CN112953243A - 含储能准z源llc多模块串联光伏直流变换器及其控制方法 - Google Patents

含储能准z源llc多模块串联光伏直流变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器及其控制方法，包括多个子模块，每个子模块包括：准Z源变换单元、LLC变换单元和储能单元；所述准Z源变换单元的输出端连接LLC变换单元的输入端；所述储能单元连接所述准Z源变换单元。本申请方案将实现串联型光伏直流汇集与光储协调功率控制的有机融合，同时实现：汇集系统内部子模块失配功率的主动补偿平抑，以及汇集系统前端各光伏阵列MPPT控制。

Description

含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力领域，具体地，涉及一种含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器及其控制方法。
背景技术
近年来，太阳能等可再生能源吸引了越来越广泛的关注。通常，光伏组件输出首先需经直流变换器实现最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking,MPPT)，再通过逆变器将低压直流电转换为低压交流电，进而升压、并网。这一过程中，存在多级交直流变换，影响系统效率。因此，通过直流变换器升压，进而接入直流电力系统，是一种更具经济性、更高效的光伏并网方式，应用前景广阔。
当光伏阵列接入中压直流系统时，连接两者的并网直流变换器输入电压通常远低于输出电压。由于功率等级和开关元件的耐压限制，单模块的变换器不再适用于该场合。在这种场景下，常采用多变换器模块串并联组合方式，如输入并联输出串联型、输入独立输出串联(Input Independent Output Series,IIOS)型等架构，实现高变比升压。采用输入独立输出串联型架构的光伏直流汇集系统，每个变换器子模块分别连接独立输入的光伏阵列；子模块输出端口串联，构成中压直流输出。每个子模块在实现升压的同时，若具备电压变比调节能力，可实现MPPT功能集成。
以准Z源(quasi Z-Source，qZS)逆变器为代表的阻抗源变换器，可实现电压灵活调节，在光伏系统中具有应用优势。文献“蔡文迪,朱淼,李修一,何国庆,蔡旭.基于阻抗源变换器的光伏直流升压汇集系统[J].电力系统自动化,2017,41(15):121-128.”提出了一种全桥qZS逆变器来连接光伏系统和直流负载。该文献采用全桥DC-DC变换器来实现升压和电磁隔离。
IIOS系统的各子模块拓扑与参数通常是相同的。但在实际应用中，由于各子模块接入的光伏阵列出力往往具有波动性与随机性，因此各个模块的输出功率可能不相同，即发生功率失配。由于模块的输出端口串联连接，这将导致每个模块的输出电压不平衡。
当针对这一问题，文献“田艳军,高皓楠,王毅,陈映妃,官仕卿.光照不均时独立输入串联输出型光伏直流汇集系统分层优化MPPT控制策略[J].高电压技术,2020,46(10):3552-3562.”采用了分层MPPT控制方法。但是该方法从实现功率最大化传输的角度出发，需对输出侧中压直流母线电压进行调整，因而无法适用于中压母线电压固定的场景。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器及其控制方法。
根据本发明提供的一种含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器，包括多个子模块，每个子模块包括：准Z源变换单元、LLC变换单元和储能单元；
所述准Z源变换单元的输出端连接所述LLC变换单元的输入端；
所述储能单元连接所述准Z源变换单元。
优选地，所述准Z源变换单元包括：电感L1、电感L2、电容C1、电容C2和二极管D5；
电感L1、二极管D5和电感L2依次串联，电容C2与二极管D5、电感L2并联，电容C1的一端连接在二极管D5、电感L2之间；
电感L2和电容C1的外端作为输出端连接所述LLC变换单元的输入端。
优选地，所述储能单元包括采用PNP管的：开关S5、开关S6、电感L3、电阻R1以及电池；
所述储能单元的开关S5的集电极连接电容C1的正极，开关S6的发射极连接电容C1的负极；电池的正极通过电感L3和电阻R1连接在开关S5的发射极开关S6的集电极之间。
优选地，所述LLC变换单元包括全桥：开关S1、开关S2、开关S3和开关S4，一次侧的：电感Lr、电感Lm和电容Cr；以及，二次侧的二极管整流桥和电容Co；
所述准Z源变换单元的正极输出端连接开关S1、开关S3的集电极，即所述LLC变换器的正极输入端，所述准Z源变换单元的负极输出端连接开关S2、开关S4的发射极，即LLC变换器的负极输入端；
