CN115051572A - 带有串联谐振型lc功率自均衡单元的iios变换器及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器及方法，IIOS变换器包括N个变换模块和一个并网电抗器L_g；变换模块包含光伏阵列、滤波电容C_i、开关管S₁~S₄、开关管Q₁~Q₄、变压器、电感L­_SM、滤波电容C_o、谐振电感L_br和谐振电容C_br。本发明针对采用IIOS结构的光伏直流升压并入中高压直流电网应用场合，该变换器副边开关管50%占空比互补导通，通过控制子模块移相角实现光伏MPPT，控制简单；将均衡单元开关管与子模块副边开关管集成，减少了有源器件数量，降低了成本；在其光伏阵列功率失配时均衡各模块的输出电压，避免了器件过压损坏，保证了MPPT有效运行，提高了经济性。

Description

带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器及方法

技术领域

本发明涉及光伏多端口直流变换器技术领域，尤其涉及一种带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器及方法。

背景技术

伴随可再生能源发电技术的持续发展，分布式光伏式发电渗透率显著增长，分布式光伏发电并入中高压直流电网前景广阔。由于单个太阳能光伏阵列输出的直流电压较低，无法满足并入直流电网所需的电压等级，需要在其中引入能够把低电压泵升为高电压的高增益变换器，以接入中高压直流电网。IIOS 型架构具有输入独立输出串联的特征，可在保持变换器整体单级功率变换结构的条件下同时实现多输入端口独立控制与串联高增益输出，该型变换器拓扑架构简洁清晰、是实现高效率、高增益、多输入支路直流升压变换的理想方案。由于各子模块输出侧串联连接，在输出电流相同的情况下，若输入功率出现差异则会导致各子模块输出电压不均，可能导致某些子模块退出MPPT运行，若输入功率差异过大还会导致器件过压损坏。常见的解决方案是在输出侧通过增加额外电路拓扑实现输出功率流动，包括Buck-Boost型电路、串联LC支路等，但对于目前的研究拓扑中，往往存在控制策略复杂、器件过多、调节时间长等问题，所以需要对现有的均压方法进行优化。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及到的缺陷，提供一种带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器及方法。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器，包括N个变换模块和一个并网电抗器L_g，N为大于等于2的自然数；

所述变换模块包含光伏阵列、滤波电容C_i、开关管S₁ ~S₄、开关管Q₁~Q₄、变压器、电感L_SM、滤波电容C_o、谐振电感L_br和谐振电容C_br；

所述开关管S₁的漏极分别和所述开关管S₃的漏极、滤波电容C_i的一端、光伏阵列的正极相连，开关管S₁的源极分别和所述变压器原边线圈的一端、开关管S₂的漏极相连；

所述开关管S₂的源极分别和所述开关管S₄的源极、滤波电容C_i的另一端、光伏阵列的负极相连；

所述开关管S₃的源极分别和所述变压器原边线圈的另一端、开关管S₄的漏极相连；

所述开关管Q₁的漏极分别和所述滤波电容C_o的一端、开关管Q₃的漏极相连，作为变换模块的连接点a；开关管Q₁的源极分别和电感L_SM的一端、开关管Q₂的漏极相连；

所述电感L_SM的另一端和所述变压器副边线圈的一端相连；

所述开关管Q₂的源极分别和所述滤波电容C_o的另一端、开关管Q₄的源极相连，作为变换模块的连接点b；

所述开关管Q₃的源极分别和所述谐振电感L_br的一端、开关管Q₄的漏极、变压器副边线圈的另一端相连；

所述谐振电容C_br的一端和所述谐振电感L_br的一端相连，谐振电容C_br的另一端作为变换模块的连接点c；

所述第m个变换模块的连接点b和第m+1个变换模块的连接点a相连，且N个变换模块的连接点c相连，m为大于等于1小于N的自然数；

所述第1个变换模块的连接点a和所述并网电抗器L_g的一端相连，并网电抗器L_g的另一端作为IIOS变换器的一个输出端；所述第N个变换模块的连接点b作为IIOS变换器的另一个输出端。

本发明还公开了一种该带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器的驱动方法，对各个变换模块实行独立的MPPT控制，对于每个变换模块，其MPPT控制的具体步骤如下：

