TW201315119A - 高效率交錯式升壓轉換器 - Google Patents

Abstract

一種高效率交錯式升壓轉換器，包含：一電感；一變壓電路，具有一次至四次側繞組，且每一繞組具有正及非極性點端；一第一升壓電容，具有一電連接於該二次側繞組的非極性點端的第一端，及一第二端；一第二升壓電容，具有一電連接於該四次側繞組的正極性點端的第一端，及一第二端；一第一開關，具有一電連接於一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端；一第二開關，具有一電連接於該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端；一第一箝制電路，用於箝制第一開關之二端跨壓；及一第二箝制電路，用於箝制第二開關之二端跨壓。

Description

高效率交錯式升壓轉換器

本發明是有關於一種轉換器，特別是指一種高效率交錯式升壓轉換器。

隨著石油價格升高，以及環境污染、氣候暖化及溫室效應現象日趨嚴重，先進國家逐漸重視能源的有效利用，因此，許多研究提出開發新能源來取代現有能源以改善溫室效應。

一般新能源對環境的衝擊不大，其所造成之空氣、水或廢棄物等污染行為較不顯著，更重要的是此種能源開發更可重複使用，具有永續發展的特性，潔淨能源(Green Energy)為新能源中較受到重視的，包含太陽能發電、風力發電、燃料電池等可永續利用的能源。然而太陽能發電的缺點為：無法在晚上發電。風力發電的缺點為：品質容易受地形季節影響。

燃料電池相較於太陽能及風力發電，則具有隨時可以補充與不受地形季節影響的優點，又燃料電池無須燃燒而是靠電化學轉換以得到電能，轉換過程中所產生電流、水和熱量，幾乎沒有污染，且燃料電池的功能就類似傳統蓄電池一樣，但是異於傳統蓄電池之處即是只要具備足夠燃料就可以產生電能，它的電不會用完也不必充電。因此沒有傳統蓄電池受限於循環充電壽命以及丟棄後之環保問題，也可以多餘之電力直接電解水取得氫氣及氧氣，免除運輸與補充之過程，完全自給自足，符合潔淨能源之目的。

但是燃料電池的缺點為：單一電池之電壓極低，額定功率輸出之電壓約為0.8V，因此必須靠串聯多個燃料電池以提供較高電壓與功率，但是當串聯發電時，若其中之一個燃料電池之質子交換膜有容量不平衡問題，將會減少輸出功率與加速鉑金觸媒之耗損，導致其使用壽命減少。因此，目前燃料電池的應用上則以少串聯多並聯方式，來減少單一電池容量匹配失效問題，並搭配升壓轉換器來提高電壓位準以供應負載。

如圖1所示，於文獻「P. W. Lee,Y. S. Lee,D. K. Cheng,and X. C. Liu,“Steady-state analysis of an interleaved boost converter with coupled inductors,”IEEE Trans. Ind. Electron.,vol. 47,no. 4,pp. 787-795,Aug. 2000.」中提出一種習知的交錯式升壓轉換器，適用於電連接於一提供一輸入電壓Vi的外部電源(例如：燃料電池)以接收該輸入電壓Vi，並據以升壓以得到一輸出電壓Vo，且該交錯式升壓轉換器包含：一次及二次側繞組L1、L2、第一及第二二極體SD1、SD2、第一及第二開關SW1、SW2，及一輸出電容Cf。

該一次及二次側繞組L1、L2各自具有一電連接於該外部電源以接收該輸入電壓Vi的第一端及一第二端。

該第一二極體SD1具有一電連接於該一次側繞組L1之第二端的陽極及一陰極。

該第二二極體SD2具有一電連接於該二次側繞組L2之第二端的陽極及一電連接於該第一二極體SD1之陰極的陰極。

輸出電容Cf具有一電連接於該第一二極體SD1之陰極且提供該輸出電壓的第一端，及一接地的第二端。

該第一開關SW1具有一電連接於該一次側繞組L1之第二端的第一端、一接地的第二端，且該第一開關SW1受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

該第二開關SW2具有一電連接於該二次側繞組L2之第二端的第一端、一接地的第二端，且該第二開關SW2受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

如圖2所示，當該第一開關SW1導通而第二開關SW2不導通時：

該外部電源則提供電流經由該一次側繞組L1、第一開關SW1流向地以對該一次側繞組L1進行激磁與充電產生一電壓。而因一次側繞組L1之電壓於充電初期時小，而使該第一二極體SD1逆向偏壓嚴重，將產生逆向恢復電流消耗功率導致功率轉換效率降低。

又該二次側繞組L2根據其與該一次側繞組L1之匝數比產生一感應電壓，進而該外部電源之輸入電壓串聯該二次側繞組之感應電壓使該第二二極體SD2導通，並提供電流經由二次側繞組L2、第二二極體SD2流向該輸出電容Cf以得到該輸出電壓。此時，若忽略該第二二極體SD2的壓降，則該第二開關SW2的二端跨壓等同於該輸出電壓Vo，為電路操作安全的考量必須選用耐壓高的高壓功率電晶體，不只增加成本，且當第二開關SW2轉為導通瞬間也因跨壓高而有較高的導通損失。

如圖3所示，當該第二開關導通SW2而第一開關SW1不導通時：

該外部電源則轉為提供電流經由該二次側繞組L2、第二開關SW2流向地以對該二次側繞組L2進行激磁與充電而產生電壓。而此時，該第二二極體SD2也具有逆向恢復電流的問題。

又該一次側繞組L1根據其與該二次側繞組L2之匝數比產生一感應電壓，進而該外部電源之輸入電壓串聯該一次側繞組之感應電壓使該第一二極體SD1導通，並提供電流經由一次側繞組L1、第一二極體SD1流向該輸出電容Cf以得到該輸出電壓Vo。此時，若忽略該第一二極體SD1的壓降，則該第一開關SW1的二端跨壓等同於該輸出電壓Vo，而具有相同於第二開關SW2的問題。

又關於習知的交錯式升壓轉換器的進一步說明可參閱此文獻，故不重述。

綜上所述，習知的交錯式升壓轉換器具有以下缺點：

1.該第一及第二開關SW1、SW2具有有較高的導通損失，且需選用成本較高的高壓功率電晶體來實現。

2.該第一及第二二極體SD1、SD2具有逆向恢復電流的問題，將導致功率轉換效率降低。

因此，本發明之第一目的，即在提供一種解決上述問題的高效率交錯式升壓轉換器。

該高效率交錯式升壓轉換器，包含：一電感、一變壓電路、一第一升壓電容、一第二升壓電容、一第一輸出二極體、一第二輸出二極體、一輸出電容、一第一開關、一第二開關、一第一箝制電路，及一第二箝制電路。

