CN112564080A - 带有低损耗lc-pbu的新型iios变换器 - Google Patents

Abstract

公开了一种带有低损耗LC‑PBU的新型IIOS变换器，包括多个隔离型光伏子模块(SM)，光伏子模块包括光伏电池板和DC/DC变换器。变换器的原边采用全桥电路，副边采用半桥电路，通过控制全桥电路与半桥电路之间的移相角可以实现光伏子模块独立的MPPT控制。为了解决功率失配问题，每两个相邻光伏子模块之间连接了功率均衡单元(PBU)，当光伏子模块输出功率发生不均衡时，通过控制相邻半桥间移相角来实现相邻光伏子模块的功率传输，以平衡各隔离型光伏子模块输出侧的电压，从而保持各子模块正常工作。同时该变换器所有开关均能实现软开关，减少了开关损耗。由于器件复用，半桥电路既参与MPPT控制，又参与功率均衡控制，减少了开关管等器件的投入，简化了拓扑结构，降低了成本。

Description

带有低损耗LC-PBU的新型IIOS变换器

技术领域

本发明涉及光伏多端口直流变换器技术领域，特别涉及一种光伏电池功率不均的光伏多端口直流并网系统。

背景技术

相比交流分布式系统，直流分布式系统的损耗更小，稳定性更好。MVDC接入分布式光伏系统成为新能源领域研究的热点之一。在这个系统中，光伏电池板绝缘电压一般不超过1kV，而中压母线电压等级要高很多。因此光伏DC-DC变换器除了要实现每个光伏阵列的独立MPPT控制外，还需要实现高升压比。级联多个隔离型的子模块是实现高升压比一个很好的选择。合适的拓扑类型包括IPOS型和IIOS型。IPOS拓扑需要借助低压母线和额外的变换器来实现独立的MPPT控制。而IIOS拓扑中，每个子模块都连接一个光伏阵列，模块自身可以独立实现MPPT。从成本和效率方面来看，IIOS更有优势。

然而，IIOS面临的挑战是光伏功率失配引起的子模块电压不均问题。分布式光伏系统中，光伏阵列常因为不同的阴影遮挡或者粉尘积累等原因而出现功率失配的现象。由于每个子模块的输出端是串联的，它们的电流相同，他们电压却因为输入侧功率失配而不均等，这不利于模块化设计。

传统的IIOS系统的子模块只有一个控制自由度，且被MPPT控制所占用。因此，类似MMC中的排序均压或者IPOS系统里的双电压(母线电压和子模块电压)调节的方法无法直接应用于IIOS系统中。增加额外的均压电路来增加控制IIOS系统的自由度是一种可行的方案。均压电路的研究一直是电池放电领域的热点，包括了串到单元的均衡和单元到单元的均衡。前者用的电路通常需要开关能耐受系统电压，比较适合低压场合。后者利用双向DC-DC变换器均衡相邻电池单元的电压，对开关的耐压要求不高。另外，也有文献对IIOS拓扑的电压均衡做出了研究。但对于目前的研究拓扑中，有为均压而引出额外的低压母线，有为摆脱低压母线的引入选择系统成本和开关损耗大的含有源开关的功率均衡单元。因此需要更加优化的IIOS变换器系统的提出。

发明内容

本发明提供一种带有低损耗LC-PBU的新型IIOS变换器，包括多个隔离型光伏子模块。光伏子模块包括光伏电池板和DC/DC变换器,变换器的原边采用全桥电路，副边采用半桥电路，通过控制全桥电路与半桥电路之间的移相角可以实现光伏子模块独立的MPPT控制。为了解决功率失配问题，每两个相邻光伏子模块之间连接了功率均衡单元，当光伏子模块输出功率发生不均衡时，通过控制相邻半桥间移相角来实现相邻光伏子模块的功率传输，以平衡各隔离型光伏子模块输出侧的电压，从而保持各子模块正常工作。同时该变换器所有开关均能实现软开关，减少了开关损耗。由于器件复用，半桥电路既参与MPPT控制，又参与功率均衡控制，减少了开关管等器件的投入，简化了拓扑结构，降低了成本。