电容Cr和电感Lr串联在全桥的正极输出端，电感Lm的一端连接电感Lr，电感Lm的另一端连接所述全桥的负极输出端；
电容Co连接在二极管整流桥的两个输出端之间。
优选地，在所述全桥的桥臂全部导通的状态下，所述含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器工作在直通模式；在所述全桥的桥臂中仅一对导通的状态下，所述含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器工作在非直通模式。
优选地，所述含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器的工作周期包括前半周期和后半周期，所述前半周期和所述后半周期的工作模态对称。
优选地，所述前半周期包括：
[t0,t1]时段所述全桥中只有一对桥臂导通，流过二极管D5的电流降至0然后重新上升，准Z源单元的输出电压有波动，等效为谐振腔输入电压Vin，大小等于vpN的平均值，此时Vin被视作LLC谐振腔的输入电压，LLC单元高频变压器输出侧电压vsec等于输出电压Vo；
在[t1,t2]时段，全桥中只导通的所述对桥臂仍保持导通，谐振电感电流等于励磁电感电流，此时输出侧整流桥不再有电流流过，vsec变为0，但是谐振腔的输入电压vin仍旧为Vin，此时励磁电感电流和谐振电感电流继续增大；
[t-2,t3]时段，全桥中所有桥臂导通，vin跌落为0，这个时段励磁电感和谐振电感电流开始减小；
前半周期结束后，进入后半个周期。
根据本发明提供的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器的控制方法，包括光伏MPPT控制方法与多模块功率协调控制方法。
优选地，所述光伏MPPT控制方法包括：采用输入独立输出串联架构的光伏直流汇集系统，每个光伏输入端口都具备MPPT功能，每个子模块的光伏阵列不同温度、光照条件下的最大工作点对应的最大工作点电压直接通过查表获得，通过调控直通占空比D闭环控制光伏阵列工作在最大功率点。
优选地，所述多模块功率协调控制方法包括：均衡每个子模块的输出功率，通过储能单元抑制抑制对应子模块的功率波动，同时在各个子模块的总功率达不到电网功率指令时提供额外功率。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本申请方案将实现串联型光伏直流汇集与光储协调功率控制的有机融合，同时实现：汇集系统内部子模块失配功率的主动补偿平抑，以及汇集系统前端各光伏阵列MPPT控制。
在不影响前端阵列MPPT控制的条件下，实现串联式光伏直流汇集系统内部DC-DC变换器功率主动均衡控制，消除功率失配，从而大幅度增强系统在输入功率宽范围波动条件下的运行适应性。
借助多组储能单元实现汇集系统整体并网输出功率的调节控制，提升光伏直流发电系统功率可控性，促进光伏并网与消纳。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为含储能单元的输入独立输出串联型光伏直流汇集系统结构图；
图2为含储能准Z源LLC变换器拓扑示意图；
图3为含储能准Z源LLC变换器工作模态示意图；
图4为输入独立输出串联光伏直流系统控制示意图；
图5为各模块光伏阵列输出电压示意图；
图6为各模块储能单元输出电流示意图；
图7为各模块输出侧电压示意图；
图8为谐振电感及励磁电感电流示意图；
图9为特定参数下变换器电压增益示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
如图1所示，将储能(Energy Storage,ES)单元嵌入IIOS变换器的各个子模块，平衡每个模块的输入功率，可以从本质上解决各模块之间的功率均衡和输出均压问题。
本文面向串联型光伏直流系统，提出了一种含储能准Z源LLC拓扑结构，如图2所示。该拓扑综合了qZS、LLC和储能单元的优点，包括：1)增加了储能单元，使模块输出功率更加连续、稳定、平滑。2)LLC谐振变换器可以实现软开关，比全桥变换器的效率更高。3)准Z源-LLC变换器可以灵活的调节光伏阵列的输出电压，便于实现光伏阵列的MPPT控制。另外，也可以有效减少光伏阵列的输出纹波。
为了实现子模块输出电压平衡和MPPT控制，需要对所有网络的拓扑结构进行控制。查找表(Look-up Table,LUT)方法是一种简单、高效的MPPT方案。与其他MPPT算法相比，LUT的主要优点是计算时间更少，因为可以直接从存储的数据中获取所需的值。
1.拓扑结构及工作原理
