CN105553273B - 适用于中高压直流并网的级联dc/dc变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种适用于中高压直流并网的级联DC/DC变换器，整体变换器可由n个子模块组成，且单个子模块是单级式的，是由一个基本的全桥DC/DC变换器衍生而来。单个子模块中，变压器原边是由4个开关管组成的全桥；变压器副边是由三个二极管、两个开关管、一个滤波电容组成的兼具整流和级联功能的新型结构，其中第一和第二二极管同向串联后与滤波电容并联，第三二极管串在两个开关管中间所形成的串联分支也与滤波电容并联；最后，第三二极管的阳极和阴极分别作为级联的输入和输出端。本发明中的单个子模块是单级式的，提高了系统的集成度，并减少了器件数量，降低了系统总成本的同时减少了系统的损耗，提高系统的转换效率。

Description

适用于中高压直流并网的级联DC/DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种新型级联DC/DC变换器，属于电力电子技术领域，主要应用于中高压直流并网。
背景技术
目前，太阳能光伏发电已经得到比较广泛的应用，但基本都以交流并网形式为主。不过，现在也有很多人在研究中高压直流并网。无论是集中式光伏逆变器还是分布式光伏逆变器，都有一个比较明显的不足，即输出电压都较低，如果要将光伏发电接入直流配电网，则逆变器的输出需要经过隔离变压器升压，再经过VSC(voltage source converter)整流后再并入直流配电网。如此一来，整个系统设备多，占地面积大，结构相对复杂，而且会导致转换效率偏低。常见的基于模块化级联的光伏发电直流并网系统结构中，将光伏阵列的输出通过隔离式直流变换器接入半桥模块，多个这样的子模块输出通过级联形式连结，通过调节投入的子模块数量来获得期望的直流电压并接入直流配电网进行电能输送。通过这种结构，不仅可以满足相应的电压以及功率等级要求，而且从光伏电池输出的直流电能只需要经过一级变换再经串联输出即可并入直流配电网，省去中间的交流环节和升压变压器，降低成本，提高光伏发电系统的整体效率，此外，采用模块化设计，还可提高系统的冗余性和可靠性。但上述隔离式直流变换器接入半桥模块组成的结构是两级式的，系统集成度还是不够高，而且使用的器件数量也不是最少的，相应地，工作也会因为器件数量的多数而产生更多的损耗，成本也相应增加了，尤其是对于这种有很多子模块级联的结构。
发明内容
技术问题：本发明针对中高压直流并网技术的发展趋势，并充分考虑成本、系统可靠性和损耗等因素后，提出一种新型的级联DC/DC变换器，单个子模块是单级式的。
技术方案：适用于中高压直流并网的级联DC/DC变换器，整体变换器由n个子模块组成，每个子模块是单级式的；所述子模块包括变压器，变压器原边是由原边滤波电容、原边漏感和第一至第四开关管组成的全桥逆变电路；所述第一开关管和第二开关管串联形成第一桥臂电路，第三开关管和第四开关管串联形成第二桥臂电路，所述第一桥臂电路和第二桥臂电路并联，原边滤波电容正极连接第一开关管集电极或漏极，原边滤波电容负极连接第二开关管发射极或源极，原边漏感一端连接第一开关管和第二开关管的中间节点、另一端连接至变压器原边绕组的上端口，变压器原边绕组的下端口连接至第三开关管和第四开关管的中间节点；
变压器副边包括第一至第三二极管、第五开关管、第六开关管、副边滤波电容；所述第二二极管负极连接第一二极管正极，第一二极管负极连接副边滤波电容正极，副边滤波电容负极连接第二二极管正极；所述副边滤波电容正极连接第六开关管的集电极或漏极，第六开关管的发射极或源极连接第三二极管负极，第三二极管正极连接第五开关管的集电极或漏极，第五开关管的发射极或源极连接副边滤波电容负极；副边绕组的上端口连接第一二极管正极，下端口连接第三二极管正极；且第三二极管的正极和负极分别作为级联的输入端和输出端与上下相邻的子模块实现级联。
本发明还提供一种利用适用于中高压直流并网的级联DC/DC变换器实现的控制方法，具体方法如下：
(1)对于变压器原边的全桥逆变电路采用移相PWM控制进行输入功率的调节，控制第一开关管的驱动波形超前于第四开关管，第一开关管的驱动波形与第二开关管互补，第四开关管的驱动波形与第三开关管互补；且第四开关管的驱动波形导通起点不变，通过改变第一开关管驱动波形的导通起点来实现移相；
(2)第五开关管和第六开关管的驱动波形始终保持一致，频率与全桥逆变电路的开关频率一致，且导通起点与第四开关管导通起点一致；且第五开关管和第六开关管的导通占空比小于等于0.5，即在第四开关管关断时，第五开关管和第六开关管已经处于关断状态；
(3)采集各子模块的输入电压和输入电流得到各子模块的输入功率Pk，则第k个子模块输入功率所占比值为其中h为定常比例系数，h<0.5，k＝1，…，n；