該電感具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端。該變壓電路具有一次至四次側繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組之正極性點端和該三次側繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端，而該一次側繞組的非極性點端電連接於該二次側繞組的正極性點端，該三次側繞組的正極性點端電連接於該四次側繞組的非極性點端。該第一升壓電容具有一電連接於該二次側繞組的非極性點端的第一端，及一第二端。該第二升壓電容具有一電連接於該四次側繞組的正極性點端的第一端，及一第二端。該第一輸出二極體具有一電連接於該第一升壓電容之第二端的陽極及一陰極。該第二輸出二極體具有一電連接於該第二升壓電容之第二端的陽極及一電連接於該第一輸出二極體之陰極的陰極。該輸出電容具有一電連接於該第一輸出二極體之陰極且提供一輸出電壓的第一端，及一接地的第二端。該第一開關具有一電連接於該一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。該第二開關具有一電連接於該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。該第一箝制電路電連接於該第一開關之第一端、該第二升壓電容之第二端與地之間，用於箝制該第一開關之二端跨壓。該第二箝制電路電連接於該第二開關之第一端、該第一升壓電容與地之第二端之間，用於箝制該第二開關之二端跨壓。

較佳的，該第一箝制電路包括：一第一箝制二極體、一第一充電二極體，及一第一箝制電容。該第一箝制二極體具有一電連接於該第一開關之第一端的陽極，及一陰極。該第一充電二極體具有一電連接於該第一箝制二極體之陰極的陽極，及一電連接於該第二升壓電容之第二端之陰極。該第一箝制電容電連接於該第一箝制二極體之陰極與地之間。

較佳的，該第二箝制電路包括：一第二箝制二極體、一第二充電二極體，及一第二箝制電容。該第二箝制二極體，具有一電連接於該第二開關之第一端的陽極，及一陰極。該第二充電二極體具有一電連接於該第二箝制二極體之陰極的陽極，及一電連接於該第一升壓電容之第二端之陰極。該第二箝制電容電連接於該第二箝制二極體之陰極與地之間。

較佳的，該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關之第一端是汲極，該第一開關之第二端是源極。

較佳的，該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關之第一端是汲極，該第一開關之第二端是源極。

較佳的，該二開關是呈交互導通，但當任一開關將由導通狀態切換成不導通狀態時，另一開關會先導通，以使在切換期間，該二開關的導通期間有部分重疊。

較佳的，當該第一開關不導通，而該第二開關導通時，該第一開關之二端跨壓遭箝制的電壓值如下所示：

其中，參數v _{Q 1}為該第一開關之二端跨壓，參數V _IN 為該輸入電壓，參數Δd是該二開關之重疊的責任導通週期，參數d₂是第二開關的責任導通週期扣除與該重疊的責任導通週期所得到的不重疊責任導通週期。

較佳的，當該第二開關不導通，而該第一開關導通時，該第二開關之二端跨壓遭箝制的電壓值如下所示：

其中，參數v _{Q 2}為該第二開關之二端跨壓，參數V _IN 為該輸入電壓，參數Δd是該二開關之重疊的責任導通週期，參數d₁是第一開關的責任導通週期扣除與該重疊的責任導通週期所得到的不重疊責任導通週期。

較佳的，該輸出電壓與該輸入電壓之比值如下所示：

G _V =2×(N+1)×(1+Δd/d ₁)

其中，參數N為該二次側繞組與該一次側繞組之匝數比值，參數Δd是該二開關之重疊的責任導通週期，參數d₁是第一開關的責任導通週期扣除與該重疊的責任導通週期所得到的不重疊責任導通週期。

本發明之第二目的，即在提供一種解決上述問題及提高燃料電池之電壓準位的高效率交錯式升壓轉換器。

該高效率交錯式升壓轉換器，適用於電連接於一提供一輸入電壓的燃料電池以接收該輸入電壓，並據以升壓以得到一輸出電壓，且該高效率交錯式升壓轉換器包含：一電感、一次至四次側繞組、一第一升壓電容、一第二升壓電容、一第一輸出二極體、一第二輸出二極體、一輸出電容、一第一開關、一第二開關、一第一箝制電路，及一第二箝制電路。

該電感具有一接收該輸入電壓的第一端，及一第二端。該一次至四次側繞組，每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組之正極性點端和該三次側繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端，而該一次側繞組的非極性點端電連接於該二次側繞組的正極性點端，該三次側繞組的正極性點端電連接於該四次側繞組的非極性點端。該第一升壓電容具有一電連接於該二次側繞組的非極性點端的第一端，及一第二端。該第二升壓電容具有一電連接於該四次側繞組的正極性點端的第一端，及一第二端。該第一輸出二極體具有一電連接於該第一升壓電容之第二端的陽極及一陰極。該第二輸出二極體具有一電連接於該第二升壓電容之第二端的陽極及一電連接於該第一輸出二極體之陰極的陰極。該輸出電容具有一電連接於該第一輸出二極體之陰極且提供該輸出電壓的第一端，及一接地的第二端。該第一開關具有一電連接於該一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。該第二開關具有一電連接於該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。該第一箝制電路電連接於該第一開關之第一端、該第二升壓電容之第二端與地之間，用於箝制該第一開關之二端跨壓。該第二箝制電路電連接於該第二開關之第一端、該第一升壓電容與地之第二端之間，用於箝制該第二開關之二端跨壓。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

如圖4所示，本發明高效率交錯式升壓轉換器之較佳實施例，適用於電連接於一提供一輸入電壓V _IN 的外部電源(例如：燃料電池)以接收該輸入電壓V _IN ，並據以升壓以得到一輸出電壓V _H ，且該高效率交錯式升壓轉換器包含：一電感L _d 、一變壓電路T _r1 、一第一升壓電容C₂、一第二升壓電容C₄、一第一輸出二極體D₃、一第二輸出二極體D₆、一輸出電容C₅、一第一開關Q₁、一第二開關Q₂、一第一箝制電路3，及一第二箝制電路4。

該電感L _d 具有一電連接於該外部電源以接收該輸入電壓V _IN 的第一端，及一第二端。

該變壓電路T _r1 具有一次至四次側繞組L ₁~L ₄，且每一繞組L ₁~L ₄具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組L ₁之正極性點端和該三次側繞組L ₃的非極性點端皆電連接於該電感L _d 之第二端，而該一次側繞組L ₁的非極性點端電連接於該二次側繞組L ₂的正極性點端，該三次側繞組L ₃的正極性點端電連接於該四次側繞組L ₄的非極性點端。且令變壓電路T _r1 之匝數比為N=N ₂/N ₁=N ₄/N ₃且N ₁=N ₃，其中，參數N ₁ ~N ₄ 分別是該一次至四次側繞阻L ₁~L ₄之匝數。

