换器以及光伏阵列；光伏阵列的第一输出端分别连接隔离型全桥DC-DC电路的第一输入端和双向升/降压变换器的第一输入端，光伏阵列的第二输出端分别连接隔离型全桥DC-DC电路的第二输入端和双向升/降压变换器的第二输入端；所述双向升/降压变换器的输出端与混合储能模块电连接，所述隔离型全桥DC-DC电路的第一输出端、第二输出端分别构成光伏直流升压变换器子模块的两端；其中：
所述混合储能模块，用于平衡光伏直流升压变换器子模块输出的功率；
所述隔离型全桥DC-DC电路，用于实现升压和最大功率点跟踪，即MPPT控制；
所述双向升/降压变换器，用于对混合储能模块的输出功率和隔离型全桥DC-DC电路的输入功率进行控制。
优选地，所述混合储能模块包括：超级电容和蓄电池，所述超级电容用于承担光伏发电输出功率中的功率突变部分，即高频波动分量；所述蓄电池用于承担光伏发电输出功率中的平滑部分，即低频波动分量。
优选地，所述隔离型全桥DC-DC电路包括：开关管V1、开关管V2、开关管V3、开关管V4、一次侧电容Ci、二次侧电感L、二次侧电容Co、变压器、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4；一次侧电容Ci的正极分别连接开关管V1的集电极、开关管V3的集电极，开关管V1的发射极分别连接至开关管V2的集电极、变压器一次侧的一端；开关管V3的发射极分别连接至开关管V4的集电极、变压器一次侧的另一端；所述开关管V1的发射极、开关管V3的发射极均连接至一次侧电容Ci的负极；变压器二次侧的一端分别连接至二极管D1的正极、二极管D2的负极，变压器二次侧的另一端分别连接至二极管D3的正极、二极管D4的负极；二极管D1的负极、二极管D3的负极均通过二次侧电感L连接至二次侧电容Co的正极，二次侧电容Co的负极与二极管D2的正极、二极管D4的正极相连；其中一次侧电容Ci的两端构成隔离型全桥DC-DC电路的两个输入端，一次侧电容Co的两端构成隔离型全桥DC-DC电路的两个输出端。
优选地，所述双向升/降压变换器采用Buck/Boost双向变换器，即相当于Buck变换器和Boost变换器的组合，能够运行在两个象限，能实现能量的双向流动。
根据本发明提供的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器的应用方法，基于上述任一项所述的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器，包括如下步骤：
输入电压稳定步骤：将多个光伏直流升压变换器子模块汇流的输出电压和电流输送至单双极性DC-DC变换器，实现对输出电压的单双极性转换，并控制单双极性DC-DC变换器输入电压的稳定；
输出电压稳定步骤：根据隔离型全桥DC-DC电路输出端的电压波动的高频分量与低频分量，实现对混合储能单元的功率分配，并控制隔离型全桥DC-DC电路输出电压保持稳定；
功率点跟踪步骤：通过MPPT控制模块采集多个光伏阵列的输出电压和电流，通过对光伏阵列的最大功率点进行跟踪，使得光伏阵列工作在最大功率点处。
优选地，采用变步长的爬山法实现对MPPT的控制，具体地包括如下两个阶段：
第一阶段，当光伏阵列的工作点离最大功率点大于阈值S时，步长保持恒定；
第二阶段，当光伏阵列的工作点离最大功率点小于等于阈值S时，步长则开始逐渐减小；其中S的取值由多次重复实践经验确定。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1、本发明中采用在多模块串联式升压变换器的子模块单元中嵌入蓄电池-超级电容混合储能装置的方法，对各模块输入功率进行实时再平衡，从而实现各模块间输出功率实时均衡，从根本上消除输入功率失配对光伏直流升压变换器正常运行带来的影响。
2、本发明所提出的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器及相应汇集系统结构如图4所示，其中虚框部分即为本发明中所提出的新型变流器；相比于其他技术方案，该方案具有以下优点：