(4)将电容电压参考值Vref与子模块副边滤波电容Co端电压Vk相减，所得差值进行PI调节并限幅后得到第五开关管和第六开关管的补偿占空比Dk2，则第五开关管和第六开关管的实际占空比为Dk5＝Dk1-Dk2；
(5)各子模块进行移相，第k个子模块的移相角度为k＝1，…，n。
最终实现每个子模块中的滤波电容Co两端的电压相等，也就是实现模块间的均压并进行直流并网。
本发明还提供一种利用适用于中高压直流并网的级联DC/DC变换器的控制方法实现的工作方法，其特征在于，包括十种工作模态，一个周期内会出现所述十种工作模态中的M种工作模态，M小于10；其中：Q1为第一开关管，Q2为第二开关管，Q3为第三开关管，Q4为第四开关管，Q5为第五开关管，Q6为第六开关管，Cin为原边滤波电容，L为原边漏感，Co为副边滤波电容，D1为第一二极管，D2为第二二极管，D3为第三二极管，ig为直流电网电流，is为变压器副边电流，Vn为模块输出端口电压，Vco为Co端电压；所述十种工作模态如下：
1)、当Q1、Q4～Q6导通，Q2、Q3关断，ig大于is时：输入源、Q1和Q4、变压器原边及L形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成一个回路；Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网；流经Co的电流从下至上，Vn＝Vco；
2)、当Q1、Q4～Q6导通，Q2、Q3关断，ig小于is时：各部分形成的回路同1)所述；流经Co的电流从上至下，Vn＝Vco；
3)、当Q1、Q4导通，Q2、Q3、Q5、Q6关断时：输入源、Q1和Q4、变压器原边及L形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成副边回路；D3将Co从级联支路旁路掉，Vn＝0；
4)、当Q2、Q4～Q6导通，Q1、Q3关断，ig大于is，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q4、Q2的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成一个回路；Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网；流经Co的电流从下至上，Vn＝Vco；
5)、当Q2、Q4～Q6导通，Q1、Q3关断，ig小于is，L电流降为0之前：各部分形成的回路同4)所述；流经Co的电流从上至下，Vn＝Vco；
6)、当Q2、Q4导通，Q1、Q3、Q5、Q6关断，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q4、Q2的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0；
7)、当Q2、Q4、Q5、Q6导通，Q1、Q2、Q3、Q4关断，且L电流降为0时：变压器停止工作，Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网，Vn＝Vco；
8)、当Q2、Q4导通，Q1、Q3、Q5、Q6关断，且L电流降为0：变压器停止工作，D3将Co旁路，Vn＝0；
9)、当Q2、Q3导通，Q1、Q4、Q5、Q6关断，且L电流从0重新开始上升：输入源、Q3、变压器原边及L、Q2形成原边回路；变压器副边、D3、Q6的反并联二极管、Co、D2形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0；
10)、当Q1、Q3导通，Q2、Q4、Q5、Q6关断，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q3、Q1的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D3、Q6的反并联二极管、Co、D2形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0。
有益效果：相对于常见的两级式的模块结构，本发明中的单个子模块是单级式的，提高了系统的集成度，并且减少了器件数量，降低了系统总成本的同时减少了系统的损耗，提高系统的转换效率。
附图说明
图1～图10是单个子模块存在的10种可能的工作模态图；
图11是第k个子模块开关管Q5、Q6的控制框图；
图12是光伏直流并网主电路(含3个子模块)图；
图13是各模块滤波电容两端的电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步的说明。