根据本发明实施例的一方面，提供一种IIOS变换器，包括：

N个光伏子模块，每个所述光伏子模块包括光伏电池板和变换器，每个所述变换器的输入侧包括电感L_SM,k、变压器原边线圈和全桥逆变电路，所述全桥逆变电路左桥臂包括开关管S_1,k与S_2,k，右桥臂包括开关管分别为S_3,k与S_4,k，所述S_1,k的漏极和所述S_3,k的漏极分别与所述光伏电池板正极相连，所述S_2,k的源极和所述S_4,k的源极分别与所述光伏电池板负极相连，所述S_1,k的源极与所述S_2,k的漏极相连，所述S_3,k的源极与所述S_4,k的漏极相连，所述电感L_SM,k的一端与所述S_1,k的源极相连，所述电感L_SM,k的另一端与所述变压器原边线圈的m端相连，所述变压器原边线圈的n端与所述S_4,k的漏极相连，每个所述变换器的输出侧包括变压器副边线圈、两个开关管Q_1,k、Q_2,k和电容C_1,k、C_2,k，所述电容C_1,k的负极和所述电容C_2,k的正极都与所述变压器副边线圈的p端相连，所述电容C_1,k的正极作为第k个所述光伏子模块输出侧的正极端，所述电容C_2,k的负极作为第k个所述光伏子模块输出侧的负极端，所述Q_1,k的漏极与所述电容C_1,k的正极相连，所述Q_1,k的源极与所述Q_2,k的漏极和所述变压器副边线圈的q端相连，所述Q_2,k的源极与所述电容C_2,k的负极相连，1≤k≤N；第k个所述光伏子模块输出侧的正极端与第k-1个所述光伏子模块输出侧的负极端相连，第k个所述光伏子模块输出侧的负极端与第k+1个所述光伏子模块输出侧的正极端相连，2≤k≤N-1；N-1个功率均衡单元，其中第k1个所述功率均衡单元的a端与第k1个所述光伏子模块的开关管Q_1,k1的源极相连，第k1个所述功率均衡单元的b端与第k1+1个所述光伏子模块的开关管Q_1,k1+1的源极相连，1≤k1≤N-1；

主控制器，所述主控制器分别与所述的N个光伏子模块依次连接，以通过控制每个所述变换器输入侧开关管与输出侧开关管的移相角d_SM,k实现所述光伏子模块独立的MPPT控制，以及通过控制相邻的所述光伏子模块的所述变换器输出侧开关管的移相角d_B,k1实现相邻光伏子模块的功率传输。

在一些示例中，每个所述功率均衡单元包括电感L_B,k1、电容C_B,k1，其中所述电感L_B,k1的一端作为所述功率均衡单元的所述a端，另一端与所述电容C_B,k1的一端相连，所述电容C_B,k1的另一端作为所述功率均衡单元的所述b端，1≤k1≤N-1。

在一些示例中，所述移相角d_SM,k的确定方法包括：

所述主控制器采集所述光伏电池板的输出电流、输出电压；

将第k个所述光伏子模块中所述光伏电池板输出的电压v_PV,k与电流i_PV,k输入MPPT算法确定功率最大点的电压V_PV,k ^*；

将所述功率最大点电压V_PV,k ^*与第k个所述光伏子模块中所述光伏电池板输出的电压v_PV,k输入到第一减法器；

将所述第一减法器的输出量输入第一PI控制器，该第一PI控制器输出量作为第k个所述光伏子模块输出侧开关管与输入侧开关管的移相角d_SM,k。

在一些示例中，所述移相角d_B,k1的确定方法包括：

所述主控制器采集所述光伏子模块的输出电压；

将第k1个所述光伏子模块输出侧输出的电压v_SM,k1与第k1+1个所述光伏子模块输出侧输出的电压v_SM,k1+1输入第二减法器；

将所述第二减法器的输出量输入到第二PI控制器，该第二PI控制器输出量作为第k1个所述光伏子模块输出侧开关管与第k1+1个所述光伏子模块输出侧开关管的移相角d_B,k1。