1)通过在各变换器单元内嵌入蓄电池-超级电容混合储能单元，实现模块间输入功率自动再平衡，从而在输入功率失配的条件下，维持输出功率均衡，提升装置运行适应性，亦可借助混合储能实现装置总输出功率的平滑控制；
2)多个光伏阵列独立接入变换器子模块输入端，无需设置低压直流母线，可以简化汇集系统结构，增强系统的可靠性，便于内部故障隔离；
3)最大功率点跟踪(MPPT)功能与升压功能在同一级变换器内实现，无需伴随光伏阵列设置汇流箱(分布式MPPT装置)，便于系统维护，提高电站特殊情况下整体控制响应速度。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为光伏直流升压汇集系统概念图；
图2为简单独立输入式汇集系统示意图；
图3为含低压直流母线的并联输入式汇集系统示意图；
图4为内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器及相应汇集系统结构示意图；
图5为单双极性变换器结构示意图；
图6为混合储能系统的控制电路结构示意图；
图7为超级电容器和蓄电池的功率分配控制框图；
图8为混合储能系统控制框图；
图9为变步长爬山法流程图；
图10为隔离型全桥DC-DC变换器拓扑结构示意图；
图11(a)为隔离型全桥DC-DC变换器状态1(V1、V2导通)时的回路示意图；
图11(b)为隔离型全桥DC-DC变换器状态2(开关全关断)时的回路示意图；
图11(c)为隔离型全桥DC-DC变换器状态3(V2、V3导通)时的回路示意图；
图11(d)为隔离型全桥DC-DC变换器状态4(开关全关断)时的回路示意图；
图12为隔离型全桥DC-DC变换器的MPPT控制算法流程示意图；
图13为单双极性变换器控制框图；
图14为本发明中的系统的总体控制框图；
图15为光照强度随时间的变化的示意图；
图16为各模块的出口电压仿真结果示意图；
图17(a)为光伏阵列1的输出功率示意图；
图17(b)为光伏阵列8的输出功率示意图；
图18(a)为模块1的蓄电池组输出功率示意图；
图18(b)为模块1的超级电容器输出功率示意图；
图18(c)为模块8的蓄电池组输出功率示意图；
图18(d)为模块8的超级电容器输出功率示意图；
图19为单双极性变换器并网侧的输出电压随时间的变化示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
根据本发明提供的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器，基于该型变换器的汇集系统结构如图4所示，其中虚线框部分为本专利提出的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器。采用隔离型全桥DC-DC电路，附加由蓄电池与超级电容构成的混合储能单元，共同构成内嵌储能型DC-DC变换单元，作为光伏直流升压变换器的子模块单元。每个光伏阵列分别连接到升压变换器的相应的子模块输入端，各子模块输出侧采用串联结构。各光伏阵列直流输出经各子模块同时实现MPPT与电压抬升功能，并在输出侧串联形成30kV单极性直流电压。
进而，30kV单极性直流输出，经由站级单双极性转换直流变换器(见图5)转换为±30kV双极性直流输出，从而与外部直流配电网的运行方式相匹配(注：亦可通过DC-AC换流站接入中压交流配电网)。
假设外部直流配电网为强电网，计及光伏输出的随机波动性，则对于所提出的直流升压汇集系统，采用逐级向前的定电压控制模式(注：针对每级电路，定义其功率注入侧为前端，下同)。在此模式下，前级电路对后级呈电流源特性，系统对外部电网呈电流源特性。具体而言：汇集系统输出电压为±30kV，由外部电网支撑给定；直流单双极性转换变换器控制阻抗型多模块串联式直流升压变换器的出口电压为30kV；各子模块则独立控制相应的光伏阵列出口电压，实现各阵列MPPT运行。