步骤1），采用占空比为50%的高频脉冲信号1作为变换模块开关管Q₁、开关管Q₄的栅极触发信号；

步骤2），将高频脉冲信号1输入到反相器，得到高频脉冲信号2；

步骤3），将高频脉冲信号2作为变换模块开关管Q₂、开关管Q₃的栅极触发信号；

步骤4），采集变换模块的输入侧电压v_in、输入侧电压v_in并将其输入到MPPT控制器，MPPT控制器输出变换模块的移相角d_SM；

步骤5），将高频脉冲信号1与移相角d_SM输入到移相器，得到高频脉冲信号3；

步骤6），将高频脉冲信号3作为变换模块开关管S₁、开关管S₄的栅极触发信号；

步骤7），将高频脉冲信号3输入到反相器，得到高频脉冲信号4；

步骤8），将高频脉冲信号4作为变换模块开关管S₂、开关管S₃的栅极触发信号。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

本发明的带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器，通过将输出侧滤波电容进行串联获得高的升压比，同时每个子模块仅需增加一条低值LC支路，利用谐振传递不均衡功率，即可实现输出侧滤波电容的电压均衡，在实现每个子模块独立MPPT运行的情况下，保证了变换器安全可靠的运行，所有开关管均可零电压开通，开关损耗小，变换器效率高，同时通过开关管集成减少有源器件的使用数量，降低了本发明的成本，具有良好的经济性。

附图说明

图1为本发明的电路拓扑结构示意图；

图2为本发明的控制信号以及触发脉冲示意图；

图3为本发明正常工作的电路波形示意图；

图4（a）至图4（f）分别为本发明在一个开关周期内两个变换模块的第一个到第六个工作模态的等效电路图；

图5（a）为N=4、t=0.3s时四个变换模块输入功率出现跌落时其滤波电容C_o的电压波形对比示意图；

图5（b）为N=4、t=0.3s时四个变换模块输入功率出现跌落时其谐振电容C_br的电流电压波形示意图；

图5（c）是本发明在稳态工作下第二个变换模块电感L_SM的电压电流仿真波形图；

图5（d）是开关管S_{1 ,1}的电压电流以及触发脉冲波形示意图；

图5（e）是开关管Q_1，1的电压以及触发脉冲波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。

如图1所示，本发明公开了一种带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器，包括N个变换模块和一个并网电抗器L_g，N为大于等于2的自然数；

所述变换模块包含光伏阵列、滤波电容C_i、开关管S₁ ~S₄、开关管Q₁~Q₄、变压器、电感L_SM、滤波电容C_o、谐振电感L_br和谐振电容C_br；

所述开关管S₁的漏极分别和所述开关管S₃的漏极、滤波电容C_i的一端、光伏阵列的正极相连，开关管S₁的源极分别和所述变压器原边线圈的一端、开关管S₂的漏极相连；

所述开关管S₂的源极分别和所述开关管S₄的源极、滤波电容C_i的另一端、光伏阵列的负极相连；

所述开关管S₃的源极分别和所述变压器原边线圈的另一端、开关管S₄的漏极相连；

所述开关管Q₁的漏极分别和所述滤波电容C_o的一端、开关管Q₃的漏极相连，作为变换模块的连接点a；开关管Q₁的源极分别和电感L_SM的一端、开关管Q₂的漏极相连；

所述电感L_SM的另一端和所述变压器副边线圈的一端相连；

所述开关管Q₂的源极分别和所述滤波电容C_o的另一端、开关管Q₄的源极相连，作为变换模块的连接点b；

所述开关管Q₃的源极分别和所述谐振电感L_br的一端、开关管Q₄的漏极、变压器副边线圈的另一端相连；

所述谐振电容C_br的一端和所述谐振电感L_br的一端相连，谐振电容C_br的另一端作为变换模块的连接点c；

所述第m个变换模块的连接点b和第m+1个变换模块的连接点a相连，且N个变换模块的连接点c相连，m为大于等于1小于N的自然数；

所述第1个变换模块的连接点a和所述并网电抗器L_g的一端相连，并网电抗器L_g的另一端作为IIOS变换器的一个输出端；所述第N个变换模块的连接点b作为IIOS变换器的另一个输出端。

如图2所示，本发明还公开了一种该带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器的驱动方法，对各个变换模块实行独立的MPPT控制，对于每个变换模块，其MPPT控制的具体步骤如下：