本发明的带有低损耗LC-PBU的新型IIOS变换器，在实现多数光伏电池板并网在各光伏子模块进行串联得到的高电压增益下，保证了变换器中各光伏子模块通过功率均衡单元均衡了输出侧电压，从而加大了变换器工作的可靠性；拓扑中所有开关管均实现软开关以降低了开关损耗；器件的重复使用，加大了相应器件的使用率，相反大大减低了半导体等器件的投入，以少量器件获得更高效率的功率转换，大大减少了本发明制造成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍。

图1为本发明一实施例提供的一种IIOS变换器系统结构框图。

图2为本发明一实施例提供的一种IIOS变换器拓扑的控制信号框图。

图3为本发明一实施例提供的一种IIOS变换器拓扑在一个开关周期(T_s，t₀-t₆)内正常工作的电路波形。

图4为本发明一实施例提供的一种IIOS变换器拓扑在一个开关周期(T_s，t₀-t₆)内每个工作状态的等效电路图，其中图4(a)为t<t₀时的等效电路图，图4(b)为t＝[t₀,t₁]时的等效电路图，图4(c)为t＝[t₁,t₂]时的等效电路图，图4(d)为t＝[t₂,t₃]时的等效电路图，图4(e)中为t＝[t₃,t₄]时的等效电路图，图4(f)为t＝[t₄,t₅]时的等效电路图。

图5为本发明一实施例提供的一种控制策略框图，图5(a)为MPPT控制，图5(b)为均压控制。

图6为本发明一实施例提供的在仿真中的8光伏子模块电压波形，图6(a)为第1个光伏子模块至第4个光伏子模块在含LC-PBU的IIOS拓扑中的波形；图6(b)为第5个光伏子模块至第8个光伏子模块在含LC-PBU的IIOS拓扑中的波形。

图7为本发明一实施例提供的在稳态下光伏子模块与功率均衡单元的相应波形，图7(a)为第2个光伏子模块(SM#2)的波形，图7(b)为第2个功率均衡单元(PBU#2)的波形。

图8为本发明一实施例提供的在稳态下开关管的电压电流波形，图8(a)为第2个光伏子模块中输入侧第一个开关管(S_1,2)的电压电流波形，图8(b)为第2个子模块输出侧第一个开关管(Q_1,2)的电压电流波形。

具体实施方式

图1展示了一种新型IIOS变换器，该IIOS变换器包括：主控制器；N个光伏子模块(SM#1～SM#N)；N-1个功率均衡单元(PBU#1～PBU#N-1)；并网电感(Lg)以及中压直流母线(MVDC)。

每个所述光伏子模块(简称“子模块”)包括光伏电池板(PV)和隔离型DC/DC变换器(简称“变换器”)，所述光伏电池板的输出端口与所述变换器的输入端口相连，所述变换器的输出端口即所述光伏子模块的输出端口。

每个所述光伏子模块中的所述变换器的原边(输入侧)为全桥逆变电路，包括电感L_SM,k、变压器原边线圈和四个开关管。所述四个开关管可采用MOSFET。其中左桥臂的两个开关管分别为S_1,k与S_2,k，所述S_1,k的漏极与输入电容正极(所述光伏电池板正极)相连，所述S_1,k的源极与所述S_2,k的漏极相连，所述S_2,k的源极与所述输入电容负极(所述光伏电池板负极)相连。右桥臂的两个开关管分别为S_3,k与S_4,k，所述S_3,k的漏极与所述输入电容正极(所述光伏电池板正极)相连，所述S_3,k的源极与所述S_4,k的漏极相连，所述S_4,k的源极与所述输入电容负极(所述光伏电池板负极)相连。所述电感L_SM,k的一端与所述S_1,k的源极相连，另一端与所述变压器原边线圈的m端相连，所述变压器原边线圈的n端与所述S_4,k的漏极相连。1≤k≤N。

