CN107896059B - 基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，包括：电容钳位电路；交错并联Boost结构包括第一电感和第二电感、第一开关管和第二开关管、主二极管、主电容、输入源和负载，交错并联Boost结构通过第一节点、第二节点和第三节点与电容钳位电路相连，以生成三电平方波并接入电容钳位电路，使钳位电容获得两倍于交错并联Boost结构的输出电压的反向电压，并嵌入负载的负端，得到增益为3/(1‑D)的升压变换器拓扑。该变换器可以将电容钳位电路工作时产生的钳位电容有机融合于交错并联Boost结构中，从而使得升压变换器增益高、输入电流纹波小、器件电压应力低。

Description

基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器。
背景技术
目前，针对光伏电池输出的电能进行高效率、低成本、安全可靠的电能变换，从而能够更高效稳定地接入大电网或微电网，是光伏发电非常关键的技术环节，并且被广泛认可并采纳的光伏接入电能变换系统包含前级直流变换器和后级并网逆变器。现用的光伏电池单板输出电压较低，电压为20～50V，因此需要具备高电压增益的直流变换器产生较高的电压提供给并网逆变器、直流微电网、高压直流负载等。同时，随着工业应用对变换器的性能、成本、功率密度提出越来越高的要求，高性能、低成本、结构简单的高增益升压变换器拓扑的实用性更高。因此，适合中小功率场合的，具有高性能特征、高电压增益、低器件成本以及高功率密度的升压变换器是需要不断突破与更新的关键技术。
在相关技术中，交错并联Boost变换器能够提升电源功率、提高电压增益、减小输入电流纹波、减小器件应力，适用光伏发电系统低压大电流输入、高压输出的应用场合。交错并联Boost变换器分为隔离型和非隔离型，其中非隔离型虽没有电气隔离，但结构简单、成本低、效率高，很适合用于光伏发电系统的前级直流升压变换。
例如，一种相关技术最基本的两相交错并联Boost变换器，由两个传统Boost变换器交错并联而成，能够降低变换器的输入电流纹波，但是没有提高变换器的电压增益。为了提高变换器电压增益，另一种相关技术提出了两相交错并联倍压Boost变换器，在传统两相交错并联Boost变换器的基础上增加了倍压模块，使输出电压翻倍，但是结构较为复杂，倍压模块包括两个电容和两个二极管，电压增益仅增加了一倍。针对高增益的交错并联Boost变换器工作在硬开关状态，一种相关技术提出了一种有源零电流交错并联Boost变换器，在传统两相交错并联Boost变换器的基础上增加了负载开关管、谐振电感和谐振电容构成辅助电路，能够实现主开关管的零电流软开通和辅助开关管的零电流软关断，减小了开关损耗。但是拓扑结构和开关管驱动过于复杂，且器件数量过多。
此外，还有一种相关技术提出了带耦合电感的交错并联Boost变换器，包括正向耦合式和反向耦合式，使用耦合代替交错并联Boost变换器中的两个电感减小了其体积，同时能够实现开关管的零电流软开关。但是各类提到交错并联Boost结构的相关技术目前仍然存在一些问题，比如增益不高、器件应力过大、器件数量过多以及电感体积过大等等，因此，为了既能实现结构简单又能具备高增益特性，基于交错并联Boost结构的拓扑仍然需要进一步研究与开发。
发明内容
本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的目的在于提出一种基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，该变换器可以使得升压变换器增益高、输入电流纹波小、器件电压应力低。
为达到上述目的，本发明实施例提出了一种基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，电容钳位电路，所述电容钳位电路包括蓄能电容C1、钳位电容C2、第一二极管D1和第二二极管D2，其中，所述蓄能电容C1的一端与第一节点A相连，所述第二二极管D2的阴极与第二节点B相连，所述第一二极管D1的阳极与第三节点C相连，所述蓄能电容C1的另一端、所述第二二极管D2的阳极和所述第一二极管D1的阴极均与第四节点D相连；交错并联Boost结构，所述交错并联Boost结构包括第一电感L1和第二电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2、主二极管Db、主电容Co、输入源Vin和负载RL，其中，所述第一电感L1的一端与所述输入源Vin的正极相连，所述第一电感L1的另一端、所述第一开关管S1的漏极均与所述第一节点A相连，所述第一开关管S1的源极与所述输入源Vin的负极相连，所述第二电感L2的一端与所述输入源Vin的正极相连，所述第二电感L2的另一端、所述第二开关管S2的漏极均与所述第二节点B相连，所述第二开关管S2的源极与所述输入源Vin的负极相连，所述主二极管Db的阳极与所述第一节点A相连，所述主二极管Db的阴极分别于所述主电容Co的一端和所述负载RL的一端相连，所述主电容Co的另一端、所述钳位电容C2的一端均与所述第二节点B相连，所述钳位电容C2的另一端、所述负载RL的另一端均与所述第三节点C相连；其中，所述交错并联Boost结构通过所述第一节点A、第二节点B和第三节点C与所述电容钳位电路相连，以生成三电平方波并接入所述电容钳位电路，使所述钳位电容C2获得两倍于所述交错并联Boost结构的输出电压的反向电压，并嵌入所述负载RL的负端，得到增益为3/(1-D)的升压变换器拓扑，其中，D为所述第一开关管S1和所述第二开关管S2的占空比。