如图12所示，一种适用于中高压直流并网的新型级联DC/DC变换器整体可由n个子模块组成，且单个子模块是单级式的，是由一个基本的全桥DC/DC变换器演变而来。单个子模块中，变压器原边是由原边滤波电容、原边漏感和第一至第四开关管组成的全桥逆变电路；所述第一开关管和第二开关管串联形成第一桥臂电路，第三开关管和第四开关管串联形成第二桥臂电路，所述第一桥臂电路和第二桥臂电路并联，原边滤波电容正极连接第一开关管集电极或漏极，原边滤波电容负极连接第二开关管发射极或源极，原边漏感一端连接第一开关管和第二开关管的中间节点、另一端连接至变压器原边绕组的上端口，变压器原边绕组的下端口连接至第三开关管和第四开关管的中间节点；
变压器副边包括第一至第三二极管、第五开关管、第六开关管、副边滤波电容；所述第二二极管负极连接第一二极管正极，第一二极管负极连接副边滤波电容正极，副边滤波电容负极连接第二二极管正极；所述副边滤波电容正极连接第六开关管的集电极或漏极，第六开关管的发射极或源极连接第三二极管负极，第三二极管正极连接第五开关管的集电极或漏极，第五开关管的发射极或源极连接副边滤波电容负极；副边绕组的上端口连接第一二极管正极，下端口连接第三二极管正极；且第三二极管的正极和负极分别作为级联的输入端和输出端与上下相邻的子模块实现级联。
如图11所示，为适用于中高压直流并网的新型级联DC/DC变换器的控制方法，最终实现每个子模块中的滤波电容Co两端的电压相等，也就是实现模块间的均压并进行直流并网；假如总共有n个子模块，且此处以第k(1，…，n)个子模块为例进行详细阐述：
(1)对于变压器原边的全桥逆变电路采用移相PWM控制进行输入功率的调节，控制第一开关管的驱动波形超前于第四开关管，第一开关管的驱动波形与第二开关管互补，第四开关管的驱动波形与第三开关管互补；且第四开关管的驱动波形导通起点不变，通过改变第一开关管驱动波形的导通起点来实现移相；
(2)第五开关管和第六开关管的驱动波形始终保持一致，频率与全桥逆变电路的开关频率一致，且导通起点与第四开关管导通起点一致；且第五开关管和第六开关管的导通占空比小于等于0.5，也即开关管Q4导通的那段时间内，开关管Q5、Q6才能导通，后半周期必须处于关断状态；
(3)假设各个子模块的变换效率相同，且直流电网电流ig纹波较小，则可以认为经过每个子模块的电网电流在一个周期内是一样的，所以为了实现均压，只需根据各个模块的输入功率占总功率的比值进行开关管Q5、Q6的占空比调节即可；采集各子模块的输入电压和输入电流得到各子模块的输入功率Pk，则第k个子模块输入功率所占比值为其中h为定常比例系数，因为开关管Q5、Q6的最大导通占空比为0.5，所以h<0.5，k＝1，…，n；
(4)为了更好地实现均压效果，进行闭环控制，增加一个滤波电容电压补偿环；将电容电压参考值Vref与子模块副边滤波电容Co端电压Vk相减，所得差值进行PI调节并限幅后得到第五开关管和第六开关管的补偿占空比Dk2，则第五开关管和第六开关管的实际占空比为Dk5＝Dk1-Dk2；
(5)各子模块进行移相，第k个子模块的移相角度为k＝1，…，n。
利用该控制方法，单个子模块存在10种可能的工作模态，但在稳态情况下，一个连续周期内不会覆盖所有的10种工作模态。10种可能的工作模态列举如下：其中：Q1为第一开关管，Q2为第二开关管，Q3为第三开关管，Q4为第四开关管，Q5为第五开关管，Q6为第六开关管，Cin为原边滤波电容，L为原边漏感，Co为副边滤波电容，D1为第一二极管，D2为第二二极管，D3为第三二极管，ig为直流电网电流，is为变压器副边电流，Vn为模块输出端口电压，Vco为Co端电压；所述十种工作模态如下：
1)、当Q1、Q4～Q6导通，Q2、Q3关断，ig大于is时：输入源、Q1和Q4、变压器原边及L形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成一个回路；Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网；流经Co的电流从下至上，Vn＝Vco；
2)、当Q1、Q4～Q6导通，Q2、Q3关断，ig小于is时：各部分形成的回路同1)所述；流经Co的电流从上至下，Vn＝Vco；
3)、当Q1、Q4导通，Q2、Q3、Q5、Q6关断时：输入源、Q1和Q4、变压器原边及L形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成副边回路；D3将Co从级联支路旁路掉，Vn＝0；
4)、当Q2、Q4～Q6导通，Q1、Q3关断，ig大于is，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q4、Q2的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成一个回路；Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网；流经Co的电流从下至上，Vn＝Vco；