每个所述光伏子模块中的所述变换器的副边(输出侧)为倍压整流电路，包括变压器副边线圈、两个开关管和两个电容。所述两个电容分别为C_1,k、C_2,k。所述电容C_1,k的负极和所述电容C_2,k的正极都与所述变压器副边线圈的p端相连。所述电容C_1,k的正极端作为第k个所述光伏子模块输出侧的正极端，所述电容C_2,k的负极作为第k个所述光伏子模块输出侧的负极端。所述两个开关管可采用MOSFET，分别为Q_1,k与Q_2,k，所述Q_1,k的漏极与所述电容C_1,k的正极相连，所述Q_1,k的源极与所述Q_2,k的漏极和所述变压器副边线圈的q端相连，所述Q_2,k的源极与所述电容C_2,k的负极相连。1≤k≤N。

第k个所述光伏子模块输出侧的正极端与第k-1个所述光伏子模块输出侧的负极端相连，第k个所述光伏子模块输出侧的负极端与第k+1个所述光伏子模块输出侧的正极端相连，2≤k≤N-1。第1个所述光伏子模块输出侧的正极端通过所述并网电感L_g与所述中压直流母线的正极母线相连，第N个所述光伏子模块输出侧的负极端与所述中压直流母线的负极母线相连。

第k1个所述功率均衡单元的a端与第k1个所述光伏子模块的开关管Q_1,k1的源极相连，第k1个所述功率均衡单元的b端与第k1+1个所述光伏子模块的开关管Q_1,k1+1的源极相连，1≤k1≤N-1。每个所述功率均衡单元包括电感L_B,k1、电容C_B,k1，其中所述电感L_B,k1的一端作为所述功率均衡单元的所述a端，另一端与所述电容C_B,k1的一端相连，所述电容C_B,k1的另一端作为所述功率均衡单元的所述b端，1≤k≤N-1。

所述主控制器分别与所述的N个光伏子模块依次连接。所述主控制器采集所述光伏电池板的输出电流、输出电压，通过MPPT算法确定每个所述隔离型DC/DC变换器输入侧开关管与输出侧开关管的控制移相角。所述主控制器采集所述光伏子模块的输出电压，通过相邻的所述光伏子模块的输出电压差以及相应PI算法确定相邻的所述光伏子模块的所述变换器输出侧开关管的相位偏移。

图2所示为所述IIOS变换器拓扑的控制信号框图，所述隔离型DC/DC变换器的所述原边的开关管S_1,k和S_4,k具有相同的PWM信号(g_S1,k，50％占空比，带有死区)，开关管S_2,k和S_3,k也一样具有相同的PWM信号(g_S2,k)。另外，g_S1,k和g_S2,k互补。高频变压器的匝数比为n＝N1:N2。L_SM,k是变压器的漏感。所述隔离型DC/DC变换器的所述副边侧的有源开关管Q_1,k和Q_2,k，用以配合所述PBU实现所述光伏子模块电压均衡。Q_1,k和Q_2,k PWM信号(g_Q1,k和g_Q2,k，50％占空比，带有死区)互补。1≤k≤N。Q_1,k PWM信号(g_Q1,k，50％占空比，带有死区)和Q_2,k PWM信号(g_Q2,k，50％占空比，带有死区)互补。1≤k≤N。

MPPT和均压都采用了移相的控制策略。每个所述子模块的g_S1,k由g_Q2,k移相得来，控制它们之间的相差d_SM,k可以控制所述子模块的输入功率，从而实现MPPT。第k+1个所述子模块的g_Q1,k+1由第k个所述子模块的g_Q1,k移相得到，控制它们的相差d_B,k可以实现两个所述子模块之间的功率传输，从而实现均压。由于两个移相角的控制相互独立，MPPT控制和均压控制不会相互干扰。