本发明实施例的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，可以将交错并联Boost结构与一种电容钳位电路相结合，并将电容钳位电路工作时产生的钳位电容有机融合于交错并联Boost结构中，使输出电压达到相同条件下传统Boost拓扑的3倍，且不增加开关管的电压应力，从而使得升压变换器增益高、输入电流纹波小、器件电压应力低。
另外，根据本发明上述实施例的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，当所述电容钳位电路的输入端AB接入所述三电平(Vi、0、-Vi)的方波电压时，所述电容钳位电路的输出端CB获得-2Vi的电压；当vAB＝Vi时，所述第一二极管D1反向截止，所述第二二极管D2正向导通，所述蓄能电容C1通过所述第二二极管D2充电；当vAB＝0时，所述第一二极管D1正向导通，所述第二二极管D2反向截止，所述蓄能电容C1通过vAB和所述第一二极管D1给所述第二电容C2充电；当vAB＝-Vi时，所述第一二极管D1正向导通，所述第二二极管D2反向截止，所述蓄能电容C1和vBA通过所述第一二极管D1同时为所述钳位电容C2提供或维持电压，以在达到平衡后，使得vCB＝-2Vi，其中，vAB为所述电容钳位电路的输入端AB的电压，vCB为所述电容钳位电路的输出端CB的电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述负载RL两端的电压为：
Vout＝vCo+(-vC2)＝vCo+2vCo＝3vCo，
其中，Vout为所述负载RL两端的电压，vCo为所述主电容Co两端的电压，vC2为所述钳位电容C2两端的电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述高增益升压变换器的增益表达式如下：
Figure GDA0002139015110000031
其中，MICCB为所述高增益升压变换器的增益，Vout为所述负载RL两端的电压，vCo为所述主电容Co电压，Vin为所述输入源。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述高增益升压变换器的工作模式包括连续模式和断续模式，其中，在所述连续模式下，所述高增益升压变换器在一个开关周期内包括第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第四工作模态。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第一工作模态，包括：所述第一开关管S1关断，所述第二开关管S2导通，所述第一电感L1放电续流，电流变化率为负，所述第二电感L2持续恒压充磁，电流变化率为正，其中，公式如下：
Figure GDA0002139015110000032
Figure GDA0002139015110000033
其中，vAB(t)为所述第一开关管S1的漏极与所述第二开关管S2的漏极之间的电压，iL1为所述第一电感L1的电流，iL2为所述第二电感L2的电流；
所述输入源Vin和所述第一电感L1通过所述第二二极管D2为所述蓄能电容C1充电，通过所述主极管Db给所述主电容Co充电，所述第一二极管D1截止，所述主极管Db和所述第二二极管D2导通，则公式成立，在高频开关状态下，电感放电近似恒变化率，而所述蓄能电容C1上的电压因所述第一电感L1与所述蓄能电容C1存在谐振，则缓慢增加，其中，所述公式如下：
Figure GDA0002139015110000041
Figure GDA0002139015110000042
其中，vC1为所述蓄能电容C1的电压，vCo为所述主电容Co的电压，Vin为所述输入源，iL1为所述第一电感L1的电流。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第二工作模态，包括：所述第一开关管S1导通，所述第二开关管S2持续导通，所述第一电感L1和所述第二电感L2均恒压充磁，且vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，公式如下：
Figure GDA0002139015110000043
Figure GDA0002139015110000044
其中，Vin为所述输入源；
所述主电容Co和所述钳位电容C2维持所述负载RL的供电，所述第一二极管D1，所述第二二极管D2和所述主极管Db均截止，则公式成立，所述主电容Co电压vCo正向线性减小，则所述钳位电容电压vC2正向线性增加，其中，所述公式如下：
