CN109560703B - 一种基于耦合电感的开关电容型高增益dc/dc变换器 - Google Patents

一种基于耦合电感的开关电容型高增益dc/dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器，包括直流输入电源，耦合电感，第一、二开关管，第一、二、三、四极管，第一、二、三电容；直流输入电源分别与耦合电感、第二二极管、第二开关管连接；耦合电感分别与第一开关管和第一二极管连接；第一开关管、第二二极管与第一电容的连接；第二开关管、第一二极管与第一电容连接；耦合电感分别与第三二极管、第四二极管、第二电容、第三电容连接；第三二极管与第二电容连接，第四二极管与第三电容连接；第一电容与第二电容连接；第一电容和第三电容连接负载电阻。本发明具有高电压增益、低电压应力和宽输出电压调节的优点。

Description

一种基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及直流升压变换的技术领域，尤其是指一种基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器。
背景技术
随着科学技术的不断进步与发展，避免传统化石燃料的快速消耗，基于可再生清洁能源的分布式电源系统(Distributed Power System，DPS)在诸多领域得到不断运用。太阳能作为可再生清洁能源的代表，因其具有无污染、易获取、无穷尽等优点，针对光伏系统的相关研究越来越多，且光伏系统的维护成本低，使用寿命长，光伏系统在分布式电源系统中得到了广泛的研究与运用。然而输出电压等级低是光伏系统的缺陷，使得在诸多应用场合中需要通过抬升其输出电压至某一等级才能保证系统的正常工作。因此运用升压变换器来对电压进行变换是必不可少的环节，传统的升压变换器如Boost电路与Flyback电路由于其在开关通断状态中只在电感两端电压中耦合进一次输出电压，所以其升压增益有限；后来相关学者通过耦合电感来将Boost与Flyback电路结合起来亦或是引入钳位电路进一步利用漏感能量，电压增益得到了一定的提高，但是由于电路整体的工作原理没有发生改变，变换器的增益仍然会受到极限占空比的限制，因此研究有着更高电压增益的DC/DC变换器对以光伏板为主要电能来源的区域微电网的发展有着重要意义。
发明内容
本发明的目的在于针对传统Boost与Flyback变换器及其改进拓扑结构电压增益不高与极限占空比的缺陷，提出了一种结构合理、更高增益、输出电压可调节范围更广的基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器，包括直流输入电源，耦合电感，第一开关管及其反并联二极管，第二开关管及其反并联二极管，第一二极管，第二二极管，第一电容，第三二极管，第二电容，第三电容，第四二极管；所述直流输入电源的正极与耦合电感原边的同名端相连，负极分别与第二二极管的阴极和第二开关管的源极连接；所述耦合电感原边的异名端分别与第一开关管的漏极和第一二级管的阳极连接；所述第一开关管的源极、第二二极管的阳极分别与第一电容的负极连接；所述第二开关管的漏极、第一二极管的阴极分别与第一电容的正极连接；所述耦合电感副边的同名端分别与第三二极管的阴极、第四二极管的阳极连接，其异名端分别与第二电容的正极、第三电容的负极连接；所述第三二极管的阳极与第二电容的负极连接，第四二极管的阴极与第三电容的正极连接；所述第一电容的正极和第二电容的负极连接；所述第一电容的负极和第三电容的正极连接负载电阻两端。
进一步，所述第一开关管和第二开关管共用同一驱动信号。
进一步，所述第一开关管和第二开关管为带有反并联二极管的功率开关管。
进一步，所述耦合电感的原副边绕组匝比为1:n。
本发明与现有技术相比，具有如下有点与有益效果：
1、电压增益M为较传统Boost与Flyback型变换器增益更大，通过调节耦合电感两端线圈的匝比，变换器可以输出更高的直流电压。
2、由于变换器可以实现的电压增益更大，因此输出电压的可调节范围也更宽。
3、变换器可以选择合适的占空比，而无需工作在极限占空比的条件下。
4、开关管两端承受的电压没有因为开关电容结构的引入而变大，因此开关管的选型要求低，可以节约系统搭建成本，更适用于区域微电网中光伏板电压升压变换和高输出电压的场合。
附图说明
图1为本发明高增益DC/DC变换器的电路图。
图2为本发明高增益DC/DC变换器的等效电路图。
图3为电路在一个开关周期中主要元件的电压电流波形图。
图4a为电路在一个开关周期内的电路模态图之一。