图3为所述IIOS变换器拓扑正常工作的电路波形，第k个所述光伏子模块(SM#k)输入侧的开关管S_1,k、S_2,k以及输出侧的开关管Q_1,k、Q_2,k驱动信号分别为g_S1,k、g_S2,k、g_Q1,k和g_Q2,k。SM#k的电感(L_SM,k)的电压和电流波形分别为v_LSM,k和i_LSM,k。C_1,k和C_2,k为SM#k的电容，其电压分别为V_C1,k和V_C2,k。Q_1,k+1和Q_2,k+1为第k+1个所述光伏子模块(SM#k+1)输出侧的开关管，其驱动信号分别为g_Q1,k+1和g_Q2k+1。C_1,k+1和C_2,k+1为SM#k+1的电容，其电压分别为V_C1,k+1和V_C2,k+1。L_B,k和C_B,k为第k个所述功率均衡单元(PBU#k)的电感和电容。v_LB,k和i_LB,k分别为L_B,k的电压和电流。v_CB,k为C_B,k上的电压。V_SM,k和V_SM,k+1分别为SM#k和SM#k+1的输出电压。稳态时应满足V_C1,k＝V_C2,k＝V_C1,k+1＝V_C2,k+1＝V_SM,k/2＝V_SM,k+1/2＝V_SM/2。由L_B,k电感伏秒平衡原理可知V_CB,k＝V_SM。其中V_SM为稳态时，光伏子模块平均输出电压，变换器的输出电流为I_g，开关频率为f_s。

在一个开关周期(T_s，t₀-t₆)内，电路的工作波形如图3所示，于是，电路可以被分成6个状态，如图4所示。

图4(a)中，t<t₀。在t＝t₀之前，S_2,k、S_3,k、Q_1,k和Q_1,k+1开通，L_SM,k的电压为0，电流i_LSM,k为负且不变。L_B,k的电压为0，电流i_LB,k为正且不变。

图4(b)中，t＝[t₀,t₁]。在t＝t₀时，断开S_2,k和S_3,k。由于i_LSM,k不能突变，S_1,k和S_4,k的反并联二极管被迫导通。此后开通S_1,k和S_4,k，由于开通时S_1,k和S_4,k两端电压已被其反并联二极管的导通置为0，所以实现了零电压开通。L_SM,k的电压为2V_PV，i_LSM,k由负变正。

图4(c)中，t＝[t₁,t₂]。在t＝t₁时，关断Q_1,k。由于i_LB,k不能突变，Q_2,k的反并联二极管被迫导通。此后开通Q_2,k，由于开通时Q_2,k两端电压已被其反并联二极管的导通置为0，所以实现了零电压开通。L_B,k的电压为-V_SM,k，电流i_LSM,k减小。i_LB,k由正变负。

图4(d)中，t＝[t₂,t₃]。在t＝t₂时，关断Q_1,k+1。由于i_LSM,k和i_LB,k不能突变，Q_2,k+1的反并联二极管被迫导通。此后开通Q_2,k+1，由于开通时Q_2,k+1两端电压已被其反并联二极管的导通置为0，所以实现了零电压开通。L_SM,k和L_B,k的电压均为0，i_LSM,k和i_LB,k都维持不变。

图4(e)中，t＝[t₃,t₄]。在t＝t₃时，关断S_1,k和S_4,k。由于i_LSM,k不能突变，S_2,k和S_3,k的反并联二极管被迫导通。此后开通过S_2,k和S_3,k，由于开通时过S_2,k和S_3,k两端电压已被其反并联二极管的导通置为0，所以实现了零电压开通。L_SM,k的电压为-2V_PV，电流i_LSM,k减小。i_LSM,k由正变负。

图4(f)中，t＝[t₄,t₅]。在t＝t₄时，关断Q_2,k。由于i_LB,k不能突变，Q_1,k的反并联二极管被迫导通。此后开通Q_1,k，由于开通时Q_1,k两端电压已被其反并联二极管的导通置为0，所以实现了零电压开通。L_B,k的电压为V_SM,k，电流i_LSM,k增大。i_LB,k由负变正。其中在t＝t₅时，关断Q_2,k。由于i_LSM,k和i_LB,k不能突变，Q_1,k+1的反并联二极管被迫导通。此后开通Q_1,k+1，由于开通时Q_1,k+1两端电压已被其反并联二极管的导通置为0，所以实现了零电压开通。L_SM,k和L_B,k的电压均为0，i_LSM,k和i_LB,k都维持不变。此后的状态与图4(a)相同。