Figure GDA0002139015110000045
其中，vC2为所述钳位电容C2的电压，vCo为所述主电容Co的电压，Vout为所述负载RL两端的电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第三工作模态，包括：所述第一开关管S1持续导通，所述第二开关管S2关断，所述第一电感L1恒压充磁，所述电流iL1线性增加，所述电流iL1电流变化率为正，所述第二电感L2放电续流，所述电流iL2线性减小，所述电流iL2变化率为负，则公式成立，其中，所述公式如下：
Figure GDA0002139015110000051
Figure GDA0002139015110000052
其中，Vin为所述输入源，vAB为所述电容钳位电路的输入端AB的电压；
所述输入源Vin、所述第二电感L2和所述蓄能电容C1通过所述第一开关管S1和所述第一二极管D1给所述钳位电容C2反向充电，所述蓄能电容C1电压vC1正向减小，所述钳位电容C2电压vC2反向增加，则公式成立，其中，所示公式如下：
Figure GDA0002139015110000053
其中，vC2为所述钳位电容C2两端的电压，Vin为所述输入源，vC1为所述蓄能电容C1的电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第四工作模态，包括：所述第二开关管S2导通，所述第一开关管S1持续导通，所述第一电感L1和所述第二电感L2均恒压充磁，则公式成立，vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，所述公式如下：
Figure GDA0002139015110000054
Figure GDA0002139015110000055
其中，Vin为所述输入源。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是根据本发明一个实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的电路结构生成示意图；
图2是根据本发明一个实施例的电容钳位电路的结构示意图；
图3是根据本发明一个实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的电路结构示意图；
图4是根据本发明一个具体实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器与传统Boost变换器的增益比较示意图；
图5是根据本发明一个实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的主要理论工作波形示意图；
图6是根据本发明一个实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的第一工作模态的结构示意图；
图7是根据本发明一个实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的第二工作模态和第四工作模态的结构示意图；
图8是根据本发明一个实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的第三工作模态的结构示意图；
图9是根据本发明一个具体实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的仿真开关管电压应力波形示意图；
图10是根据本发明一个具体实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的主要仿真工作波形示意图；
图11是根据本发明一个具体实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的仿真输出波形示意图；
图12是根据本发明一个具体实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器与传统Boost变换器的输入电流纹波对比仿真波形示意图；
图13是根据本发明一个具体实施例的基于交错并联的电容钳位高增益升压变换器的闭环控制仿真波形示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
下面参照附图描述根据本发明实施例提出的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器。
图1是本发明一个实施例的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器的电路结构生成示意图。
如图1所示，该基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器10包括：电容钳位电路100和交错并联Boost结构200。