图4b为电路在一个开关周期内的电路模态图之二。
图4c为电路在一个开关周期内的电路模态图之三。
图4d为电路在一个开关周期内的电路模态图之四。
图5为本发明电路在不同匝比n下的电压增益曲线图。
图6为本发明电路和传统Boost、Flyback及相应改进变换器在n＝1时的电压增益对比图。
图7为两个开关管驱动信号波形图。
图8为输入直流电压和输出直流电压的仿真波形图。
图9为两个开关管漏源极两端电压的仿真波形图。
图10为四个二极管阴阳极两端电压的仿真波形图。
图11为流过耦合电感漏感电流的仿真波形图。
图12为流过四个二极管电流的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合具体实施案例对本发明作进一步说明。
参见图1所示，本实施例所提供的基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器，包括有直流输入电源DC，耦合电感L，第一开关管S1及其反并联二极管DS1，第二开关管S2及其反并联二极管DS2，第一二极管D1，第二二极管D2，第一电容C1，第三二极管D3，第二电容C2，第三电容C3，第四二极管D4；所述直流输入电源DC正极与耦合电感L原边的同名端相连，负极与第二二极管D2的阴极和第二开关管S2的源极连接；所述耦合电感L原边的异名端与第一开关管S1的漏极和第一二极管D1的阳极连接；所述第一开关管S1的源极、第二二极管D2的阳极与第一电容C1的负极连接；所述第二开关管S2的漏极、第一二极管D1的阴极与第一电容C1的正极连接；所述耦合电感L的副边同名端与第三二极管D3的阴极、第四二极管D4的阳极连接，其异名端与第二电容C2的正极、第三电容C3的负极连接；所述第三二极管D3的阳极与第二电容C2的负极连接，第四二极管D4的阴极与第三电容C3的正极连接；所述第一电容C1的正极和第二电容C2的负极连接；所述第一电容C1的负极和第三电容C3的正极与负载电阻RLoad两端相连。所述第一开关管S1和第二开关管S2为带有反并联二极管的功率开关管，且共用同一驱动信号，所述耦合电感L原副边绕组的匝比为1:n。
图2给出了上述DC/DC变换器的等效电路图，其中耦合电感L用其等效电路模型(励磁电感、漏感与一个理想变压器的组合)来代替，Lm为耦合电感L的励磁电感，Lk为耦合电感L的漏感，理想变压器的原副边匝比为1:n。
本实施例所述的基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器的稳态分析如下：
1)模态分析
图3绘制出电路稳定工作情况下的主要元件波形图。
下面将结合图4对电路的工作状态进行详细的分析：
a.阶段t0～t1如图4a，此阶段第一开关管S1与第二开关管S2在驱动信号的作用下开始导通，第一二极管D1、第二二极管D2和第四二极管D4承受反压关断，第一电容C1与直流输入电源DC串联对耦合电感L的励磁电感Lm充电，流过耦合电感L的励磁电感Lm的电流线性上升；耦合电感L副边电流经第三二极管D3续流给第二电容C2充电；第一电容C1与第三电容C3一起给负载RLoad放电；当流过第三二极管D3的电流下降到零时，此阶段结束。
b.阶段t1～t2如图4b，此阶段第一开关管S1与第二开关管S2仍然维持导通状态，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3承受反压关断，第一电容C1与直流输入电源DC串联继续对耦合电感L的励磁电感Lm充电，流过励磁电感的电流线性上升；第四二极管D4承受正压而导通，耦合电感L副边通过第四二极管D4对第三电容C3充电；第一电容C1与第二电容C2一起给负载RLoad放电；当第一开关管S1与第二开关管S2的驱动信号消失时，此阶段结束。
c.阶段t2～t3如图4c，此阶段第一开关管S1与第二开关管S2关断，耦合电感的励磁电感Lm与漏感Lk通过第一二极管D1与第二二极管D2续流，直流输入电源与耦合电感L的励磁电感Lm串联一起对第一电容C1充电，耦合电感L因承受反压使得励磁电感Lm电流线性下降；耦合电感L副边的电流通过第四二极管D4续流对第三电容C3充电；直流输入电源DC与第二电容C2串联对负载RLoad放电；当流过第四二极管D4的电流下降到零时，此阶段结束。
d.阶段t3～t4如图4d，此阶段耦合电感L的励磁电感Lm与漏感Lk继续通过第一二极管D1与第二二极管D2续流，直流输入电源DC与耦合电感L的励磁电感Lm串联继续给第一电容C1充电，耦合电感L的励磁电感Lm电流线性下降；第三二极管D3承受正压导通，耦合电感L副边通过第三二极管D3对第二电容C2充电；直流输入电源DC与第三电容C3串联一起对负载RLoad放电；当下一周期第一开关管S1与第二开关管S2的驱动信号到来时，此阶段结束。