在正常工作中，所述IIOS变换器的功率传输可以分为两部分：所述光伏子模块的功率传输和所述功率均衡单元的功率传输，每个传输过程可以分为电流换向阶段和功率传输阶段。两个功率传输过程都用到了所述变换器副边(输出侧)的开关管Q_1,k和Q_2,k。对于SM#k来说，当开关管S_1,k和S_4,k开通时，i_LSM，k电流必须为正，SM#k才有输入功率。因此，图4(b)是SM#k的电流换向阶段。此后，进入图4(c)和图4(d)，i_LSM，k由负变正，S_1,k和S_4,k导通，i_in,k＝I_LSM，k，这两个状态为SM#k的功率传输阶段。同理，当开关管S_2,k和S_3,k开通时，i_LSM，k电流必须为负，SM#k才有输入功率。图4(e)是SM#k的电流换向阶段。图4(f)和图4(a)为SM#k的功率传输阶段。

对于PBU#k来说，电容C_B，k是传递功率的媒介。假设功率从SM#k向SM#k+1传输。图4(a)和图4(b)中，Q_1,k和Q_1,k+1同时开通时，i_LB，k为正，SM#k上的电容C_1，k和C_2,k向C_B,k传输功率，这两个状态为PBU#k的功率传输阶段。图4(c)中，i由正变负，为PBU#k的电流换向阶段。图4(d)和图4(e)中，Q_2,k和Q_2,k+1同时开通时，i_LB，k为负，C_B，k向SM#k+1上的电容C_1,k+1和C_2,k+1向传输功率，这也是PBU#k的功率传输阶段。图4(f)中，i_LB，k由负变正，也是PBU#k的电流换向阶段。

图4中的i_B，k为所述IIOS变换器拓扑分析的虚拟电流，用来表示PBU#k传输功率需要的电流。

图5为所述IIOS变换器的控制策略框图，图5(a)为MPPT控制策略设计，所述主控制器采集所述光伏电池板的输出电流、输出电压，通过MPPT算法确定每个所述隔离型DC/DC变换器输入侧开关管与输出侧开关管的控制移相角。第k个所述光伏电池板的输出电流为：i_PV,k，1≤k≤N；第k个所述光伏电池板的输出电压为：v_PV,k，1≤k≤N；对第k个所述光伏子模块进行MPPT算法的控制对象为Q_1,k与S_2,k的移相角d_SM,k，1≤k≤N。

其中，确定移相角d_SM,k的方法如下：将第k个所述光伏子模块中所述光伏电池板输出的电压v_PV,k与电流i_PV,k输入MPPT算法确定功率最大点的电压V_PV,k ^*；将所述功率最大点电压V_PV,k ^*与第k个所述光伏子模块中所述光伏电池板输出的电压v_PV,k输入到第一减法器；将所述第一减法器的输出量输入第一PI控制器，其输出量作为Q_1,k与S_2,k的移相角d_SM,k，1≤k≤N。

图5(b)为均压控制，所述主控制器采集所述光伏子模块的输出电压，通过相邻的所述光伏子模块的输出电压差以及相应PI算法确定相邻的所述光伏子模块的所述变换器输出侧开关管的相位偏移。第k1个所述光伏子模块的输出电压为：v_SM,k1，1≤k1≤N-1；与第k1个所述光伏子模块相邻的第k1+1个所述光伏子模块的输出电压为：v_SM,k1+1，1≤k1≤N-1；对第k1个和第k1+1个所述光伏子模块进行电压差计算及相应PI算法的控制对象为Q_1,k1与Q_1,k1+1的移相角d_B,k1,1≤k1≤N-1。

其中，移相角d_B,k1的确定方法包括：将第k1个所述光伏子模块输出侧输出的电压v_SM,k1与第k1+1个所述光伏子模块输出侧输出的电压v_SM,k1+1输入第二减法器；将所述第二减法器的输出量输入到第二PI控制器，该第二PI控制器输出量作为第k1个所述光伏子模块中开关管Q_1,k1与第k1+1个所述光伏子模块中开关管Q_1,k1+1的移相角d_B,k1，1≤k1≤N-1。