下面对系统各模块的功能及控制进行说明：
A.混合储能模块
在本方案提出的光伏直流升压汇集系统中，混合储能系统主要实现以下功能：(1)平衡多变流器串联的光伏升压变流器拓扑中各个单体变换器输出侧的功率，从而稳定单体变换器输出侧的端口电压。(2)实现蓄电池与超级电容之间功率的合理分配，提高混合储能系统的安全可靠性和使用寿命。(3)通过对混合储能系统能量吸收和释放的合理控制，减少光伏直流升压汇集系统的功率损失，提高运行效率。
本方案采用超级电容与蓄电池组成的混合储能系统，该系统同时具备了蓄电池能量密度高和超级电容功率密度大的特点，可以很好的达到优势互补。图6为该混合储能系统的结构。如图6所示，本方案中采用Buck/Boost双向变换器对混合储能系统的能量流动进行控制。该电路在功能上相当于Buck变换器和Boost变换器的组合，能够运行在两个象限，能实现能量的双向流动。除此之外，该电路的器件数量少，结构简单，没有变压器损耗，体积小，效率高，经济性强。
对Buck/Boost双向变换器可以采用两种控制PWM控制模式：(1)独立PWM控制模式；(2)互补PWM控制模式。其中，独立PWM控制模式在功率双向切换的过程中电感电流会突变，从而会引起瞬时冲击。而互补PWM控制模式则不会出现这一问题，该控制模式可以实现软开关，适用于功率方向变化频繁的混合储能系统。因此，本方案采用互补PWM控制模式对Buck/Boost变化器进行控制。
为了充分发挥超级电容器和蓄电池的优点，实现两者优势互补，提高混合储能系统的可靠性和安全性。本方案利用超级电容来承担光伏发电输出功率中的功率突变部分(即高频波动分量)，利用蓄电池来承担光伏发电输出功率中的平滑部分(即低频波动分量)。本方案中采用了一阶巴特沃兹高通滤波器来实现这一功能，其传递函数为：
图7为超级电容器和蓄电池的功率分配控制框图。如图7所示，功率波动中通过高通滤波器的高频部分由超级电容来进行平衡，其余的部分将由蓄电池来控制。
由于在串联结构中，流过各个单体变换器的电流相等。由于P＝UI，当功率出现不平衡时，由于流过各个单体变换器的电流I相同，其功率的不平衡现象将直接反映在出口电压的不平衡上。因此，可以通过对电压波动的变化来对功率的变化进行判断，两者是等价的。图8为混合储能系统的控制框图。如图8所示，采用了双闭环的控制策略对混合储能系统进行控制。其中电压外环能够实现单体变换器的出口电压稳定，电流内环能够控制蓄电池的充放电电流，防止充放电电流过大损坏蓄电池和超级电容器。
B.MPPT算法
光伏电池的输出功率受光照强度和环境温度的影响很大，通过采用最大功率点跟踪(Maximum power point tracking，MPPT)算法可以使光伏电池能够在外部条件变化时也能工作在最大功率点。为了对光伏电池的最大功率点进行较好的跟踪，本方案用了变步长的爬山法。
爬山法的实现原理是先记录当前光伏电池的输出功率值，然后对原输出电压施加一个扰动的小电压信号△U，再测量输出功率。通过对比加入扰动电压前后输出功率的大小，即可得出功率变化的方向，从而判断扰动电压的方向是否正确。若扰动后的输出功率大于扰动前的，则说明所施加的扰动电压方向正确，可以继续向同一方向施加扰动电压；若扰动后的输出功率小于扰动前的，则说明所施加的扰动电压方向错误，应该向相反方向施加扰动电压。通过不断的施加扰动电压，会使得光伏电池的工作点不断向功率最大值点靠近，最终会能到达最大功率点附近。
传统的爬山法采用定步长的方式，尽管能够达到最大功率点附近，但在最大功率点附近的波动较大。这种波动和步长有关，步长越小波动越小，但是步长太小会影响跟踪速度。为了解决上述矛盾，可以采用变步长的爬山法。所谓的变步长其实是可以分为两个阶段的：第一阶段，当工作点离最大功率点较远时，步长保持恒定；第二阶段，当工作点离最大功率点较近时，步长则开始逐渐减小。其流程如图9所示。