2)电压增益分析
为了简化变换器电压增益的分析过程先做出如下定义(a、b)，并进行假设(c、d、e)：
a.占空比其中Ts为电路的工作周期，Ton为两个开关管S1与S2的导通时间，即驱动信号为高电平的时间；
b.耦合电感L的耦合系数其中Lm为耦合电感L的励磁电感，Lk为耦合电感L的漏感。
c.所有器件均为理想器件；
d.电容容值足够大，电容两端电压在开关周期内保持恒定；
e.流过耦合电感的励磁电感电流连续。
由于阶段t0～t1与t2～t3持续的时间远小于t1～t2和t3～t4持续的时间，因此在电压增益分析中，可以忽略t0～t1与t2～t3这两个模态。分别对阶段t1～t2和t3～t4进行分析：
阶段t1～t2，由基尔霍夫电压定律(KVL)可以得到：
VLm＝k(Vin+VC1) (1)
耦合电感L副边的左右两侧电压即第三电容C3两端电压为:
阶段t3～t4，由基尔霍夫电压定律(KVL)可以得到：
VLm＝k(Vin-VC1) (3)
耦合电感L副边上下两侧的两侧电压即第二电容C2两端电压的相反数为:
对耦合电感L的励磁电感Lm利用伏秒平衡条件可以得到：
求解(5)式，可以得到第一电容C1两端的电压：
将(6)式代入(2)、(3)式中可以得到第二电容C2和第三电容C3两端的电压：
则输出电压Vo为：
设计时，漏感Lk相对于励磁电感Lm小得多，因此耦合系数k约为1，则最后整个电路的电压增益为：
图5绘制了不同匝比n下的电压增益(M)曲线图，从图中可以看出仅设置耦合电感副原边的匝比n的匝比为1占空比D在0.4时电压增益已经达到了15倍，进一步增大n则可以继续提升变换器的电压增益。
已知Boost-Flyback型电路和传统Boost电路的电压增益分别为与/>
图6绘制了当n＝1时三种电路的电压增益曲线图，从图中可以看出所提发明高增益DC/DC变换器的电压增益明显高于传统Boost电路与Boost-Flyback型电路的电压增益。
3)开关管与二极管的电压应力分析
在阶段t0～t1中，由基尔霍夫电压定律(KVL)可以得到：
在阶段t1～t2中，由基尔霍夫电压定律(KVL)可以得到：
在阶段t2～t3和t3～t4中，由基尔霍夫电压定律(KVL)可以得到：
现对本发明DC/DC变换器进行仿真验证，各元件参数如表1所示，其仿真具体结果如图7、图8、图9、图10、图11和图12所示。
表1所述变换器中各元器件的参数选择
两个开关管，即第一开关管S1与第二开关管S2的驱动波形如图7所示，占空比D设置为0.4；输出电压Vo与输入电压的Vin的比较波形如图8所示，由图可见输出电压稳定在145V，整体升压比达到了近15倍，进一步调节耦合电感副原边匝比n的大小，可使得升压增益进一步提升；两个开关管S1、S2漏源极两端电压的波形如图9所示，从图中可以看出两个开关管的电压应力均为50V，与理论计算的电压应力大小一致；四个二极管D1、D2、D3和D4阴阳极两端的电压仿真波形如图10所示，电压应力大小分别为50V、50V、95V和95V，与理论计算的电压应力相符，且均比输出电压值低，因此可以运用所需电压较高的场合，其中第三二极管D3与第四二极管D4由于漏感Lk的分压作用使得两端的电压应力较理论计算值偏低；图11与图12分别为流过耦合电感L漏感Lk与四个二极管D1、D2、D3、D4电流的仿真波形图，和理论分析相符。
综上所述，仿真结果与理论分析一致验证了电路的正确性且实现了高电压增益的功能，且各二极管与开关管的电压应力也低于输出电压使得本发明DC/DC变换器可以用于高输出电压的场合，因此可运用于区域微电网中作为光伏系统输出电压的升压变换器。
以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明并不局限于上述实施方式，在实施过程中可能存在电路模型、驱动信号及相关参数的改动，如果对本发明的改动或变形不脱离本发明的精神和范围，且属于本发明的权利要求和等同技术范围之内，则本发明也意图包括这些改动和变形。

Claims (4)