在一种可能的实施方式中，所述光伏子模块数量N为8，所述光伏子模块中所述光伏电池板额定功率可为213.15W、所述变换器可采用LLC谐振变换器，所述倍压整流电路中的所述电容(C_1,1、C_2,1～C_1.N、C_2,N)可为50uF，所述原边的所述开关管可为耐压650V的MOSFET，所述副边的所述开关管可为耐压1.7kV的MOSFET，所述功率均衡单元中所述电感(L_B,1～L_B,N-1)可为1.07μH，所述电容(C_B,1～C_B,N-1)可为350μF，所述高压直流母线可选型为额定功率为288kW、母线电压为6kV。运用MATLAB/Simulink仿真实验平台对该实施例所提方案进行验证，仿真结果如图6、图7、图8所示。其中光照方式按如下变化：前0.5s，所有电池板接受光强(此处以可转换的光电功率表示)均为1000W/m²；在0.5s～0.7s内，各个电池板光强按电池板序号从1号正序自1000W/m²递减100W/m²；0.7s后各个电池板光强按电池板序号从8反序自1000W/m²递减100W/m²。

图6(a)和图6(b)所示的是所述IIOS变换器中所述光伏子模块的电压，在t＝0.5s和t＝0.7s时，由于光照发生变化，所述光伏子模块电压出现波动，但是通过均压控制，电压在100ms内被均衡。此仿真波形可说明本发明的所述IIOS变换器能在光伏电池板功率发生变化短时间内均衡各子模块的输出侧电压，以保证所有开关管的正常工作。

图7所示为所述IIOS变换器在稳态工作下各子模块和各功率均衡单元电感的电压电流波形示意图。图7(a)所示，在稳态工作下，第二个子模块的电感电压v_LSM,2与电流i_LSM,2在开关管驱动波形下的波形，可以从仿真中看出，Q_1,k与S_2,k之间的移相角是产生电感电压的原因，也是电流变化的原因，两个开关管驱动电路同电平后，即是功率交换的过程。图7(b)所示，在稳态工作下，第二个功率均衡单元的电感电压v_LB,2与电流i_LB,2在开关管驱动波形下的波形，可以从仿真中看出，Q_1,k与Q_1,k+1之间的移相角是产生电感电压的原因，也是电流变化的原因，两个开关管驱动电路同电平后，即是功率交换的过程。

图8所示为所述IIOS变换器在稳态下开关管的电压电流波形。图8(a)所示为第2个子模块中输入侧第一个开关管S_1,2的电压电流波形，可以看出在输入侧开关管在驱动信号导通前即可实现零电压，由于子模块输入侧的开关管开断波形相似对称，因此在子模块输入侧的开关管均可实现零电压开通(ZVS)，达到软开关要求。图8(b)所示为第2个子模块输出侧第一个开关管Q_1,2的电压电流波形，可以看出在开关管在驱动信号导通前即可实现零电压，由于输出侧的开关管开断波形相似对称，因此在输出侧开关管均可实现零电压开通(ZVS)，达到软开关要求；因此所述IIOS变换器所有开关管均可实现软开关，大大的减少了开关损耗。

通过以上仿真结果可以发现本发明的IIOS变换器，可以确保在全部光伏电源稳定并入直流电网的情况下，同时满足其高电压的增益、各子模块输出侧电压的均衡以及所有开关管实现软开关；该发明使用更少的半导体以及有源开关，不仅降低了制造成本，同时也能带来更高的转换效率。

Claims (4)