該第一升壓電容C₂具有一電連接於該二次側繞組L ₂的非極性點端的第一端，及一第二端。

該第二升壓電容C₄具有一電連接於該四次側繞組L ₄的正極性點端的第一端，及一第二端。

該第一輸出二極體D₃具有一電連接於該第一升壓電容C₂之第二端的陽極及一陰極。

該第二輸出二極體D₆具有一電連接於該第二升壓電容C₄之第二端的陽極及一電連接於該第一輸出二極體D₃之陰極的陰極。

該輸出電容C₅具有一電連接於該第一輸出二極體D₃之陰極且提供該輸出電壓V _H 的第一端，及一接地的第二端。

第一開關Q ₁ 具有一電連接於該一次側繞組L ₁的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關Q ₁ 受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

第二開關Q ₂ 具有一電連接於該三次側繞組L ₃的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關Q ₂ 受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

其中，該二開關Q ₁ 、Q ₂ 皆是N型功率半導體電晶體且實質上是呈交互導通，但當任一開關將由導通狀態切換成不導通狀態時，另一開關會先導通，以使在切換期間，該二開關Q ₁ 、Q ₂ 的導通期間有部分重疊，且該二開關Q ₁ 、Q ₂ 之第一端是汲極，該二開關Q ₁ 、Q ₂ 之第二端是源極。。

第一箝制電路3電連接於該第一開關Q ₁ 之第一端、該第二升壓電容C4之第二端與地之間，當該第一開關Q ₁ 不導通時，該第一箝制電路3用於箝制該第一開關Q ₁ 之二端跨壓，因此，可選用耐壓規格低於先前技術的功率半導體電晶體作為第一開關Q ₁ 而降低元件成本，且當第一開關Q ₁ 轉為導通瞬間也因跨壓低而有較低的導通損失。該第一箝制電路3包括一第一箝制二極體D₁、一第一充電二極體D₂，及一第一箝制電容C₁。

該第一箝制二極體D₁具有一電連接於該第一開關Q ₁ 之第一端的陽極，及一陰極。

該第一充電二極體D₂具有一電連接於該第一箝制二極體D₁之陰極的陽極，及一電連接於該第二升壓電容C₄之第二端之陰極。

該第一箝制電容C₁電連接於該第一箝制二極體D₁之陰極與地之間。

第二箝制電路4電連接於該第二開關Q₂之第一端、該第一升壓電容C₂之第二端與地之間，當該第二開關Q₂不導通時，該第二箝制電路4用於箝制該第二開關Q₂之二端跨壓，因此，可選用耐壓規格低於先前技術的功率半導體電晶體作為第二開關Q₂而降低元件成本，且當第二開關Q₂轉為導通瞬間也因跨壓低而有較低的導通損失。該第二箝制電路4包括一第二箝制二極體D₄、一第二充電二極體D₅，及一第二箝制電容C₃。

該第二箝制二極體D₄具有一電連接於該第二開關Q₂之第一端的陽極，及一陰極。

該第二充電二極體D₅具有一電連接於該第二箝制二極體D₄之陰極的陽極，及一電連接於該第一升壓電容C₂之第二端之陰極。

該第二箝制電容C₃電連接於該第二箝制二極體D₄之陰極與地之間。

參閱圖5，其中，參數D、Δd分別是該二開關Q ₁ 、Q ₂ 的責任導通週期、重疊的責任導通週期，d₁、d₂分別是第一開關Q ₁ 導通且扣除Δd所得到的不重疊責任導通週期、第二開關Q ₂ 導通且扣除Δd所得到的不重疊責任導通週期，參數V _{g 1}、V _{g 2}分別代表控制該第一及第二開關Q₁、Q₂是否導通的電壓，i _LM 參數代表該變壓電路之激磁電流，i _{L 1}、i _{L 2}、i _{L 3}、i _{L 4}分別代表流過該一次側繞組L₁的電流、流過該二次側繞組L₂的電流、流過該三次側繞組L₃的電流、流過該四次側繞組L₄的電流，i _{Q 1}、V _{Q 1}參數分別代表流過該第一開關Q ₁ 的電流、該第一開關Q ₁ 之兩端的電壓，i _{Q 2}、V _{Q 2}參數分別代表流過該第二開關Q ₂ 的電流、該第二開關Q ₂ 之兩端的電壓，參數i _D1 ～i _D6 分別代表流過該等二極體D₁~D₆的電流，參數v _D1 ～v _D6 分別代表該等二極體D₁~D₆的跨壓。依據該二開關Q ₁ 、Q ₂ 的切換，本實施例會在八種模式下操作，以下分別針對每一模式進行說明且令責任導通週期D＞0.5。

在本實施例中，耦合係數k定義如式(1)所示：

k=L _M /(L _{k 1}+L _M )......式(1)

其中，參數L _M 、L _k1 分別代表一次側繞阻L₁之激磁電感與漏感。

模式一(時間： t ₀~t ₁ )：

參閱圖5及圖6a，第一開關Q ₁持續導通，而第二開關Q ₂不導通。

外部電源串聯該電感L _d 提供電流經由該一次側繞組L₁、第一開關Q₁流向地來對該一次側繞組L ₁激磁，而形同外部電源之輸入電壓V _IN 與該電感L _d 之電壓v _Ld 之電壓和跨於該一次側繞組L ₁之二端，因此，可推得該一次側繞組L ₁之電壓v _{L 1}如式(2)所示：

v _{L 1}=V _IN +v _Ld ......式(2)

同時一次側繞組L ₁之電壓v _{L 1}根據匝數比感應至其他三繞組L ₂~L ₄之正極性點端，使該二次至四次側繞组L ₂~L ₄各自產生一感應電壓，將能量分別經由兩部分路徑傳遞，分別是一第一部分路徑及一第二部分路徑，如下所述：

第一部分路徑：二次側繞組L ₂與該第二箝制電容C ₃提供電流經由該第二充電二極體D5、第一開關流向該第一昇壓電容C ₂進行充電，而形同二次側繞組L ₂之感應電壓與該第二箝制電容C ₃之電壓的電壓和跨於該第一昇壓電容C ₂之二端，因此模式一的第一昇壓電容C ₂之電壓V _{C 2}如式(3)所示：