所提出的新型变换器子模块拓扑如图2所示，整个拓扑由准Z源变换单元、LLC变换单元和储能单元组成。准Z源变换单元包含电感L1,2，电容C1,2，二极管D5，开关S1-4。LLC变换单元包含电感Lr,Lm，电容Cr,Co,二极管D1-4，和开关S1-4。储能单元包含电感L3，电阻R1，开关S5,6。
LLC谐振变换单元和准Z源变换单元都由全桥的四个开关S1-4控制。当四个开关同时导通时，称为直通工作模式；当只有S1,4导通或只有S2,3导通时，称为非直通工作模式。
正如图3所示，[t0,t1]阶段只有S1,4导通。该阶段内流过二极管D5的电流降至0然后重新上升。因此，准Z源单元的输出电压有轻微的波动，可以等效为谐振腔输入电压Vin，其大小等于vpN的平均值。此时Vin可以被视作LLC谐振腔的输入电压，输出侧二级管整流桥中D1,4导通，LLC单元高频变压器输出侧电压vsec等于子模块输出电压Vo。在[t1,t2]阶段，S1,4仍保持导通，谐振电感电流等于励磁电感电流，此时输出侧整流桥不再有电流流过，vsec变为0，但是谐振腔的输入电压vin仍旧为Vin。此时励磁电感电流和谐振电感电流继续增大。[t-2,t3]时段，变换器工作在直通工作模式，vin跌落为0，这个时段励磁电感和谐振电感电流开始减小。该时段结束后，进入下半个周期。下半个周期和前半个周期的工作模态对称。
进行变换器的控制和设计，需要求取整个电路的电压增益。准Z源单元和LLC单元的电压增益可以分开求取，再相乘得到整个变换器子模块的电压增益。
定义D为直通占空比，即全桥一个开关周期内直通的时间占一个周期时间的比例。准Z源模块的电压增益为：
Figure BDA0002992811550000051
其中vpN为准Z源网络输出电压即全桥输入电压，vC1、vC2分别为C1、C2两端电压，vpv为光伏阵列输出电压即子模块光伏端口输入电压。对于工作在多模态的LLC变换单元，电压增益并不能直接通过显式求取，可以通过列写各个工作模态的状态方程，根据电荷守恒和边界条件求取。根据前文的分析，在[t0,t1]阶段，可以根据电感电容的特性列出如下所示的微分方程：
Figure BDA0002992811550000061
其中vcr为谐振电容电压，iLr为谐振电感电流，iLm为励磁电感电流，n为高频变压器匝比。t0时刻每个状态变量的初值还是未知的，可以设置为
iLr(t0)＝IL0,vCr(t0)＝VCr0,iLm(t0)＝IL0 (3)
根据式(2)和式(3)，可以求解得到vcr,iLr,iLm的时域表达式。
Figure BDA0002992811550000062
在[t1,t2]时段，Lm加入谐振回路。可以列出如下的微分方程。
Figure BDA0002992811550000063
其中
Figure BDA0002992811550000064
为[t1,t2]阶段谐振腔输入电压。设t1时刻iLr与vCr值为
Figure BDA0002992811550000065
可以解得状态变量的表达式如所示
Figure BDA0002992811550000066
在[t2,t3]时段，相比前一时段区别仅在于谐振腔输入电压Vin为0。此时，初值按式(8)所示设计。
Figure BDA0002992811550000067
那么可以解得式(9)。
Figure BDA0002992811550000068
根据流入流出变压器的电荷量的关系，还可以得到式(10)。
Figure BDA0002992811550000071
其中RL为子模块等效负载电阻。结合以上各式和边界条件约束，可以得到式(11)所示方程，求解该方程就可以得到LLC电路得稳态增益。
Figure BDA0002992811550000072
其中T为全桥开关周期。
2.变换器基本控制策略
含储能准Z源LLC串联光伏直流变换器基本控制策略如图4所示，主要包括两部分，分别为光伏MPPT控制模块与多模块功率协调控制模块。
采用输入独立输出串联架构的光伏直流汇集系统，每个光伏输入端口都具备MPPT功能。应用快速查表法实现MPPT，可以节约计算资源，加快控制的响应速度。每个模块的光伏阵列不同温度、光照条件下的最大工作点对应的最大工作点电压可以直接通过查表获得。
由于光伏功率的波动性，不同光伏阵列的输出功率存在功率不均衡的情况。而各个变换器子模块的输出侧是串联在一起的，各个变换器子模块的功率不均衡会导致各变换器子模块输出电压之间的不均压。输出侧电压的波动也可能导致输入侧的光伏阵列不再工作在最大功率点。除此之外，由于输出侧的电压被电网钳制，准Z源LLC变换器模块的电压增益也会影响到光伏阵列是否工作在最大功率点。各模块的输入功率和电压增益同时影响着各模块的前端光伏阵列输入电压和输出电压。