C.隔离型全桥DC-DC变换器控制及MPPT实现算法
考虑到光伏直流汇集系统工作在高电压大容量的环境下，本方案采用隔离型全桥DC-DC变换器来实现升压和MPPT控制，以提高系统的安全性能。图10为隔离型全桥DC-DC变换器的拓扑结构图。
如图10所示，该变换器的逆变侧为4个开关管组成的H桥，同一半桥的两个开关管交替导通，相位差为180o，对角的两个开关管则同时导通；变换器的整流侧为四个二极管组成的H桥。图8为该变换器的工作状态。
如图11所示，该逆变器在一个工作周期内有4个工作状态。当滤波电感L的值足够大时，在每个开关周期内，流过电感的电流大小近似不变。
设逆变器的一个工作周期为T，开关管导通时间为ton，变压器一次侧电流大小为I1，二次侧的电流大小为I2。由能量守恒有：
由上面两式有：
令开关管的占空比D为：
则：
因此，在工作中通过调节该变换器逆变侧开关管的触发信号占空比D来对电路的输入输出进行控制，实现MPPT功能。图12为利用隔离型全桥DC-DC变换器实现MPPT控制的算法流程。
D.单双极性变换器的控制
由图5可知，本方案中的单双极性DC-DC变换器由两个隔离型全桥DC-DC变换器构成。在本文中，单双极性变换器的作用是实现电压的单双极性转换并控制变换器输入电压的稳定。由于单双极性变换器的输出并入直流电网，所以其输出电压稳定不变，可以通过改变占空比D来对单双极性变换器输入电压进行控制。图13为单双极性变换器的控制框图：
如图13所示，采用电压外环电流内环的双闭环控制方式，实现站内直流母线电压的稳定，从而为光伏直流升压变换器实现光伏阵列的最大功率跟踪与升压变换提供条件。
E.系统的总体控制
图14为系统总体控制框图，其中内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器部分选取子模块#1为例。其中，“控制1”模块采集单双极性DC-DC变换器的输入电压和电流，实现电压的单双极性转换并控制变换器输入电压U0的稳定。“控制2”模块和“控制3”模块是对混合储能系统的控制，根据检测到模块出口电压波动的高频分量与低频分量，实现混合储能系统的功率分配并控制模块的出口电压U1稳定。MPPT控制模块采集了光伏阵列的输出电压和电流，通过对光伏阵列的最大功率点进行跟踪，让光伏阵列工作在最大功率点处。因此，本方案中对光伏直流升压汇集系统的控制是由电网侧网发电侧进行控制的，通过对各个变换器的合理控制，实现系统的安全稳定运行。
本发明的有益效果是：
1)内嵌储能型DC-DC变换单元中含有蓄电池-超级电容混合储能单元，可以实现模块间功率实时再平衡，抵消模块间输入功率失配带来的影响，增强装置运行适应性；
2)多个光伏阵列独立接入子模块，无需设置低压直流母线，可以简化直流汇集系统结构，便于内部故障的隔离保护，增强系统可靠性；
3)借助各子模块中内嵌的混合储能单元，可以实现装置总输出功率的平滑控制；
4)最大功率点跟踪(MPPT)功能与升压变换功能在同一级变换器内实现，无需伴随光伏阵列设置汇流箱(分布式MPPT装置)，便于系统维护，提高电站特殊情况下整体控制响应速度；
5)变流器整体采用基于各子模块的分布式控制架构，各子模块独立闭环控制，系统主控与子模块之间无需通信，可提升系统可靠性；
6)设计方案具备良好的可拓展性，对于我国未来大型直流光伏电站与发电基地的开发建设具有潜在工程应用价值。
下面结合附图及具体实施例对本发明方案进行进一步的详细说明。
实施例：
如图4所示的多子模块串联结构，采用8个模块的系统进行仿真实验。仿真中所采用的光伏电池组件为SunPower SPR-305-WHT，利用该组件串并联组成15×22(即每个光伏阵列包含并联22个光伏串，每个光伏串由15个光伏电池组件串联而成)的光伏阵列。该光伏阵列在光照强度为1000W/m2,温度为25℃的条件下，最大功率点的电压为820.5V，最大功率为约为100kW。蓄电池组的额定电压为600V，额定容量为300Ah，内阻1Ω；超级电容器额定电压为600V，额定容量为30F，内阻0.1Ω。