其中，电容钳位电路100包括蓄能电容C1、钳位电容C2、第一二极管D1和第二二极管D2，其中，蓄能电容C1的一端与第一节点A相连，第二二极管D2的阴极与第二节点B相连，第一二极管D1的阳极与第三节点C相连，蓄能电容C1的另一端、第二二极管D2的阳极和第一二极管D1的阴极均与第四节点D相连。交错并联Boost结构200包括第一电感L1和第二电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2、主二极管Db、主电容Co、输入源Vin和负载RL，其中，交错并联Boost结构200通过第一节点A、第二节点B和第三节点C与电容钳位电路100相连，以生成三电平方波并接入电容钳位电路100，使钳位电容C2获得两倍于交错并联Boost结构200的输出电压的反向电压，并嵌入负载RL的负端，得到增益为3/(1-D)的升压变换器拓扑，其中，D为第一开关管S1和第二开关管S2的占空比。本发明实施例的变换器10可以将电容钳位电路工作时产生的钳位电容有机融合于交错并联Boost结构中，从而使得升压变换器增益高、输入电流纹波小、器件电压应力低。
举例而言，如图2所示，电容钳位电路100由蓄能电容C1、钳位电容C2、第一二极管D1和第二二极管D2连接构成。如图3所示，交错并联Boost结构200由第一电感L1和第二电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2、主二极管Db、主电容Co、输入源Vin和负载RL连接构成。具体地，结合图1和图3所示，电容钳位电路100的输入端置于交错并联Boost结构200的第一开关管S1的漏极和第二开关管S2的漏极之间，电容钳位电路100中的钳位电容C2嵌入交错并联Boost结构200的输出负载RL的负端，以实现电容钳位电路100和交错并联Boost结构200的有机结合。
具体地，如图2所示，根据电容钳位电路100的特征，将电容钳位电路100的输入端置于交错并联Boost结构200的交错并联结构输出端，同时将电容钳位电路100中钳位电容C2嵌入交错并联Boost结构200的输出负载的负端，使组合后拓扑的输出电压为传统两相交错并联Boost变换器的3倍，具体过程如图1所示，最终组合后的电路如图3所示。
进一步地，在本发明的一个实施例中，当电容钳位电路100的输入端AB接入三电平(Vi、0、-Vi)的方波电压时，电容钳位电路100的输出端CB获得-2Vi的电压；当vAB＝Vi时，第一二极管D1反向截止，第二二极管D2正向导通，蓄能电容C1通过第二二极管D2充电；当vAB＝0时，第一二极管D1正向导通，第二二极管D2反向截止，蓄能电容C1通过vAB和第一二极管D1给第二电容C2充电；当vAB＝-Vi时，第一二极管D1正向导通，第二二极管D2反向截止，蓄能电容C1和vBA通过第一二极管D1同时为钳位电容C2提供或维持电压，以在达到平衡后，使得vCB＝-2Vi，其中，vAB为电容钳位电路100的输入端AB的电压，vCB为电容钳位电路100的输出端CB的电压。
可以理解的是，如图2所示，传统交错并联Boost拓扑中开关管的交错导通导致第一开关管S1的漏极和第二开关管S2的漏极之间电压呈Vi、0、-Vi的三电平脉动变化。电容钳位电路由两个电容(C1，C2)和两个二极管(D1，D2)构成。当电容钳位电路100输入端AB接入幅值为Vi和-Vi的三电平脉动电压时，其输出端CB能够获得-2Vi的电压。具体地，当vAB＝Vi时，第二二极管D2正向导通，蓄能电容C1通过D2充电，此时第一二极管D1反向截止；当vAB＝0时，第一二极管D1正向导通，C1通过vAB和D1给C2充电；当vAB＝-Vi时，D2反向截止，D1正向导通，C1和vBA通过D1同时为C2提供或维持电压，由于此时vC1＝Vi，vBA＝Vi，因此钳位电容C2建立下正上负的电压，可得vCB＝-2Vi。
可选地，在本发明的一个实施例中，负载RL两端的电压为：
Vout＝vCo+(-vC2)＝vCo+2vCo＝3vCo，
其中，Vout为负载RL两端的电压，vCo为主电容Co两端的电压，vC2为钳位电容C2两端的电压。
可以理解的是，如图3所示，电容钳位电路100与交错并联Boost拓扑有机融合后，负载上的电压等于vCo加上-vC2，并且由于交错并联结构的输出端，即AB两端的电压呈vCo，0，-vCo变化，因此vC2＝-2vCo，则有：
Vout＝vCo+(-vC2)＝vCo+2vCo＝vCo+2vCo＝3vCo，
其中，Vout为负载RL两端电压，vCo为主电容Co两端电压，vC2为钳位电容C2两端电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，高增益升压变换器的增益表达式如下：
Figure GDA0002139015110000081
其中，MICCB为高增益升压变换器的增益，Vout为负载RL两端的电压，vCo为主电容Co电压，Vin为输入源。