1.一种IIOS变换器，其特征在于，包括：

N个光伏子模块，每个所述光伏子模块包括光伏电池板和变换器，每个所述变换器的输入侧包括电感L_SM,k、变压器原边线圈和全桥逆变电路，所述全桥逆变电路左桥臂包括开关管S_1,k与S_2,k，右桥臂包括开关管分别为S_3,k与S_4,k，所述S_1,k的漏极和所述S_3,k的漏极分别与所述光伏电池板正极相连，所述S_2,k的源极和所述S_4,k的源极分别与所述光伏电池板负极相连，所述S_1,k的源极与所述S_2,k的漏极相连，所述S_3,k的源极与所述S_4,k的漏极相连，所述电感L_SM,k的一端与所述S_1,k的源极相连，所述电感L_SM,k的另一端与所述变压器原边线圈的m端相连，所述变压器原边线圈的n端与所述S_4,k的漏极相连，每个所述变换器的输出侧包括变压器副边线圈、两个开关管Q_1,k、Q_2,k和电容C_1,k、C_2,k，所述电容C_1,k的负极和所述电容C_2,k的正极都与所述变压器副边线圈的p端相连，所述电容C_1,k的正极作为第k个所述光伏子模块输出侧的正极端，所述电容C_2,k的负极作为第k个所述光伏子模块输出侧的负极端，所述Q_1,k的漏极与所述电容C_1,k的正极相连，所述Q_1,k的源极与所述Q_2,k的漏极和所述变压器副边线圈的q端相连，所述Q_2,k的源极与所述电容C_2,k的负极相连，1≤k≤N；第k个所述光伏子模块输出侧的正极端与第k-1个所述光伏子模块输出侧的负极端相连，第k个所述光伏子模块输出侧的负极端与第k+1个所述光伏子模块输出侧的正极端相连，2≤k≤N-1；第1个所述光伏子模块输出侧的正极端通过并网电感L_g与中压直流母线的正极母线相连，第N个所述光伏子模块输出侧的负极端与所述中压直流母线的负极母线相连；

N-1个功率均衡单元，其中第k1个所述功率均衡单元的a端与第k1个所述光伏子模块的开关管Q_1,k1的源极相连，第k1个所述功率均衡单元的b端与第k1+1个所述光伏子模块的开关管Q_1,k1+1的源极相连，1≤k1≤N-1；

主控制器，所述主控制器分别与所述的N个光伏子模块依次连接，以通过控制每个所述变换器输入侧开关管与输出侧开关管的移相角d_SM,k实现所述光伏子模块独立的MPPT控制，以及通过控制相邻的所述光伏子模块的所述变换器输出侧开关管的移相角d_B,k1实现相邻光伏子模块的功率传输。

2.根据权利要求1所述的IIOS变换器，其特征在于，每个所述功率均衡单元包括电感L_B,k1、电容C_B,k1，其中所述电感L_B,k1的一端作为所述功率均衡单元的所述a端，另一端与所述电容C_B,k1的一端相连，所述电容C_B,k1的另一端作为所述功率均衡单元的所述b端，1≤k1≤N-1。

3.根据权利要求1或2所述的IIOS变换器，其特征在于，所述移相角d_SM,k的确定方法包括：

所述主控制器采集所述光伏电池板的输出电流、输出电压；

将第k个所述光伏子模块中所述光伏电池板输出的电压v_PV,k与电流i_PV,k输入MPPT算法确定功率最大点的电压V_PV,k ^*；

将所述功率最大点电压V_PV,k ^*与第k个所述光伏子模块中所述光伏电池板输出的电压v_PV,k输入到第一减法器；

将所述第一减法器的输出量输入第一PI控制器，该第一PI控制器输出量作为第k个所述光伏子模块输出侧开关管与输入侧开关管的移相角d_SM,k。

4.根据权利要求1或2所述的IIOS变换器，其特征在于，所述移相角d_B,k1的确定方法包括：

所述主控制器采集所述光伏子模块的输出电压；

将第k1个所述光伏子模块输出侧输出的电压v_SM,k1与第k1+1个所述光伏子模块输出侧输出的电压v_SM,k1+1输入第二减法器；

将所述第二减法器的输出量输入到第二PI控制器，该第二PI控制器输出量作为第k1个所述光伏子模块输出侧开关管与第k1+1个所述光伏子模块输出侧开关管的移相角d_B,k1。

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