1.一种基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器，其特征在于，包括直流输入电源(DC)，耦合电感(L)，第一开关管(S 1 )及其反并联二极管(D S1 )，第二开关管(S 2 )及其反并联二极管(D S2 )，第一二极管(D 1 )，第二二极管(D 2 )，第一电容(C 1 )，第三二极管(D 3 )，第二电容(C 2 )，第三电容(C 3 )，第四二极管(D 4 )；所述直流输入电源(DC)的正极与耦合电感(L)原边的同名端相连，负极分别与第二二极管(D 2 )的阴极和第二开关管(S 2 )的源极连接；所述耦合电感(L)原边的异名端分别与第一开关管(S 1 )的漏极和第一二极管(D 1 )的阳极连接；所述第一开关管(S 1 )的源极、第二二极管(D 2 )的阳极分别与第一电容(C 1 )的负极连接；所述第二开关管(S 2 )的漏极、第一二极管(D 1 )的阴极分别与第一电容(C 1 )的正极连接；所述耦合电感(L) 副边的同名端分别与第三二极管(D 3 )的阴极、第四二极管(D 4 )的阳极连接，其异名端分别与第二电容(C 2 )的正极、第三电容(C 3 )的负极连接；所述第三二极管(D 3 )的阳极与第二电容(C 2 )的负极连接，第四二极管(D 4 )的阴极与第三电容(C 3 )的正极连接；所述第一电容(C 1 )的正极和第二电容(C 2 )的负极连接；所述第一电容(C 1 )的负极和第三电容(C 3 )的正极连接负载 (R Load )两端；
所述开关电容型高增益DC/DC变换器包括以下工作状态：
a.第一阶段：此阶段第一开关管（S 1 ）与第二开关管（S 2 ）在驱动信号的作用下开始导通，第一二极管（D 1 ）、第二二极管（D 2 ）和第四二极管（D 4 ）承受反压关断，第一电容（C 1 ）与直流输入电源（DC）串联对耦合电感（L）的励磁电感L m 充电，流过耦合电感（L）的励磁电感L m 的电流线性上升；耦合电感（L）副边电流经第三二极管（D 3 ）续流给第二电容（C 2 ）充电；第一电容（C 1 ）与第三电容（C 3 ）一起给负载(R Load )放电；当流过第三二极管（D 3 ）的电流下降到零时，此阶段结束；
b. 第二阶段：此阶段第一开关管（S 1 ）与第二开关管（S 2 ）仍然维持导通状态，第一二极管（D 1 ）、第二二极管（D 2 ）和第三二极管（D 3 ）承受反压关断，第一电容（C 1 ）与直流输入电源（DC）串联继续对耦合电感（L）的励磁电感L m 充电，流过励磁电感的电流线性上升；第四二极管（D 4 ）承受正压而导通，耦合电感（L）副边通过第四二极管（D 4 ）对第三电容（C 3 ）充电；第一电容（C 1 ）与第二电容（C 2 ）一起给负载（R Load ）放电；当第一开关管（S 1 ）与第二开关管（S 2 ）的驱动信号消失时，此阶段结束；
c. 第三阶段：此阶段第一开关管（S 1 ）与第二开关管（S 2 ）关断，耦合电感(L)的励磁电感L m 与漏感L k 通过第一二极管（D 1 ）与第二二极管（D 2 ）续流，直流输入电源（DC）与耦合电感（L）的励磁电感L m 串联一起对第一电容（C 1 ）充电，耦合电感（L）因承受反压使得励磁电感L m 电流线性下降；耦合电感（L）副边的电流通过第四二极管（D 4 ）续流对第三电容（C 3 ）充电；直流输入电源（DC）与第二电容（C 2 ）串联对负载（R Load ）放电；当流过第四二极管（D 4 ）的电流下降到零时，此阶段结束；
d. 第四阶段：此阶段耦合电感（L）的励磁电感L m 与漏感L k 继续通过第一二极管（D 1 ）与第二二极管（D 2 ）续流，直流输入电源（DC）与耦合电感（L）的励磁电感L m 串联继续给第一电容（C 1 ）充电，耦合电感（L）的励磁电感L m 电流线性下降；第三二极管（D 3 ）承受正压导通，耦合电感（L）副边通过第三二极管（D 3 ）对第二电容（C 2 ）充电；直流输入电源（DC）与第三电容（C 3 ）串联一起对负载（R Load ）放电；当下一周期第一开关管（S 1 ）与第二开关管（S 2 ）的驱动信号到来时，此阶段结束。
2.根据权利要求1所述的一种基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器，其特征在于：所述第一开关管(S 1 )和第二开关管(S 2 )共用同一驱动信号。
3.根据权利要求1或2所述的一种基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器，其特征在于：所述第一开关管(S 1 )和第二开关管(S 2 )为带有反并联二极管的功率开关管。
4.根据权利要求1所述的一种基于耦合电感的开关电容型高增益DC/DC变换器，其特征在于：所述耦合电感(L)原副边绕组的匝比为1:n。
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