5)、当Q2、Q4～Q6导通，Q1、Q3关断，ig小于is，L电流降为0之前：各部分形成的回路同4)所述；流经Co的电流从上至下，Vn＝Vco；
6)、当Q2、Q4导通，Q1、Q3、Q5、Q6关断，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q4、Q2的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0；
7)、当Q2、Q4、Q5、Q6导通，Q1、Q2、Q3、Q4关断，且L电流降为0时：变压器停止工作，Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网，Vn＝Vco；
8)、当Q2、Q4导通，Q1、Q3、Q5、Q6关断，且L电流降为0：变压器停止工作，D3将Co旁路，Vn＝0；
9)、当Q2、Q3导通，Q1、Q4、Q5、Q6关断，且L电流从0重新开始上升：输入源、Q3、变压器原边及L、Q2形成原边回路；变压器副边、D3、Q6的反并联二极管、Co、D2形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0；
10)、当Q1、Q3导通，Q2、Q4、Q5、Q6关断，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q3、Q1的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D3、Q6的反并联二极管、Co、D2形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0。
如图12中的适用于级联的新型DC/DC变换器，变压器原边是全桥逆变电路，通过移相PWM技术来实现光伏组件(PV)最大功率点的追踪(MPPT)。变压器副边是由三个二极管、两个开关管、一个滤波电容组成的兼具整流和级联功能的结构。
下面通过一个具体的例子来阐述本发明技术方案：
采用图12所示的运用本发明适用于中高压直流并网的新型级联DC/DC变换器的光伏发电直流并网系统，最终实现各个模块间的均压，使滤波电容两端的电压稳在300V。单个PV的开路电压为200～300V，最大功率可达1kW，但三个PV设置了不同的光照强度，所以最大功率有所不同；直流电网侧的电压为300V；直流电网侧电感Lg＝750uH。单个子模块的参数如表1所示(各个模块参数相同)。
表1、图12所示单个子模块的参数
仿真结果如图13：
1)、如图13所示为各个模块滤波电容上的电压波形图，各个电容电压的在300V附近波动，很好地实现了各个模块上电容电压的均衡；
2)、各模块光伏组件(PV)的输出功率波形图，因为光照强度的参数不同，各模块的最大功率分别约为1000W、800W、600W；
3)、各模块开关管Q5(或Q6)的驱动波形图，可以看出，3个模块之间有一个120°的移相，并且占空比也是从大到小排列，这正好也符合各个模块的输入功率由大到小的排列情况；
4)、模块1中开关管Q1～Q5(Q5、Q6驱动波形一致)的驱动波形图；
5)、模块1的光伏组件(PV)的输出电压、输出电流和输出功率，可以看出，通过移相PWM技术很好地实现了光伏组件(PV)最大功率点的追踪(MPPT)。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.适用于中高压直流并网的级联DC/DC变换器，其特征在于，整体变换器由n个子模块组成，每个子模块是单级式的；所述子模块包括变压器，变压器原边是由原边滤波电容、原边漏感和第一至第四开关管组成的全桥逆变电路；所述第一开关管和第二开关管串联形成第一桥臂电路，第三开关管和第四开关管串联形成第二桥臂电路，所述第一桥臂电路和第二桥臂电路并联，原边滤波电容正极连接第一开关管集电极或漏极，原边滤波电容负极连接第二开关管发射极或源极，原边漏感一端连接第一开关管和第二开关管的中间节点、另一端连接至变压器原边绕组的上端口，变压器原边绕组的下端口连接至第三开关管和第四开关管的中间节点；
变压器副边包括第一至第三二极管、第五开关管、第六开关管、副边滤波电容；所述第二二极管负极连接第一二极管正极，第一二极管负极连接副边滤波电容正极，副边滤波电容负极连接第二二极管正极；所述副边滤波电容正极连接第六开关管的集电极或漏极，第六开关管的发射极或源极连接第三二极管负极，第三二极管正极连接第五开关管的集电极或漏极，第五开关管的发射极或源极连接副边滤波电容负极；副边绕组的上端口连接第一二极管正极，下端口连接第三二极管正极；且第三二极管的正极和负极分别作为级联的输入端和输出端与上下相邻的子模块实现级联。
2.利用权利要求1所述的适用于中高压直流并网的级联DC/DC变换器实现的控制方法，其特征在于，具体方法如下：