步骤1），采用占空比为50%的高频脉冲信号1作为变换模块开关管Q₁、开关管Q₄的栅极触发信号；

步骤2），将高频脉冲信号1输入到反相器，得到高频脉冲信号2；

步骤3），将高频脉冲信号2作为变换模块开关管Q₂、开关管Q₃的栅极触发信号；

步骤4），采集变换模块的输入侧电压v_in、输入侧电压v_in并将其输入到MPPT控制器，MPPT控制器输出变换模块的移相角d_SM；

步骤5），将高频脉冲信号1与移相角d_SM输入到移相器，得到高频脉冲信号3；

步骤6），将高频脉冲信号3作为变换模块开关管S₁、开关管S₄的栅极触发信号；

步骤7），将高频脉冲信号3输入到反相器，得到高频脉冲信号4；

步骤8），将高频脉冲信号4作为变换模块开关管S₂、开关管S₃的栅极触发信号。

图1和图2中，为了区别各个变换模块，在各个部件标号后加上“，k”的下标，譬如，S_2，k表示第k个变换模块的开关管S₂。

图3为本发明正常工作的电路波形示意图，第k个变换模块输入侧的开关管S_1,k、S_2,k、S_3,k、S_4,k以及输出侧的开关管Q_1,k、Q_2,k、Q_3,k、Q_4,k驱动信号分别为g_S1,k、g_S2,k、g_S3,k、g_S4,k、g_Q1,k、g_Q2,k、g_Q3,k、g_Q4,k，第k个变换模块的变压器原副边电压波形为V_h，第k个变换模块的电感L_SM，k电流为i_LSM，k，V_ink为第k个变换模块的滤波电容C_i，k的电压，V_ok为第k个变换模块的滤波电容C_o，k的电压，n_k为第k个变换模块的变压器变比，第k个变换模块的谐振电容C_br，k的电压、电流分别为V_ck、i_ck。当变换器工作于稳态时应满足V_ok=V_ok+1=V_bus/N，变换器的输出电流为I_o，开关频率为f_s，每个开关周期时间为T_s。

在一个开关周期(Ts，t₀-t₆)内，电路的工作波形如图3所示，假设第j个变换模块的输出电压大于第k个变换模块的输出电压，V_oj>V_ok，电路可以被分成 6个状态：

图4（a）中，t=t₀之前，输入侧开关管S_1,k、S_4,k、输出侧的开关管Q_1,k反并联二极管、开关管Q_4,k反并联二极管开通，变压器漏感电流i_{LSM ,k}为负且线性增大，第j个变换模块副边开关管Q_4,j开通，第k个自均衡单元谐振电容C_br，k电流i_ck为正呈正弦且先增后减，自均衡单元谐振电容C_br，k电压V_ck为正呈正弦且增大，第k+1-j个变换模块向自均衡单元k、自均衡单元j充电，一直持续到副边开关管Q_4,j关断。

图4（b）中，t＝（t₀ ,t₁），在t=t₀时，断开开关管S_1,k、S_4,k，由于变压器漏感电流i_{LSM ,k}不可突变，开关管S_2,k、S_3,k反并联二极管被迫导通，开关管S_2,k、S_3,k端电压被箝位为0V，在此时给开关管S_2,k、S_3,k触发脉冲即可实现零电压开通，变压器漏感电流i_{LSM ,k}为负且线性增大斜率增大。

图4（c）中，t＝（t₁ ,t₂），在t=t₁时，变压器漏感电流i_{LSM ,k}由负过零，开关管S_2,k、S_3,k、Q_1,k、Q_4,k零电压开通，输入电流I_ink向变压器漏感充电，变压器漏感电流i_{LSM ,k}为正且线性增大。

图4（d）中，t＝（t₂,t₃），在t=t₂时，输出侧的开关管Q_1,k、Q_4,k触发脉冲消失，由于变压器漏感电流i_{LSM ,k}不可突变，输出侧的开关管Q_2,k、Q_3,k反并联二极管被迫导通，变压器漏感电流i_{LSM ,k}为正且线性减小，第j个变换模块副边开关管Q_1,j开通，第k个自均衡单元谐振电容C_br，k电流i_ck为正呈正弦且先减后增，自均衡单元谐振电容C_br，k电压V_ck为负呈正弦且减小，自均衡单元k、自均衡单元j向第k-j-1个变换模块放电，一直持续到副边开关管Q_3,j关断。

图4（e）中，t＝（t₃ ,t₄），在t=t₃时，断开开关管S_2,k、S_3,k，由于变压器漏感电流i_{LSM ,k}不可突变，开关管S_1,k、S_4,k反并联二极管被迫导通，开关管S_1,k、S_4,k端电压被箝位为0V，在此时给开关管S_1,k、S_4,k触发脉冲即可实现零电压开通，变压器漏感电流i_{LSM ,k}为正且线性减小斜率增大。

图4（f）中，t＝（t₄ ,t₅），在t=t₄时，变压器漏感电流i_{LSM ,k}由正过零，开关管S_1,k、S_4,k、Q_2,k、Q_3,k零电压开通，输入电流I_ink向变压器漏感充电，变压器漏感电流i_{LSM ,k}为负且线性减小。