可以理解的是，如图4所示，本发明实施例所提出的ICCB(Interleaved-Capacitor-Clamped-Boost，高增益升压变换器)变换器和传统Boost变换器的增益表达式对比，从而可以得到ICCB变换器具有高增益特性。由此，根据传统交错并联Boost结构200的增益表达式，可得高增益升压变换器的增益表达式，其中，传统交错并联Boost结构200的增益表达式和高增益升压变换器的增益表达式分别如下：
Figure GDA0002139015110000082
Figure GDA0002139015110000083
其中，MI_Boost为交错并联Boost结构200的增益，MICCB为高增益升压变换器的增益。
进一步地，在本发明的一个实施例中，高增益升压变换器的工作模式包括连续模式和断续模式，其中，在连续模式下，高增益升压变换器在一个开关周期内包括第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第四工作模态。
也就是说ICCB变换器的工作模式包括CCM(Continuous Conduction Mode，连续模式)和DCM(Discontinuous Conduction Mode，断续模式)，其中，在连续模式下，高增益升压变换器在一个开关周期内分包括4个工作模态，分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第四工作模态，本发明实施例的主要工作波形如图5所示。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第一工作模态，包括：第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第一电感L1放电续流，电流变化率为负，第二电感L2持续恒压充磁，电流变化率为正，其中，公式如下：
Figure GDA0002139015110000091
Figure GDA0002139015110000092
其中，vAB(t)为第一开关管S1的漏极与第二开关管S2的漏极之间的电压，iL1为第一电感L1的电流，iL2为第二电感L2的电流；
输入源Vin和第一电感L1通过第二二极管D2为蓄能电容C1充电，通过主极管Db给主电容Co充电，第一二极管D1截止，主二极管Db和第二二极管D2导通，则公式成立，在高频开关状态下，电感放电近似恒变化率，而蓄能电容C1上的电压因第一电感L1与蓄能电容C1存在谐振，则缓慢增加，其中，公式如下：
Figure GDA0002139015110000093
Figure GDA0002139015110000094
其中，vC1为蓄能电容C1的电压，vCo为主电容Co的电压，Vin为输入源，iL1为第一电感L1的电流。
具体而言，如图6所示，在第一工作模态(t0-t1)中，第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第一电感L1放电续流，电流变化率为负，第二电感L2持续恒压充磁，电流变化率为正，有公式1、公式2成立。其中，公式1、公式2如下：
Figure GDA0002139015110000095
Figure GDA0002139015110000096
其中，Vin为输入源，vAB为开关管S1的漏极与开关管S2的漏极之间的电压，iL1和iL2分别为电感L1和电感L2的电流。
同时，在第一工作模态中，还包括：输入源Vin和第一电感L1通过第二二极管D2为蓄能电容C1充电，通过主二极管Db给主电容Co充电，第一二极管D1截止，主二极管Db和第二二极管D2导通，有公式3、公式4成立。在高频开关状态下，电感放电近似恒变化率，而蓄能电容C1上的电压因第一电感L1与蓄能电容C1存在谐振，则缓慢增加。其中，所示公式3、公式4如下：
Figure GDA0002139015110000101
Figure GDA0002139015110000102
其中，vC1为蓄能电容C1的电压，vCo是主电容Co的电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第二工作模态，包括：第一开关管S1导通，第二开关管S2持续导通，第一电感L1和第二电感L2均恒压充磁，且vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，公式如下：
Figure GDA0002139015110000103
Figure GDA0002139015110000104
其中，Vin为输入源；
主电容Co和钳位电容C2维持负载RL的供电，第一二极管D1，第二二极管D2和主极管Db均截止，则公式成立，主电容Co电压vCo正向线性减小，则钳位电容电压vC2正向线性增加，其中，公式如下：
Figure GDA0002139015110000105
其中，vC2为钳位电容C2的电压，vCo是主电容Co的电压，Vout为负载RL两端的电压。
可以理解的是，如图7所示，在第二工作模态(t1-t2)中，第一开关管S1导通，第二开关管S2持续导通，第一电感L1和第二电感L2均恒压充磁，有公式5、公式6成立，且vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加。其中，公式5、公式6如下：