仿真电路的参数为：(1)Buck-Boost变换器的电感值L2＝5mH；(2)隔离型全桥DC-DC变换器的输出电容C2＝2000μF,变压器变比为1:4；(3)单双极性转换器的输入侧电容为C3＝6000μF,输出侧电容为C4＝6000μF，变压器变比为1:2；(4)双极性并网侧电压为±30kV。
在仿真过程中，维持光伏阵列的温度条件恒定，通过改变各个光伏阵列的光照强度来模拟系统运行过程中可能出现的功率失配情况。图12为仿真过程中光照强度的变化情况图。
如图15所示，在t＝0-0.1s时，所有光伏阵列的光照强度相同，输出功率相同；在0.1s之后，各个光伏阵列的光照强度发生变化，为了更好的验证系统的性能，光伏阵列8的光照强度变成了0，从而检验极端情况下系统的运行可靠性。
图16为各个单体变换器模块出口电压的仿真波形。虽然在仿真过程中，在t＝0.1s之后，各光伏阵列的光照强度差异很大，这必然导致各个光伏阵列输出功率严重不平衡，但是由图16可以看出各个单体变换器模块的出口电压依然能够维持稳定均匀。在t＝0.1s处，各个单体变换器模块的出口电压会出现一些波动，但在混合储能系统的调控下，出口电压能够迅速稳定到原来的值。
在光照条件变化后，在本文的直流升压汇集系统中，模块1的光伏阵列输出功率最大，模块8的光伏阵列输出功率为0，这两个模块的工作环境最恶劣。因此，下面对光照强度变化后，模块1和模块8进行进一步观察。
图17为光伏阵列1和光伏阵列8的输出功率图。由光伏组件的参数可知：在光照强度为1000W/m2，光伏阵列的最大输出功率约为100kW；在光照强度为800W/m2，光伏阵列的最大输出功率约为80kW；在光照强度为0W/m2，光伏阵列的输出功率为零。
图18为模块1和模块8的混合储能系统输出功率图。由图18可以看出：在光照变化后，模块1中的混合储能系统储存光伏阵列1中发出的能量，吸收的功率约为40kW；模块8中的混合储能系统则释放能量，放电的功率约为60kW。由于在光照变化后，光伏阵列1是输出功率为100kW，所以在经过模块1中的混合储能系统吸收之后，模块1的输出功率为60kW，而此时模块8的输出功率则完全由该模块的混合储能系统提供，功率也为60kW，从而实现了模块间输出功率的平衡。由图18(b)和(d)可以看出：当各个光伏阵列的输出功率突然不平衡时，超级电容器能够迅速以大功率释放能量，并能够调节功率波动中的高频波动部分。除此之外，图18(a)和(c)反映了蓄电池组在混合储能系统中辅助承担功率波动中的低频部分。因此，混合储能系统能够起到对各模块输出功率的平衡作用，并且方案对混合储能系统的控制实现了蓄电池组和超级电容器的优势互补，具有较强的安全性和可靠性。
图19为单双极性变换器并网侧的输出电压波形。由图19可知，单双极性变换器并网侧的输出电压能够很好的稳定在±30kV，验证了并网的可靠性。
从上述仿真结果可以看出本方案提出的带混合储能系统的光伏直流升压汇集系统具有很强的可靠性，能够在各个光伏阵列输出电压非常不平衡时仍然维持系统的稳定高效运行。除此之外，该系统还具备对光伏阵列故障隔离功能，在单个光伏阵列输出功率为零或者故障时，该系统能够维持系统稳定运行一段时间以满足检修和维护需求。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (6)

1.一种内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器，其特征在于，包括多个依次串联的光伏直流升压变换器子模块，所述光伏直流升压变换器子模块包括：混合储能模块、隔离型全桥DC-DC电路、双向升/降压变换器以及光伏阵列；光伏阵列的第一输出端分别连接隔离型全桥DC-DC电路的第一输入端和双向升/降压变换器的第一输入端，光伏阵列的第二输出端分别连接隔离型全桥DC-DC电路的第二输入端和双向升/降压变换器的第二输入端；所述双向升/降压变换器的输出端与混合储能模块电连接，所述隔离型全桥DC-DC电路的第一输出端、第二输出端分别构成光伏直流升压变换器子模块的两端；其中：