如图5（a）所示，N为4、额定输出电压500V、直流母线2kV时，第二个变换模块的输入功率在t=0.3s时从38.5kW变化到30kW，第一到第四个变换模块的输入功率均为38.5kW，由于光照发生变化，变换模块输出电压出现波动，但是通过谐振电感和谐振电容对失配功率进行调节，输出电压趋于均衡，调节时间约为40ms，最大电压波动约为16V。

图5（b）为N=4、t=0.3s时四个变换模块输入功率出现跌落时其谐振电容C_br的电流电压波形示意图，其中第二个变换模块输入功率在t=0.3s时从38.5kW变化到30kW，第二到第四个变换模块的输入功率均为38.5kW。

图5（c）是本发明在稳态工作下第二个变换模块电感L_SM的电压电流仿真波形图。

图5（d）是开关管S_{1 ,1}的电压电流以及触发脉冲波形示意图，可以看出在开关管在触发脉冲到来前管压降被箝位为0V，故可实现零电压开通，由于变换模块全桥逆变单元的开关管工作过程相似，因此在变换模块全桥逆变单元的开关管均可实现零电压开通。

图5（e）是开关管Q_1，1的电压以及触发脉冲波形示意图，可以看出在开关管在触发脉冲到来前管压降被为0V，故可实现零电压开通，由于变换模块半有源整流单元的开关管工作过程相似，因此在子模块半有源整流单元的开关管均可实现零电压开通；因此所述带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器所有开关管均可实现软开关，开关损耗小，提高了变换器效率。

本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语（包括技术术语和科学术语）具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器，其特征在于，包括N个变换模块和一个并网电抗器L_g，N为大于等于2的自然数；

所述变换模块包含光伏阵列、滤波电容C_i、开关管S₁ ~S₄、开关管Q₁~Q₄、变压器、电感L_SM、滤波电容C_o、谐振电感L_br和谐振电容C_br；

所述开关管S₁的漏极分别和所述开关管S₃的漏极、滤波电容C_i的一端、光伏阵列的正极相连，开关管S₁的源极分别和所述变压器原边线圈的一端、开关管S₂的漏极相连；

所述开关管S₂的源极分别和所述开关管S₄的源极、滤波电容C_i的另一端、光伏阵列的负极相连；

所述开关管S₃的源极分别和所述变压器原边线圈的另一端、开关管S₄的漏极相连；

所述开关管Q₁的漏极分别和所述滤波电容C_o的一端、开关管Q₃的漏极相连，作为变换模块的连接点a；开关管Q₁的源极分别和电感L_SM的一端、开关管Q₂的漏极相连；

所述电感L_SM的另一端和所述变压器副边线圈的一端相连；

所述开关管Q₂的源极分别和所述滤波电容C_o的另一端、开关管Q₄的源极相连，作为变换模块的连接点b；

所述开关管Q₃的源极分别和所述谐振电感L_br的一端、开关管Q₄的漏极、变压器副边线圈的另一端相连；

所述谐振电容C_br的一端和所述谐振电感L_br的一端相连，谐振电容C_br的另一端作为变换模块的连接点c；

所述第m个变换模块的连接点b和第m+1个变换模块的连接点a相连，且N个变换模块的连接点c相连，m为大于等于1小于N的自然数；

所述第1个变换模块的连接点a和所述并网电抗器L_g的一端相连，并网电抗器L_g的另一端作为IIOS变换器的一个输出端；所述第N个变换模块的连接点b作为IIOS变换器的另一个输出端。

2.基于权利要求1所述的带有串联谐振型LC功率自均衡单元的IIOS变换器的驱动方法，其特征在于，对各个变换模块实行独立的MPPT控制，对于每个变换模块，其MPPT控制的具体步骤如下：

步骤1），采用占空比为50%的高频脉冲信号1作为变换模块开关管Q₁、开关管Q₄的栅极触发信号；

步骤2），将高频脉冲信号1输入到反相器，得到高频脉冲信号2；

步骤3），将高频脉冲信号2作为变换模块开关管Q₂、开关管Q₃的栅极触发信号；

步骤4），采集变换模块的输入侧电压v_in、输入侧电压v_in并将其输入到MPPT控制器，MPPT控制器输出变换模块的移相角d_SM；

步骤5），将高频脉冲信号1与移相角d_SM输入到移相器，得到高频脉冲信号3；

步骤6），将高频脉冲信号3作为变换模块开关管S₁、开关管S₄的栅极触发信号；

步骤7），将高频脉冲信号3输入到反相器，得到高频脉冲信号4；

步骤8），将高频脉冲信号4作为变换模块开关管S₂、开关管S₃的栅极触发信号。

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