Figure GDA0002139015110000106
Figure GDA0002139015110000111
同时，在第二工作模态中，还包括：主电容Co和钳位电容C2维持负载RL的供电，第一二极管D1，第二二极管D2和主二极管Db均截止，有公式7成立，主电容电压vCo正向线性减小，则钳位电容电压vC2正向线性增加。其中，所示公式7如下：
Figure GDA0002139015110000112
其中，vC2为钳位电容C2的电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第三工作模态，包括：第一开关管S1持续导通，第二开关管S2关断，第一电感L1恒压充磁，电流iL1线性增加，电流iL1电流变化率为正，第二电感L2放电续流，电流iL2线性减小，电流iL2变化率为负，其中，公式如下：
Figure GDA0002139015110000113
Figure GDA0002139015110000114
其中，Vin为输入源，vAB为电容钳位电路100的输入端AB的电压；
输入源Vin、第二电感L2和蓄能电容C1通过第一开关管S1和第一二极管D1给钳位电容C2反向充电，蓄能电容C1电压vC1正向减小，钳位电容C2电压vC2反向增加，其中，所示公式如下：
Figure GDA0002139015110000115
其中，vC2为钳位电容C2两端的电压，Vin为输入源，vC1为蓄能电容C1的电压。
可以理解的是，如图8所示，在第三工作模态(t2-t3)中，开关管S1持续导通，开关管S2关断，电感L1恒压充磁，电感电流iL1线性增加，其电流变化率为正，电感L2放电续流，电感电流iL2线性减小，其电流变化率为负，公式8、公式9成立。其中，公式8和公式9如下：
Figure GDA0002139015110000116
Figure GDA0002139015110000117
同时，在第三工作模态中，还包括：
输入源Vin、电感L2和蓄能电容C1通过开关管S1和二极管D1给钳位电容C2反向充电，蓄能电容电压vC1正向减小，钳位电容电压vC2反向增加，有公式10成立。其中，所示公式10如下：
Figure GDA0002139015110000121
进一步地，在本发明的一个实施例中，第四工作模态，包括：第二开关管S2导通，第一开关管S1持续导通，第一电感L1和第二电感L2均恒压充磁，vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，公式如下：
Figure GDA0002139015110000122
Figure GDA0002139015110000123
其中，Vin为输入源。
可以理解的是，在第四工作模态(t3-t4)中，第二开关管S2导通，第一开关管S1持续导通，第一电感L1和第二电感L2均恒压充磁，从而满足公式11和公式12，与第二工作模态类似，当vAB＝0时，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加。其中，公式11和公式12如下：
Figure GDA0002139015110000124
Figure GDA0002139015110000125
在本发明的一个具体实施例中，对该基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器进行仿真验证。
具体地，为了验证ICCB变换器的理论分析，根据下表1中的ICCB和Boost变换器仿真参数搭建了仿真平台。表1为ICCB和Boost变换器仿真参数表。
表1
Figure GDA0002139015110000126
Figure GDA0002139015110000131
首先，根据理论分析，在表1的参数下，如公式13所示，ICCB变换器输出电压达到400V；如公式14所示，ICCB变换器的输出功率为800W；如公式15所示，在相同的参数下Boost变换器的输出电压只有134V；如公式16所示，Boost的输出功率只有89.78W。其中，公式13、公式14、公式15和公式16分别如下：
Figure GDA0002139015110000132
Figure GDA0002139015110000133
Figure GDA0002139015110000134
Figure GDA0002139015110000135
另外，第一开关管S1和第二开关管S2的阻断电压vds约等于vCo，即ICCB变换器输出电压的1/3，与Boost变换器具有相同的开关管承受电压，理论上在表1参数下为134V。仿真结果如如图9所示，图中包括第一开关管S1和第二开关管S2的端电压波形，以及vAB的波形，从而可以得到开关管的电压应力为134V，符合理论分析。
进一步地，ICCB变换器在CCM模式下的仿真主要工作波形如图10所示，图10的仿真主要工作波形与图5的理论主要工作波形基本相符，从而验证了工作模态分析的正确性。