所述混合储能模块，用于平衡光伏直流升压变换器子模块输出的功率；
所述隔离型全桥DC-DC电路，用于实现升压和最大功率点跟踪，即MPPT控制；
所述双向升/降压变换器，用于对混合储能模块的输出功率和隔离型全桥DC-DC电路的输入功率进行控制。
2.根据权利要求1所述的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器，其特征在于，所述混合储能模块包括：超级电容和蓄电池，所述超级电容用于承担光伏发电输出功率中的功率突变部分，即高频波动分量；所述蓄电池用于承担光伏发电输出功率中的平滑部分，即低频波动分量。
3.根据权利要求1所述的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器，其特征在于，所述隔离型全桥DC-DC电路包括：开关管V1、开关管V2、开关管V3、开关管V4、一次侧电容Ci、二次侧电感L、二次侧电容Co、变压器、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4；一次侧电容Ci的正极分别连接开关管V1的集电极、开关管V3的集电极，开关管V1的发射极分别连接至开关管V2的集电极、变压器一次侧的一端；开关管V3的发射极分别连接至开关管V4的集电极、变压器一次侧的另一端；所述开关管V1的发射极、开关管V3的发射极均连接至一次侧电容Ci的负极；变压器二次侧的一端分别连接至二极管D1的正极、二极管D2的负极，变压器二次侧的另一端分别连接至二极管D3的正极、二极管D4的负极；二极管D1的负极、二极管D3的负极均通过二次侧电感L连接至二次侧电容Co的正极，二次侧电容Co的负极与二极管D2的正极、二极管D4的正极相连；其中一次侧电容Ci的两端构成隔离型全桥DC-DC电路的两个输入端，一次侧电容Co的两端构成隔离型全桥DC-DC电路的两个输出端。
4.根据权利要求1所述的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器，其特征在于，所述双向升/降压变换器采用Buck/Boost双向变换器，即相当于Buck变换器和Boost变换器的组合，能够运行在两个象限，能实现能量的双向流动。
5.一种内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器的应用方法，其特征在于，基于权利要求1至4中任一项所述的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器，包括如下步骤：
输入电压稳定步骤：将多个光伏直流升压变换器子模块汇流的输出电压和电流输送至单双极性DC-DC变换器，实现对输出电压的单双极性转换，并控制单双极性DC-DC变换器输入电压的稳定；
输出电压稳定步骤：根据隔离型全桥DC-DC电路输出端的电压波动的高频分量与低频分量，实现对混合储能单元的功率分配，并控制隔离型全桥DC-DC电路输出电压保持稳定；
功率点跟踪步骤：通过MPPT控制模块采集多个光伏阵列的输出电压和电流，通过对光伏阵列的最大功率点进行跟踪，使得光伏阵列工作在最大功率点处。
6.根据权利要求5所述的内嵌储能型多模块串联式光伏直流升压变换器的应用方法，其特征在于，采用变步长的爬山法实现对MPPT的控制，具体地包括如下两个阶段：
第一阶段，当光伏阵列的工作点离最大功率点大于阈值S时，步长保持恒定；
第二阶段，当光伏阵列的工作点离最大功率点小于等于阈值S时，步长则开始逐渐减小；其中S的取值由多次重复实践经验确定。
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