V _{C 2}=N×k×v _{L 1}+V _{C 3}......式(3)

而二次及四次側繞組L ₂、L ₄之電壓v _{L 2}、v _{L 4}如式(4)所示：

v _{L 2}=N×k×v _{L 1}=v _{L 4}......式(4)

其中，若將耦合係數k定義為1，則可忽略漏感的影響，可推得一次側繞組L ₁之電壓v _{L 1}等於三次側繞組L ₃之電壓v _{L 3}，但在以下模式中仍會說明漏感的影響。

第二部分路徑：

外部電源、電感L _d 、三次及四次側繞組L ₃、L ₄及第二昇壓電容C ₄提供電流經由第二輸出二極體D ₆流向該輸出電容C ₅進行充電，而形同外部電源之輸入電壓V _IN 、電感L _d 之電壓v _Ld 、三次及四次側繞組L ₃、L ₄之感應電壓v _{L 3}、v _{L 4}，及第二昇壓電容C ₄之電壓V _{C 4}之電壓和跨於該輸出電容C ₅。此時三次側繞組之電流i _{L 3}等於四次側繞組之電流i _{L 4}，令模式一之輸出電壓定義為V _{H 2}，如式(5)所示：

V _{H 2}=V _{C 3}+V _{C 4}+v _{L 4}......式(5)

模式二(時間： t ₁~t ₂ )：

參閱圖5及圖6b，第二開關Q ₂開始導通而第一開關Q ₁持續導通。

當第二開關Q ₂導通瞬間，受限每一繞組漏感續流影響，三次側繞組L₃之電流i _{L 3}仍必須持續與四次側繞組L₄之電流i _{L 4}串聯流通，因此沒有電流可以立即注入第二開關Q ₂，形成零電流切換(Zero Current Switching,ZCS)之特性。由於第一開關Q ₁仍保持導通狀態，且一次及三次側繞組L ₁、L ₃同時具有激磁與感應特性，形成短路現象，因此四個繞組之電壓全部為零停止所有能量傳遞，使得二次及四次側繞組L₂、L₄電流i _{L 2}、i _{L 4}沒有感應能量，而開始下降至零安培。

外部電源則對該電感L _d 進行充電，使該電感L _d 根據該輸入電壓V _IN 來產生電流i _Ld ，並且平均分流經由一次側繞組L ₁、第一開關Q ₁流向地與經由三次側繞組L ₃、第二開關Q ₂流向地，依據伏秒平衡(Voltage-Second Balance)定理可以計算得知電感L _d 之電壓v _Ld 如式(6)所示：

將式(6)代入式(2)，可推得一次側繞組L₁的電壓v _{L 1}，於模式一時如式(7)所示：

模 式三(時間： t ₂~t ₃ )：

參閱圖5及圖6c，第一開關Q ₁不導通且第二開關Q ₂持續導通。

當第一開關Q ₁不導通時，此時外部電源改對三次側繞組L ₃激磁，三次側繞組L ₃之電流i _{L 3}維持為模式二之第二開關Q ₂導通路徑，開始上升以接收電感之電流i _Ld ，並透過磁能轉換感應到其他繞組。

此時受到漏感能量釋放影響，一次側繞組L₁之電流i _{L 1}續流並開始下降，使該一次側繞組L₁之漏感L _{k 1}分別經由二部分路徑傳遞，分別是一第一部分路徑，及一第二部分路徑，如下所述：

第一部分路徑：一次側繞組L₁之漏感L _{k 1}提供電流流向該第一開關Q ₁兩端的寄生電容以進行充電，使得該第一開關Q ₁之跨壓開始上升。

第二部分路徑：一次側繞組之漏感L _{k 1}更與該第一箝制二極體D ₁之寄生電容提供電流流向該第一箝制電容C₁以進行充電，使得該第一箝制二極體D ₁之逆偏電壓下降。

串聯的二次側繞組L ₂、第一昇壓電容C₂及第一輸出二極體D ₃之寄生電容則提供電流流向該輸出電容C₅以進行充電，使得該第一輸出二極體D ₃之逆偏電壓下降，相較於先前技術能降低二極體逆向恢復電流來提高功率轉換效率。

四次側繞組L₄與第一充電二極體D ₂之寄生電容提供電流經由第二昇壓電容C₄、第二開關Q₂流向地，使第一充電二極體D ₂之逆偏電壓下降。

模式四(時間： t ₃~t ₄ )：

參閱圖3及圖4d，第二開關Q ₂持續導通，第一開關Q ₁持續不導通。

當第一開關Q ₁之跨壓v _Q1 高於第一箝制電容C₁之電壓V _C1 時，使第一箝制二極體D ₁ 導通，此時二次及四次側繞組L ₂ 、L ₄ 分別使第一輸出二極體D ₃ 及第一充電二極體D ₂ 導通，使得此時一次繞組L ₁之漏感L _{k 1}分成兩部分路徑以傳遞其漏感電流，分別是第一~第二部公路徑，如下所述：

第一部分路徑：外部電源、電感L _d 、一次繞組L ₁之漏感L _{k 1}及激磁電感L _m 提供電流經由該第一箝制二極體D ₁流向該第一箝制電容C ₁進行充電，而使第一箝制電容C ₁吸收來自一次繞組L ₁之漏感與變壓器T _{r 1}之激磁電流i _LM 的能量，而形同輸入電壓V _IN 、電感L _d 之電壓v _Ld 、一次繞組L ₁之漏感L _{k 1}及激磁電感L _m 之電壓的電壓和跨於該第一箝制電容C ₁上，且該一次繞組L ₁之感應電壓v _{L 1}等同於該一次繞組L ₁之漏感L _{k 1}及激磁電感L _m 之電壓和，且第一箝制電容C ₁之電壓V _{C 1}等於第一開關Q ₁兩端跨壓v _{Q 1}，可抑制第一開關Q ₁之突波電壓，達到電壓箝制功能，第一開關Q ₁所承受電壓v _{Q 1}如式(8)所示：

第二部分路徑：外部電源、電感L _d 、一次繞組L ₁之漏感L _{k 1}及激磁電感L _m 提供電流經由該第一箝制二極體D₁、第一充電二極體D₂、第二昇壓電容C₄、四次側繞組L₄，及第二開關Q₂流向地，來對該第二昇壓電容C₄進行充電。