进一步地，输出源Vout、钳位电容C2和主电容Co的电压仿真波形如图11所示，从而验证了输出电压构成的原理分析。
在本发明的实施例中，ICCB变换器与Boost变换器的输入电流纹波对比分析的情况如图12所示，从而可以得到纹波范围缩小了一半左右。此外，ICCB变换器能够实现闭环控制，其中，闭环控制输出电压的启动波形如图13所示，图13中没有超调，并且达到稳定的时间短。
因此，上述在D＝0.775时的工作状况下利用仿真平台验证了理论分析结果的正确性，进一步有力地证明了ICCB变换器所具备的高增益优势、输入电流纹波小、器件电压应力低的优势。因此，在本发明的实施例中，基于电容钳位电路100和两相交错Boost结构提出了基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，增益达到3/(1-D)，其中，D为第一开关管S1和第二开关管S2的占空比，且开关管电压应力不变，此外，本发明实施例的变换器减小了输入电流纹波，且具有较好的能控性，从而ICCB变换器为高增益电能变换应用场合提供一种简单实用的拓扑结构。
根据本发明实施例提出的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，可以将交错并联Boost结构与一种电容钳位电路相结合，并将电容钳位电路工作时产生的钳位电容有机融合于交错并联Boost结构中，使输出电压达到相同条件下传统Boost拓扑的3倍，且不增加开关管的电压应力，从而使得升压变换器增益高、输入电流纹波小、器件电压应力低。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”、“轴向”、“径向”、“周向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (9)

1.一种基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，包括：
电容钳位电路，所述电容钳位电路包括蓄能电容C1、钳位电容C2、第一二极管D1和第二二极管D2，其中，所述蓄能电容C1的一端与第一节点A相连，所述第二二极管D2的阴极与第二节点B相连，所述第一二极管D1的阳极与第三节点C相连，所述蓄能电容C1的另一端、所述第二二极管D2的阳极和所述第一二极管D1的阴极均与第四节点D相连；
交错并联Boost结构，所述交错并联Boost结构包括第一电感L1和第二电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2、主二极管Db、主电容Co、输入源Vin和负载RL，其中，所述第一电感L1的一端与所述输入源Vin的正极相连，所述第一电感L1的另一端、所述第一开关管S1的漏极均与所述第一节点A相连，所述第一开关管S1的源极与所述输入源Vin的负极相连，所述第二电感L2的一端与所述输入源Vin的正极相连，所述第二电感L2的另一端、所述第二开关管S2的漏极均与所述第二节点B相连，所述第二开关管S2的源极与所述输入源Vin的负极相连，所述主二极管Db的阳极与所述第一节点A相连，所述主二极管Db的阴极分别于所述主电容Co的一端和所述负载RL的一端相连，所述主电容Co的另一端、所述钳位电容C2的一端均与所述第二节点B相连，所述钳位电容C2的另一端、所述负载RL的另一端均与所述第三节点C相连；其中，
所述交错并联Boost结构通过所述第一节点A、第二节点B和第三节点C与所述电容钳位电路相连，以生成三电平方波并接入所述电容钳位电路，使所述钳位电容C2获得两倍于所述交错并联Boost结构的输出电压的反向电压，并嵌入所述负载RL的负端，得到增益为3/(1-D)的升压变换器拓扑，其中，D为所述第一开关管S1和所述第二开关管S2的占空比。
2.根据权利要求1所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，
当所述电容钳位电路的输入端AB接入所述三电平(Vi、0、-Vi)的方波电压时，所述电容钳位电路的输出端CB获得-2Vi的电压；
当vAB＝Vi时，所述第一二极管D1反向截止，所述第二二极管D2正向导通，所述蓄能电容C1通过所述第二二极管D2充电；
当vAB＝0时，所述第一二极管D1正向导通，所述第二二极管D2反向截止，所述蓄能电容C1通过vAB和所述第一二极管D1给所述第二电容C2充电；
当vAB＝-Vi时，所述第一二极管D1正向导通，所述第二二极管D2反向截止，所述蓄能电容C1和vBA通过所述第一二极管D1同时为所述钳位电容C2提供或维持电压，以在达到平衡后，使得vCB＝-2Vi，其中，vAB为所述电容钳位电路的输入端AB的电压，vCB为所述电容钳位电路的输出端CB的电压。
3.根据权利要求2所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述负载RL两端的电压为：
Vout＝vCo+(-vC2)＝vCo+2vCo＝3vCo，
其中，Vout为所述负载RL两端的电压，vCo为所述主电容Co两端的电压，vC2为所述钳位电容C2两端的电压。