如果每个模块的输出功率被均衡的话，那么每个模块的输出电压也会均衡。由于各模块的总电压被电网钳制，因此，设系统包含m个变换器子模块，各个模块电压v1,v2,…,vm与输出直流母线电压UG之间的关系如式(12)所示。当各个模块之间的电压完全均衡时，各个模块的输出电压vi如式(13)所示。
v1+v2+…+vm＝UG (12)
Figure BDA0002992811550000081
由于光伏阵列输出功率的波动性，储能单元被用来平抑每个模块的功率波动。第i个子模块的光伏阵列输出功率Ppvi、储能输出功率Pbati、损耗功率Plossi和并网功率指令Pmodi如式(14)所示。
Ppvi+Pbati-Pmodi＝Plossi (14)
每个储能模块不仅能够平抑各光伏阵列的功率波动，还可以在各模块光伏阵列总功率达不到电网功率指令时提供额外功率，当各模块功率之和超出电网功率指令时储存能量，起到削峰填谷的作用。当储能模块功率为正时，储能模块工作在放电状态，此时S6常断，控制S5开通的占空比来控制储能模块的输出功率。当储能模块功率为负时，储能模块工作在充电状态，此时S5常断，控制S6开通的占空比来控制储能模块的输出功率。
当每个子模块的输出功率被补偿到一致的话，此时由于中压直流母线电压的钳制，每个模块的输出电压被钳制到定值。此时控制各模块的电压增益即可控制各模块的光伏阵列工作在最大功率点。根据前文的分析，只需控制各模块直通占空比D即可。
为验证本专利提出之技术方案，基于PLECS环境建立如图1、图2、图4所示之系统模型，主要基本参数如表1所示。
表1应用案例主要参数
Figure BDA0002992811550000082
Figure BDA0002992811550000091
在仿真过程中，外部环境温度参数维持在25℃，各前端光伏阵列的辐照度依照表2所示趋势进行调整，从而通过在t＝3s时刻引入阵列辐照度的阶跃变化引发内部功率失配暂态，进而测试基于本专利方案有效性。
表2光伏阵列辐照度变化趋势
Figure BDA0002992811550000092
如图5所示，3s前PV#1～#3出力均等，系统运行于均一条件下，不存在功率失配现象，此时光伏阵列#1～#3的输出电压工作在一致的最大功率点308.4V。t＝3s时刻各阵列辐照度发生不同程度的阶跃改变，光伏阵列#1～#3经历改变后，光伏阵列#1达到新的最大功率点310.2V，光伏阵列#2的最大功率点保持在308.4V不变。光伏阵列#3的最大功率点达到309.6V。此时，PV#1的最大功率降到了5.25kW，PV#2的最大功率仍旧保持在6.74kW，PV#3的最大功率保持在8.22kW。此时，各个光伏阵列都工作在最大功率点。
此时，光伏阵列#1和#3的输出功率都和功率指令6.74kW不符。储能单元启动以平衡各模块功率。图6展示了每个储能单元输出电流的大小，可以看出储能单元#1的输出电流为10.13A。由于储能单元的电压为150V，所以储能单元的输出功率约为1.52kW。0.03kW的功率损耗掉，其余的1.49kW的功率传递到输出侧。储能单元#2，由于光伏阵列2的输出功率和给定的功率一致。所以储能单元#2除了补偿一些损耗功率以外，基本不工作。由于光伏阵列#3的功率大于功率指令，所以储能单元#3吸收功率，流入储能单元3的功率为9.69A。此时储能单元#3的充电功率为1.45kW。1.45kW的功率大流入了储能单元，0.03kW损耗掉了。光伏阵列#3的功率，共有1.48kW的功率未传递到输出侧。此时各个模块传递到输出侧的功率均衡一致。如图7所示，各个模块的输出电压在稳态前保持一致，均为700V。经历了光伏阵列的输出功率波动和功率补偿后，各个模块的电压重新稳定在700V。由以上分析可见，各个模块的均压控制完成了。
稳态运行中，模块2的励磁电感电流和谐振电感电流如图8所示。可以见得，三个时段内电感电流的波形和理论分析一致。在时段，励磁电感电流和谐振电感电流相等，输出侧的二极管的零电流开关得以实现。此外，在t<3s，模块2的输入电压为308.4V，此时模块2全桥的直通占空比为0.06，此时根据前文的分析，系统总的输出电压应为2093V，而此时仿真内输出侧的电网电压为2100V。由于前文分析过程中做了合理的简化，所以仿真结果和理论分析结果除去微小的误差是吻合的。图9给出了本仿真条件下，不同的直通占空比下，模块2电压增益的仿真结果和理论分析结果比较图。从图中可以看出，仿真结果基本吻合。
在本申请的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (10)

1.一种含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器，其特征在于，包括多个子模块，每个子模块包括：准Z源变换单元、LLC变换单元和储能单元；
所述准Z源变换单元的输出端连接所述LLC变换单元的输入端；