串聯的二次側繞組L ₂及第一昇壓電容C₂則提供電流經由第一輸出二極體D₃流向該輸出電容C₅以對該輸出電容C5進行充電。

而三次側繞組L ₃接受串聯的輸入電壓V _IN 與電感L _d 之電壓v _Ld ，因此，三次側繞組L₃之電壓如式(9)所示：

將式(9)代入式(8)，可推得式(10)如下所示：

模式五(時間： t ₄~t ₅ )：

參閱圖5及圖6e，第二開關Q ₂持續導通，而第一開關Q₁不導通。

當一次側繞組之激磁電流i _LM 降為零且一次側繞組L₁之電流i _{L 1}等於二次側繞組之電流i _{L 2}時，使第一箝制二極體D ₁所通過的電流為零而不導通，此時漏感能量已完全釋放，激磁電流i _LM 轉向，改由三次側繞組L ₃迴路激磁。

第一箝制電容C₁提供一電流經由第一充電二極體D₂、第二昇壓電容C₄、四次側繞組L₄及第二開關Q₂流向地，來對該第二昇壓電容C ₄進行充電，且第二昇壓電容C ₄電壓V _{C 4}如式(11)所示：

V _{C 4}=N×v _{L 3}+V _{C 1}=(N+2)×(1+Δd/d ₂)×V _IN ......式(11)

因本實施例之元件架構對稱，可推得第一昇壓電容C ₂電壓V _{C 2}於模式一時，如式(12)所示：

V _{C 2}=(N+2)×(1+Δd/d ₁)×V _IN ......式(12)

外部電源、電感L_d、一次及二次側繞組L₁、L₂與第一昇壓電容C₂提供電流經由第一輸出二極體D₃流向該輸出電容C₅進行充電，形同輸入電壓、電感之電壓、一次及二次側繞組L₁、L₂之電壓及第一昇壓電容C₂之電壓的電壓和跨於該輸出電容C₅。令模式五之輸出電壓為V _{H 1}，如式(13)所示：

V _{H 1}=V _{C 1}+V _{C 2}+V _{L 2}......式(13)

模式六(時間： t ₅~t ₆ )：

參閱圖5及圖6f，第一開關Q ₁開始導通而第二開關Q ₂持續導通。

當第一開關Q ₁再次導通，且第二開關Q ₂保持導通狀態，此時所有能量傳遞與模式二相同，該四個繞組全部在短路狀態，故不重述。

模式七(時間： t ₆~t ₇ )：

參閱圖5及圖6g，第一開關Q ₁持續導通，而第二開關Q ₂不導通。

此時受到漏感能量釋放影響，三次側繞組L₃之漏感分別經由二部分路徑傳遞，分別是一第一部分路徑，及一第二部分路徑，如下所述：

第一部分路徑：三次側繞組L₃之漏感L _{k 3}提供電流流向該第二開關Q ₂兩端的寄生電容以進行充電，使得該第二開關Q ₂之跨壓開始上升。

第二部分路徑：三次側繞組L₃之漏感L _{k 3}更與該第二箝制二極體D ₄之寄生電容提供電流流向該第二箝制電容C₃以進行充電，使得該第二箝制二極體D ₄之逆偏電壓下降。

串聯的四次側繞組L ₄、第二昇壓電容C₄及第二輸出二極體D ₆之寄生電容則提供電流流向該輸出電容C₅以進行充電，使得該第二輸出二極體D ₆之逆偏電壓下降，相較於先前技術能降低二極體逆向恢復電流來提高功率轉換效率。

二次側繞組L₂與第二充電二極體D ₅之寄生電容提供電流經由第一昇壓電容C₂、第一開關Q₁流向地，使第二充電二極體D ₅之逆偏電壓下降。

又該輸入電壓V_IN及電感L_d之電壓改為對一次側繞組L ₁激磁，並透過磁能轉換感應到其他繞組，且使一次側繞組L ₁之電流急速爬升並流向第一開關Q₁。

模式八(時間： t ₇~t ₀ )：

參閱圖5及圖6(h)，第一開關Q ₁持續導通，而第二開關Q ₂不導通。

由於第二開關Q ₂不導通而其兩端跨壓瞬間上升高於第一昇壓電容之電壓V _C2 時，使第二箝制二極體D ₁ 導通，此時二次及四次側繞組L ₂ 、L ₄ 分別使第二充電二極體D ₅及第二輸出二極體D ₆ 導通，使得二次繞組L ₂之漏感L _{k 2}分成二部分路徑以傳遞其漏感電流，分別是第一~第二部分路徑，如下所述：

第一部分路徑：外部電源、電感L _d 、三次繞組L ₃ 之漏感L _{k 3}及激磁電感L _m 提供電流經由該第二箝制二極體D₄流向該第二箝制電容C₃進行充電，而使第二箝制電容C ₃吸收來自三次繞組L ₃之漏感與變壓器T_r1之激磁電流i _LM 的能量，以箝制第二開關Q ₂之跨壓。

第二部分路徑：外部電源、電感L _d 、三次繞組L ₃之漏感L _{k 3}及激磁電感L _m 提供電流經由該第二箝制二極體D₄、第二充電二極體D₅、第一昇壓電容C₂、二次側繞組L₂，及第一開關Q₁流向地，來對該第一昇壓電容C₂進行充電。

串聯的四次側繞組L ₄及第二昇壓電容C₁則提供電流經由第二輸出二極體D₆流向該輸出電容C₅以對該輸出電容C₅進行充電。

而一次側繞組L ₁接受串聯的輸入電壓V _IN 與電感L _d 之電壓v _Ld ，當三次繞組L ₃之激磁電流i _LM 再度降為零，則回到模式一。

由式(9)可推得第二開關之電壓v _{Q 2}與第二箝制電容C₃之電壓V _{C 3}如式(11)所示：

<原理分析>

將式(4)、式(10)與式(12)，全部代入式(13)可以求得模式五之輸出電壓V _{H 1}之完整公式，如式(15)所示：

V _{H 1}=(N+2)×(2+Δd/d ₁+Δd/d ₂)×V _IN ......(15)

同樣地將式(4)、式(14)與式(11)，全部代入式(5)，可獲得模式一之輸出電壓V _{H 2}之全部關係式，如式(16)所示：

V _{H 2}=(N+2)×(2+Δd/d ₁+Δd/d ₂)×V _IN ......(16)

式(15)相較於式(16)完全相同，即使兩個不重疊責任導通週期d₁與d₂有些差異，不同模式的輸出電壓仍然相同。為簡化理論分析，再定義該二不重疊責任導通週期d₁等於d₂且以d₁為代表，可推得輸出電壓V _H 如式(17)所示：

V _H =2×(N+1)×(1+Δd/d ₁)×V _IN ......式(17)