(1)对于变压器原边的全桥逆变电路采用移相PWM控制进行输入功率的调节，控制第一开关管的驱动波形超前于第四开关管，第一开关管的驱动波形与第二开关管互补，第四开关管的驱动波形与第三开关管互补；且第四开关管的驱动波形导通起点不变，通过改变第一开关管驱动波形的导通起点来实现移相；
(2)第五开关管和第六开关管的驱动波形始终保持一致，频率与全桥逆变电路的开关频率一致，且导通起点与第四开关管导通起点一致；且第五开关管和第六开关管的导通占空比小于等于0.5，即在第四开关管关断时，第五开关管和第六开关管已经处于关断状态；
(3)采集各子模块的输入电压和输入电流得到各子模块的输入功率Pk，则第k个子模块输入功率所占比值为其中h为定常比例系数，h<0.5，k＝1，…，n；
(4)将电容电压参考值Vref与子模块副边滤波电容Co端电压Vk相减，所得差值进行PI调节并限幅后得到第五开关管和第六开关管的补偿占空比Dk2，则第五开关管和第六开关管的实际占空比为Dk5＝Dk1-Dk2；
(5)各子模块进行移相，第k个子模块的移相角度为
3.利用权利要求2所述的适用于中高压直流并网的级联DC/DC变换器的控制方法实现的工作方法，其特征在于，包括十种工作模态，一个周期内会出现所述十种工作模态中的M种工作模态，M小于10；其中：Q1为第一开关管，Q2为第二开关管，Q3为第三开关管，Q4为第四开关管，Q5为第五开关管，Q6为第六开关管，Cin为原边滤波电容，L为原边漏感，Co为副边滤波电容，D1为第一二极管，D2为第二二极管，D3为第三二极管，ig为直流电网电流，is为变压器副边电流，Vn为模块输出端口电压，Vco为Co端电压；所述十种工作模态如下：
1)、当Q1、Q4～Q6导通，Q2、Q3关断，ig大于is时：输入源、Q1和Q4、变压器原边及L形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成一个回路；Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网；流经Co的电流从下至上，Vn＝Vco；
2)、当Q1、Q4～Q6导通，Q2、Q3关断，ig小于is时：各部分形成的回路同1)所述；流经Co的电流从上至下，Vn＝Vco；
3)、当Q1、Q4导通，Q2、Q3、Q5、Q6关断时：输入源、Q1和Q4、变压器原边及L形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成副边回路；D3将Co从级联支路旁路掉，Vn＝0；
4)、当Q2、Q4～Q6导通，Q1、Q3关断，ig大于is，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q4、Q2的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成一个回路；Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网；流经Co的电流从下至上，Vn＝Vco；
5)、当Q2、Q4～Q6导通，Q1、Q3关断，ig小于is，L电流降为0之前：各部分形成的回路同4)所述；流经Co的电流从上至下，Vn＝Vco；
6)、当Q2、Q4导通，Q1、Q3、Q5、Q6关断，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q4、Q2的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D1、Co、Q5的反并联二极管形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0；
7)、当Q2、Q4、Q5、Q6导通，Q1、Q2、Q3、Q4关断，且L电流降为0时：变压器停止工作，Q5、Co、Q6形成一条支路将Co串入到级联支路进行直流并网，Vn＝Vco；
8)、当Q2、Q4导通，Q1、Q3、Q5、Q6关断，且L电流降为0：变压器停止工作，D3将Co旁路，Vn＝0；
9)、当Q2、Q3导通，Q1、Q4、Q5、Q6关断，且L电流从0重新开始上升：输入源、Q3、变压器原边及L、Q2形成原边回路；变压器副边、D3、Q6的反并联二极管、Co、D2形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0；
10)、当Q1、Q3导通，Q2、Q4、Q5、Q6关断，L电流降为0之前：变压器原边及L、Q3、Q1的反并联二极管形成原边回路；变压器副边、D3、Q6的反并联二极管、Co、D2形成副边回路；D3将Co旁路，Vn＝0。
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