所述储能单元连接所述准Z源变换单元。
2.根据权利要求1所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器，其特征在于，所述准Z源变换单元包括：电感L1、电感L2、电容C1、电容C2和二极管D5；
电感L1、二极管D5和电感L2依次串联，电容C2与二极管D5、电感L2并联，电容C1的一端连接在二极管D5、电感L2之间；
电感L2和电容C1的外端作为输出端连接所述LLC变换单元的输入端。
3.根据权利要求2所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器，其特征在于，所述储能单元包括采用PNP管的：开关S5、开关S6、电感L3、电阻R1以及电池；
所述储能单元的开关S5的集电极连接电容C1的正极，开关S6的发射极连接电容C1的负极；电池的正极通过电感L3和电阻R1连接在开关S5的发射极开关S6的集电极之间。
4.根据权利要求1所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器，其特征在于，所述LLC变换单元包括全桥：开关S1、开关S2、开关S3和开关S4，一次侧的：电感Lr、电感Lm和电容Cr；以及，二次侧的二极管整流桥和电容Co；
所述准Z源变换单元的正极输出端连接开关S1、开关S3的集电极，即所述LLC变换器的正极输入端，所述准Z源变换单元的负极输出端连接开关S2、开关S4的发射极，即LLC变换器的负极输入端；
电容Cr和电感Lr串联在全桥的正极输出端，电感Lm的一端连接电感Lr，电感Lm的另一端连接所述全桥的负极输出端；
电容Co连接在二极管整流桥的两个输出端之间。
5.根据权利要求1所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器，其特征在于，在所述全桥的桥臂全部导通的状态下，所述含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器工作在直通模式；在所述全桥的桥臂中仅一对导通的状态下，所述含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器工作在非直通模式。
6.根据权利要求1所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器，其特征在于，所述含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器的工作周期包括前半周期和后半周期，所述前半周期和所述后半周期的工作模态对称。
7.根据权利要求6所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器，其特征在于，所述前半周期包括：
[t0,t1]时段所述全桥中只有一对桥臂导通，流过二极管D5的电流降至0然后重新上升，准Z源单元的输出电压有波动，等效为谐振腔输入电压Vin，大小等于vpN的平均值，此时Vin被视作LLC谐振腔的输入电压，LLC单元高频变压器输出侧电压vsec等于输出电压Vo；
在[t1,t2]时段，全桥中只导通的所述对桥臂仍保持导通，谐振电感电流等于励磁电感电流，此时输出侧整流桥不再有电流流过，vsec变为0，但是谐振腔的输入电压vin仍旧为Vin，此时励磁电感电流和谐振电感电流继续增大；
[t-2,t3]时段，全桥中所有桥臂导通，vin跌落为0，这个时段励磁电感和谐振电感电流开始减小；
前半周期结束后，进入后半个周期。
8.一种权利要求1所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器的控制方法，其特征在于，包括光伏MPPT控制方法与多模块功率协调控制方法。
9.根据权利要求8所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器的控制方法，其特征在于，所述光伏MPPT控制方法包括：采用输入独立输出串联架构的光伏直流汇集系统，每个光伏输入端口都具备MPPT功能，每个子模块的光伏阵列不同温度、光照条件下的最大工作点对应的最大工作点电压直接通过查表获得，通过调控直通占空比D闭环控制光伏阵列工作在最大功率点。
10.根据权利要求8所述的含储能准Z源LLC多模块串联光伏直流变换器的控制方法，其特征在于，所述多模块功率协调控制方法包括：均衡每个子模块的输出功率，通过储能单元抑制抑制对应子模块的功率波动，同时在各个子模块的总功率达不到电网功率指令时提供额外功率。
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