因此，本實施例之昇壓倍率G _V 如式(18)所示：

G _V =V _H /V _IN =2×(N+1)×(1+Δd/d ₁)......式(18)

以下為該二開關Q₁、Q₂之責任導通週期D＜0.5時之原理分析：

定義該二不重疊責任導通週期d₁等於d₂且以d₁為代表，則當開關之責任導通週期D=d₁，於模式二中之電感L_d的電壓v _Ld 如式(19)所示：

此時一次側繞組L ₁之電壓v _{L 1}如式(20)所示：

v _{L 1}=v _{L 3}/kN=V _IN -v _Ld =V _IN /2(1-d ₁)......式(20)

於模式四時，當第一開關Q ₁之電壓V _{Q 1}高於第一箝制電容C₁之電壓V _{C 1}時，第一箝制二極體D ₁導通，此時第一開關Q ₁之電壓V _{Q 1}等同於V _{C 1}並箝制於此，此時可推得第一開關Q ₁之電壓V _{Q 1}如式(21)所示：

V _{Q 1}=V _{C 1}=V _IN /(1-d ₁)......式(21)

模式五中，第二昇壓電容C₄之電壓V _{C 4}如式(22)所示：

V _{C 4}=N×v _{L 3}+V _{C 1}=(N+2)×V _IN /2(1-d ₁)......式(22)

因本實施例之架構對稱，可推得模式一中第一昇壓電容C₂之電壓V _{C 2}如式(23)所示：

V _{C 2}=(N+2)×V _IN /2(1-d ₁)......式(23)

將式(20)、式(21)及式(22)代入式(14)與式(5)，可得知第一昇壓電容C₂之電壓V _{C 2}等同於第二昇壓電容C₄之電壓V _{C 4}，推得輸出電壓V _{H 1}等於V _{H 2}，因此，輸出電壓V _H 如式(24)所示：

V _H =V _{H 1}=V _{H 2}=(N+2)×V _IN /(1-d ₁)......式(24)

因此，當D＜0.5時，本實施例之昇壓倍率G _V 如式(25)所示：

G _V =V _H /V _IN =(N+2)/(1-d ₁)......式(25)

<模擬與量測結果>

如圖7所示，為耦合系數k=1且不同匝數比N時之昇壓倍率與責任導通週期D之曲線圖，可看出當輸入電壓為24V，輸出電壓為400V，昇壓倍率為16.67倍，代入圖上觀察，若N=3時，開關責任導通週期D落在0.7左右，其重疊責任導通週期Δd為0.2，若輸入電壓降至20V，輸出電壓為400V，則昇壓倍率為20倍，由圖上可得知開關責任導通週期D將落在0.75左右，其重疊責任導通週期Δd為0.25。

以下圖8(a)~8(j)分別為本實施例模擬於輸出功率等於500W、輸入電壓為24V、輸出電壓為400V、N=3、Δd=3%、d₁=d₂=53%時，各元件之電壓及電流波形圖。

如圖8(a)所示，為第一開關Q ₁ 之電壓及電流的模擬波形圖，其兩端電壓箝制在80V左右，遠低於輸出電壓，且第一開關Q ₁ 之導通電流呈現方波形狀之低有效電流值，具有零電流切換效果，因此切換損失及導通損失皆可有效降低。

圖8(b)為第一箝制二極體D ₁ 之電壓及電流的模擬波形圖，第一箝制二極體D ₁ 提供該一次側繞組L₁的漏感i _{Lk 1}及激磁電感L _m 能量續流路徑，第一箝制二極體D ₁ 之跨壓等同於第一箝制電容C ₁之電壓V _{C 1}，也等於第一開關Q ₁兩端跨壓v _{Q 1}，因此，可抑制第一開關Q ₁之突波電壓，達到電壓箝制功能。且該第一箝制二極體D ₁ 幾乎無逆向恢復電流缺點，導通損失可有效降低。

圖8(c)與8(d)顯示一次至四次側繞組L ₁、L ₂、L ₃、L ₄之電流波形，由波形可觀察，一次側繞組L ₁之電流遠高於二次側繞組L ₂電流乘以匝數比之值，其為一次側繞組L ₁激磁時，必須包含傳遞感應至其他繞組L ₂、L ₃與L ₄之電流。

圖8(e)與8(f)分別為第一及第二充電二極體D ₂與D ₅之電壓及電流的波形圖，當開關單獨導通時，第一及第二充電二極體D₂、D₅之電流i _{D 2}與i _{D 5}分別流經四次及二次側繞組L ₄與L ₂，將第一及第二箝制電容C ₁及C ₃電荷各自釋放至第一及第二昇壓電容C ₂與C ₄。且第一及第二充電二極體D₂、D₅之電壓v _{D 2}、v _{D 5}皆為320V與式(27)原理分析相符。

圖8(g)、8(h)與8(i)為第一及第二輸出二極體D ₃、D ₆之電壓與電流波形圖，由圖8(g)及8(h)之波形可觀察，若令輸出電流為第一及第二輸出二極體D ₃、D ₆之電流i _{D 3}與i _{D 6}之和，可得輸出電流頻率為第一及第二開關Q ₁、Q ₂的兩倍頻率(80kHz)，能有效降低輸出電流漣波，又第一及第二輸出二極體D ₃、D ₆之跨壓v _{D 3}與v _{D 6}皆相符原理分析之320V。而由圖8(i)可看出，該二開關Q₁、Q₂具有3%差異之責任導通週期的情況下，第一輸出二極體D₃之電流i _{D 3}波形幾乎等於第二輸出二極體D₆之電流i _{D 6}，可推論本實施例之高效率交錯式升壓轉換器具有平衡之特性。

圖8(j)為電感L _d 之電流i _Ld 、一次及三次側繞組L ₁、L ₃電流i _{L 1}、i _{L 3}之波形圖，由圖8(j)中可得知電感L_d之電流i _Ld 為一連續波形，於第一及第二開關Q ₁、Q ₂重疊導通時，用於儲存能量，再於非重疊導通期間釋放。此電感L_d在重疊導通具有昇壓作用，當責任導通週期D小於0.5時，可以承受部分電壓而因此具有降壓特性，更重要功能為減少來自外部電源之輸入電流的大幅變化進而降低輸入電流之漣波。

圖9(a)~9(j)分別為本實施例模擬於輸出功率等於1600W、輸入電壓為24V、輸出電壓為400V、N=3、Δd=3%、d₁=d₂=53%時，各元件之電壓及電流波形圖，各自對照圖8(a)~8(j)模擬結果，圖形大致近似且符合理論分析，因此不再重複說明。