4.根据权利要求3所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述高增益升压变换器的增益表达式如下：
Figure FDA0002139015100000021
其中，MICCB为所述高增益升压变换器的增益，Vout为所述负载RL两端的电压，vCo为所述主电容Co电压，Vin为所述输入源。
5.根据权利要求1所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述高增益升压变换器的工作模式包括连续模式和断续模式，其中，在所述连续模式下，所述高增益升压变换器在一个开关周期内包括第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第四工作模态。
6.根据权利要求5所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述第一工作模态，包括：
所述第一开关管S1关断，所述第二开关管S2导通，所述第一电感L1放电续流，电流变化率为负，所述第二电感L2持续恒压充磁，电流变化率为正，其中，公式如下：
Figure FDA0002139015100000022
Figure FDA0002139015100000023
其中，vAB(t)为所述第一开关管S1的漏极与所述第二开关管S2的漏极之间的电压，iL1为所述第一电感L1的电流，iL2为所述第二电感L2的电流；
所述输入源Vin和所述第一电感L1通过所述第二二极管D2为所述蓄能电容C1充电，通过所述主二极管Db给所述主电容Co充电，所述第一二极管D1截止，所述主二极管Db和所述第二二极管D2导通，则公式成立，在高频开关状态下，电感放电近似恒变化率，而所述蓄能电容C1上的电压因所述第一电感L1与所述蓄能电容C1存在谐振，则缓慢增加，其中，所述公式如下：
Figure FDA0002139015100000031
Figure FDA0002139015100000032
其中，vC1为所述蓄能电容C1的电压，vCo为所述主电容Co的电压，Vin为所述输入源，iL1为所述第一电感L1的电流。
7.根据权利要求6所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述第二工作模态，包括：
所述第一开关管S1导通，所述第二开关管S2持续导通，所述第一电感L1和所述第二电感L2均恒压充磁，且vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，公式如下：
Figure FDA0002139015100000033
Figure FDA0002139015100000034
其中，Vin为所述输入源；
所述主电容Co和所述钳位电容C2维持所述负载RL的供电，所述第一二极管D1，所述第二二极管D2和所述主二 极管Db均截止，则公式成立，所述主电容Co电压vCo正向线性减小，则所述钳位电容电压vC2正向线性增加，其中，所述公式如下：
Figure FDA0002139015100000035
其中，vC2为所述钳位电容C2的电压，vCo为所述主电容Co的电压，Vout为所述负载RL两端的电压。
8.根据权利要求7所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述第三工作模态，包括：
所述第一开关管S1持续导通，所述第二开关管S2关断，所述第一电感L1恒压充磁，所述电流iL1线性增加，所述电流iL1电流变化率为正，所述第二电感L2放电续流，所述电流iL2线性减小，所述电流iL2变化率为负，则公式成立，其中，所述公式如下：
Figure FDA0002139015100000036
Figure FDA0002139015100000037
其中，Vin为所述输入源，vAB为所述电容钳位电路的输入端AB的电压；
所述输入源Vin、所述第二电感L2和所述蓄能电容C1通过所述第一开关管S1和所述第一二极管D1给所述钳位电容C2反向充电，所述蓄能电容C1电压vC1正向减小，所述钳位电容C2电压vC2反向增加，则公式成立，其中，所示公式如下：
Figure FDA0002139015100000041
其中，vC2为所述钳位电容C2两端的电压，Vin为所述输入源，vC1为所述蓄能电容C1的电压。
9.根据权利要求8所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述第四工作模态，包括：
所述第二开关管S2导通，所述第一开关管S1持续导通，所述第一电感L1和所述第二电感L2均恒压充磁，则公式成立，vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，所述公式如下：
Figure FDA0002139015100000042
Figure FDA0002139015100000043
其中，Vin为所述输入源。
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