如圖10所示，為本實施例之轉換效率的模擬示意圖，由圖中可看出最高轉換效率約為98.4%，即使在輸出功率為2000W時，轉換效率仍有95.7%，這表示本實施例能有效降低導通損失才能達到如此高的轉換效率。此外，於輸出功率為100W的輕載應用下，轉換效率也可超過96%，說明本實施例之具有非常低的環流與切換損失。

以下圖11(a)~11(j)分別為本實施例實際量測於輸出功率等於500W時，各元件之電壓及電流波形圖，其中，輸入電壓為24V，輸出電壓為400V。

如圖11(a)、11(b)所示，為第一開關Q₁及第一箝制二極體D₁的電壓與電流波形圖，由圖中可看出第一開關Q₁之最高箝制電壓均與前述理論分析及模擬結果相符合，且第一開關Q₁具ZCS特性，可降低第一開關Q₁之切換損失。

如圖11(c)、11(d)所示，分別為一次及二次側繞組L ₁、L ₂、三次及四次側繞組L ₃、L ₄之電流波形圖，比較圖中波形之振幅，可看出一次及三次側繞組之電流i _{L 1}、i _{L 3}具低壓大電流特性，而二次及四次側繞組之電流i _{L 2}、i _{L 4}則為高電壓低電流特性，且與模擬圖8(c)、8(d)相符。

圖11(e)至圖11(h)分別為該等二極體D₂、D₅、D₃、D₆之電壓及電流波形圖，可由圖得知該等二極體D₂、D₅、D₃、D₆之逆向恢復電流非常小，並且皆箝制於320V，與模擬圖之8(e)至圖8(h)相符。

圖11(i)為第一及第二輸出二極體D₃、D₆之電流波形圖，其波形與圖8(i)相符，可得知第一及第二輸出二極體D₃、D₆之電流大小相同，證明本實施例具平衡特性。

如圖11(j)所示，為電感i _Ld 、一次及三次側繞組i _{L 1}、i _{L 3}之電流波形圖，可發現一次及三次側繞組i _{L 1}與i _{L 3}之電流接近方波，而電感L _d 能用於昇壓且降低電流峰值，來減輕大電流導致之線路傳導損失。

圖12(a)~12(j)分別為本實施例實際量測於輸出功率等於1600W，輸入電壓為24V、輸出電壓為400V、N=3時，各元件之電壓及電流波形圖，因理論分析與原理說明皆與模擬相符且上述與輕載實作波形雷同，此不再詳述。

如圖13所示，為本實施例之實際量測的轉換效率圖，由該圖顯示最高轉換效率約為97.5%，即使在輸出功率為2000W時，所對應的轉換效率仍有94.8%。

綜上所述，上述實施例具有以下優點：

1.該第一及第二箝制電路3、4分別用於箝制該第一及第二開關Q₁、Q₂之二端跨壓，使本實施例之第一及第二開關Q₁、Q₂相較於先前技術具有有較低的導通損失，且可使用成本較低的低壓功率電晶體。

2.於模式三及模式七中，分別利用二次側繞組L₂及四次側繞組L₄來分別使該第一及第二輸出二極體D ₃、D ₆之寄生電容進行放電以降低其逆向偏壓，相較於先前技術能將二極體逆向恢復電流降低到幾乎為0來提高功率轉換效率。

3.由式(17)及式(24)可得知本實施例提供高昇壓倍率。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

L _d ．．．電感

T _r1 ．．．變壓電路

L ₁~L ₄．．．一次至四次側繞組

C₂．．．第一升壓電容

C₄．．．第二升壓電容

D₃．．．第一輸出二極體

D₆．．．第二輸出二極體

C₅．．．輸出電容

Q₁．．．第一開關

Q₂．．．第二開關

3．．．第一箝制電路

D₁．．．第一箝制二極體

D₂．．．第一充電二極體

C₁．．．第一箝制電容

4．．．第二箝制電路

D₄．．．第二箝制二極體

D₅．．．第二充電二極體

C₃．．．第二箝制電容

圖1是一種習知的交錯式升壓轉換器的電路圖；

圖2是該習知的交錯式升壓轉換器執行升壓的一種電路圖；

圖3是該習知的交錯式升壓轉換器執行升壓的另一種電路圖；

圖4是本發明高效率交錯式升壓轉換器之較佳實施例的一電路圖；

圖5是該較佳實施例的一時序圖；

圖6(a)是該較佳實施例操作於模式一的電路圖；

圖6(b)是該較佳實施例操作於模式二的電路圖；

圖6(c)是該較佳實施例操作於模式三的電路圖；

圖6(d)是該較佳實施例操作於模式四的電路圖；

圖6(e)是該較佳實施例操作於模式五的電路圖；

圖6(f)是該較佳實施例操作於模式六的電路圖；

圖6(g)是該較佳實施例操作於模式七的電路圖；

圖6(h)是該較佳實施例操作於模式八的電路圖；

圖7是一種昇壓倍率與責任導通週期之曲線圖；

圖8(a)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第一種模擬圖；

圖8(b)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第二種模擬圖；

圖8(c)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第三種模擬圖；

圖8(d)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第四種模擬圖；

圖8(e)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第五種模擬圖；

圖8(f)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第六種模擬圖；

圖8(g)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第七種模擬圖；

圖8(h)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第八種模擬圖；

圖8(i)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第九種模擬圖；

圖8(j)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第十種模擬圖；

圖9(a)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第一種模擬圖；

圖9(b)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第二種模擬圖；

圖9(c)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第三種模擬圖；

圖9(d)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第四種模擬圖；

圖9(e)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第五種模擬圖；

圖9(f)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第六種模擬圖；

圖9(g)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第七種模擬圖；

圖9(h)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第八種模擬圖；

圖9(i)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第九種模擬圖；

圖9(j)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第十種模擬圖；

圖10是該較佳實施例之轉換效率的模擬示意圖；

圖11(a)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第一種實際量測圖；

圖11(b)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第二種實際量測圖；

圖11(c)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第三種實際量測圖；

圖11(d)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第四種實際量測圖；

圖11(e)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第五種實際量測圖；

圖11(f)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第六種實際量測圖；

圖11(g)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第七種實際量測圖；

圖11(h)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第八種實際量測圖；

圖11(i)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第九種實際量測圖；

圖11(j)是該較佳實施例於輸出功率為500W的第十種實際量測圖；

圖12(a)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第一種實際量測圖；

圖12(b)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第二種實際量測圖；

圖12(c)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第三種實際量測圖；

圖12(d)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第四種實際量測圖；

圖12(e)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第五種實際量測圖；

圖12(f)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第六種實際量測圖；

圖12(g)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第七種實際量測圖；

圖12(h)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第八種實際量測圖；

圖12(i)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第九種實際量測圖；

圖12(j)是該較佳實施例於輸出功率為1600W的第十種實際量測圖；及

圖13是該較佳實施例之實際量測的轉換效率圖。

L _d ．．．電感

T _r1 ．．．變壓電路

L ₁~L ₄．．．一次至四次側繞組

C₂．．．第一升壓電容

C₄．．．第二升壓電容

D₃．．．第一輸出二極體

D₆．．．第二輸出二極體

C₅．．．輸出電容

Q₁．．．第一開關

Q₂．．．第二開關

3．．．第一箝制電路

D₁．．．第一箝制二極體

D₂．．．第一充電二極體

C₁．．．第一箝制電容

4．．．第二箝制電路

D₄．．．第二箝制二極體

D₅．．．第二充電二極體

C₃．．．第二箝制電容

Claims (10)

1. 一種高效率交錯式升壓轉換器，包含：一電感，具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端；一變壓電路，具有一次至四次側繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組之正極性點端和該三次側繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端，而該一次側繞組的非極性點端電連接於該二次側繞組的正極性點端，該三次側繞組的正極性點端電連接於該四次側繞組的非極性點端；一第一升壓電容，具有一電連接於該二次側繞組的非極性點端的第一端，及一第二端；一第二升壓電容，具有一電連接於該四次側繞組的正極性點端的第一端，及一第二端；一第一輸出二極體，具有一電連接於該第一升壓電容之第二端的陽極及一陰極；一第二輸出二極體，具有一電連接於該第二升壓電容之第二端的陽極及一電連接於該第一輸出二極體之陰極的陰極；一輸出電容，具有一電連接於該第一輸出二極體之陰極且提供一輸出電壓的第一端，及一接地的第二端；一第一開關，具有一電連接於該一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一電連接於該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第一箝制電路，電連接於該第一開關之第一端、該第二升壓電容之第二端與地之間，用於箝制該第一開關之二端跨壓；及一第二箝制電路，電連接於該第二開關之第一端、該第一升壓電容與地之第二端之間，用於箝制該第二開關之二端跨壓。
2. 依據申請專利範圍第1項所述之高效率交錯式升壓轉換器，其中，該第一箝制電路包括：一第一箝制二極體，具有一電連接於該第一開關之第一端的陽極，及一陰極；一第一充電二極體，具有一電連接於該第一箝制二極體之陰極的陽極，及一電連接於該第二升壓電容之第二端之陰極；及一第一箝制電容，電連接於該第一箝制二極體之陰極與地之間。
3. 依據申請專利範圍第1項所述之高效率交錯式升壓轉換器，其中，該第二箝制電路包括：一第二箝制二極體，具有一電連接於該第二開關之第一端的陽極，及一陰極；一第二充電二極體，具有一電連接於該第二箝制二極體之陰極的陽極，及一電連接於該第一升壓電容之第二端之陰極；及一第二箝制電容，電連接於該第二箝制二極體之陰極與地之間。
4. 依據申請專利範圍第1項所述之高效率交錯式升壓轉換器，其中：該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關之第一端是汲極，該第一開關之第二端是源極。
5. 依據申請專利範圍第1項所述之高效率交錯式升壓轉換器，其中：該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關之第一端是汲極，該第一開關之第二端是源極。
6. 依據申請專利範圍第1項所述之高效率交錯式升壓轉換器，其中，該二開關是呈交互導通，但當任一開關將由導通狀態切換成不導通狀態時，另一開關會先導通，以使在切換期間，該二開關的導通期間有部分重疊。
7. 依據申請專利範圍第1項所述之高效率交錯式升壓轉換器，當該第一開關不導通，而該第二開關導通時，該第一開關之二端跨壓遭箝制的電壓值如下所示： 其中，參數v _{Q 1}為該第一開關之二端跨壓，參數V _IN 為該輸入電壓，參數Δd是該二開關之重疊的責任導通週期，參數d₂是第二開關的責任導通週期扣除與該重疊的責任導通週期所得到的不重疊責任導通週期。
8. 依據申請專利範圍第1項所述之高效率交錯式升壓轉換器，當該第二開關不導通，而該第一開關導通時，該第二開關之二端跨壓遭箝制的電壓值如下所示： 其中，參數v _{Q 2}為該第二開關之二端跨壓，參數V _IN 為該輸入電壓，參數Δd是該二開關之重疊的責任導通週期，參數d₁是第一開關的責任導通週期扣除與該重疊的責任導通週期所得到的不重疊責任導通週期。
9. 依據申請專利範圍第1項所述之高效率交錯式升壓轉換器，其中，該輸出電壓與該輸入電壓之比值如下所示：G _V =2×(N+1)×(1+Δd/d ₁)其中，參數N為該二次側繞組與該一次側繞組之匝數比值，參數Δd是該二開關之重疊的責任導通週期，參數d₁是第一開關的責任導通週期扣除與該重疊的責任導通週期所得到的不重疊責任導通週期。
10. 一種高效率交錯式升壓轉換器，適用於電連接於一提供一輸入電壓的燃料電池以接收該輸入電壓，並據以升壓以得到一輸出電壓，且該高效率交錯式升壓轉換器包含：一電感，具有一接收該輸入電壓的第一端，及一第二端；一次至四次側繞組，每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組之正極性點端和該三次側繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端，而該一次側繞組的非極性點端電連接於該二次側繞組的正極性點端，該三次側繞組的正極性點端電連接於該四次側繞組的非極性點端；一第一升壓電容，具有一電連接於該二次側繞組的非極性點端的第一端，及一第二端；一第二升壓電容，具有一電連接於該四次側繞組的正極性點端的第一端，及一第二端；一第一輸出二極體，具有一電連接於該第一升壓電容之第二端的陽極及一陰極；一第二輸出二極體，具有一電連接於該第二升壓電容之第二端的陽極及一電連接於該第一輸出二極體之陰極的陰極；一輸出電容，具有一電連接於該第一輸出二極體之陰極且提供該輸出電壓的第一端，及一接地的第二端；一第一開關，具有一電連接於該一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一電連接於該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第一箝制電路，電連接於該第一開關之第一端、該第二升壓電容之第二端與地之間，用於箝制該第一開關之二端跨壓；及一第二箝制電路，電連接於該第二開關之第一端、該第一升壓電容與地之第二端之間，用於箝制該第二開關之二端跨壓。