CN109787475B

CN109787475B - 基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器

Info

Publication number: CN109787475B
Application number: CN201910105254.2A
Authority: CN
Inventors: 李虹; 曾洋斌; 王文财; 郑琼林; 张波
Original assignee: Beijing Jiaotong University
Current assignee: Beijing Jiaotong University
Priority date: 2019-02-01
Filing date: 2019-02-01
Publication date: 2020-01-14
Anticipated expiration: 2039-02-01
Also published as: CN109787475A

Abstract

本发明公开了一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，包括：两相交错Boost结构、第一电容箝位电路和第二电容箝位电路；其中，两相交错Boost结构包括输入源、第一耦合电感原边绕组、第二耦合电感原边绕组、第一开关管和第二开关管；第一电容箝位电路包括第一电容、第三电容、第一二极管、第二二极管和第二耦合电感副边绕组；其中第二电容箝位电路包括第二电容、第四电容、第三二极管、第四二极管和第一耦合电感副边绕组。本发明实施例的超高增益直流变换器具有拓扑结构对称，开关控制简单，电压增益超高、开关管电压应力超低的优点，非常适合应用于使用低压大电流氮化镓器件的低压输入、高压输出应用场合。

Description

基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器。

背景技术

随着智能电网在电网系统中的地位不断攀升，对智能电网的建设和研究越来越受关注，其中交直流混合微电网已经成为国家电网大力支持研究的关键技术。然而，大部分新能源发电的输出电压比较低，如燃料电池、光伏发电等，一般为20V～60V，所产生的电能需要通过高增益直流变换器连接到直流母线。而交直流混合微电网的直流母线一般较高，如400V或750V。此外，在交直流微电网的建设中，功率半导体器件是主要成本所在，其电压应力越高，成本急剧增加。为了降低交直流混合微电网的建设成本，高增益直流变换器中的功率半导体具有低电压应力特征将增加其市场竞争力。因此，研究开发具备超高增益，同时拥有超低电压应力的新型高增益直流变换器对交直流混合微电网大力发展具有十分重要的理论意义和应用价值。

关于高增益低电压应力直流变换器的研究与设计，目前已有相关技术提出一些解决方案。为了获得高增益的同时具备低电压应力的特征，一种技术提出使用耦合电感降低功率半导体器件的电压应力，而通过增加耦合电感的匝比以实现高增益，但是这种技术增加耦合电感匝比不仅会到来耦合电感体积重量增大，而且还会因漏感增大而带来额外的损耗和干扰。

为了解决这个问题，相关技术通过耦合电感技术与其他升压技术相结合，减小耦合电感匝比的同时也能提高增益，还有一些技术同时充分利用漏感实现软开关。例如，一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器。该变换器通过结合耦合电感和倍压电容技术，实现耦合电感匝比和主开关管占空比多自由度调控电压增益，使得开关管电压应力小于输出电压。虽然该技术降低了电压应力，但是仅仅是小于输出电压，不具备特别优势，且增益为(n+2-D)/(1-D)，仍然需要通过增大耦合电感匝比来进一步提高增益。再例如，基于耦合电感的两相交错并联变换器的控制方法，提出了两相交错并联的耦合电感技术，利用两个耦合电感的副边绕组串联进一步提高变换器的增益，而输入端的耦合电感可以降低开关管电压应力。

然而，该变换器没有将两相交错并联的耦合电感与其他升压技术结合，使得在更高增益需求的应用场合显得不能占据绝对优势，而且电压应力也仅仅是依靠两相交错结构来降低。随着智能电网的广阔发展，技术市场对高增益直流变换器提出了更高电压增益和更低电压应力的迫切需求。因此，需要进一步探究超高电压增益、超低电压应力的高效率直流升压变换器。

发明内容

本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。

为此，本发明的目的在于提出一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，该变换器具有超高电压增益、超低电压应力，适用于智能电网中新能源发电使用低压大电流氮化镓器件的超高增益需求的应用场合。

为达到上述目的，本发明实施例提出了一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，包括：两相交错Boost结构，所述两相交错Boost结构包括输入源V_in、第一耦合电感原边绕组L₁、第二耦合电感原边绕组L₂、第一开关管S₁和第二开关管S₂，其中，所述输入源V_in的正极通过第一节点①分别与所述第一耦合电感原边绕组L₁的同名端和所述第二耦合电感原边绕组L₂的同名端相连，所述第一耦合电感原边绕组L₁的异名端通过第二节点②与所述第一开关管S₁的漏极相连，所述第二耦合电感原边绕组L₂的异名端通过第三节点③与所述第二开关管S₂的漏极相连，所述输入源V_in的负极通过第四节点④分别与所述第一开关管S₁的源极和所述第二开关管S₂的源极相连；第一电容箝位电路，所述第一电容箝位电路包括第一电容C₁、第三电容C₃、第一二极管D₁、第二二极管D₂和第二耦合电感副边绕组L₂'，其中，所述第一电容C₁的一端与所述第三节点③相连，所述第一电容C₁的另一端通过第五节点⑤分别与第一二极管D₁的阳极和第二二极管D₂的阴极相连，所述第一二极管D₁的阴极通过第七节点⑦与第二耦合电感副边绕组L₂'同名端相连，所述第二二极管D₂的阳极通过所述第二节点②与所述第三电容C₃的一端相连，所述第三电容C₃的另一端与所述第二耦合电感副边绕组L₂'的异名端相连；第二电容箝位电路，所述第二电容箝位电路包括第二电容C₂、第四电容C₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄和第一耦合电感副边绕组L₁'，其中，所述第二电容C₂的一端与所述第三节点③相连，所述第三电容C₃的另一端通过第六节点⑥分别与第三二极管D₃的阳极和第四二极管D₄的阴极相连，所述第三二极管D₃的阴极通过所述第二节点②与所述第一耦合电感副边绕组L₁'的同名端相连，所述第四二极管D₄的阳极通过第八节点⑧与所述第四电容C₄的一端相连，所述第四电容C₄的另一端与所述第一耦合电感副边绕组L₁'的异名端相连。

本发明实施例的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，通过两相交错耦合电感与电容箝位单元结合，使得变换器具有拓扑结构对称，开关控制简单，电压增益超高、功率半导体器件电压应力超低的优点，非常适合应用于使用低压大电流氮化镓器件的低压输入、高压输出应用场合。

另外，根据本发明上述实施例的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器还可以具有以下附加的技术特征：

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述两相交错Boost结构通过所述第二节点②和所述第三节点③与所述第一电容箝位电路和所述第二电容箝位电路相连。

进一步地，在本发明的一个实施例中，还包括：输出电容C_o和负载R_L，所述输出电容C_o的一端和所述负载R_L的一端与所述第七节点⑦相连，所述输出电容C_o的另一端和所述负载R_L的另一端与所述第八节点⑧相连。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述输出电容C_o与所述负载R_L并联后通过所述第七节点⑦和所述第八节点⑧与所述第一电容箝位电路和所述第二电容箝位电路相连。

进一步地，在本发明的一个实施例中，在电感电流连续模式下，所述超高增益直流变换器采用两个开关管的控制信号交错180°、且占空比大于0.5的控制方式，包括第一至第六工作模态，所述第一至第六工作模态依次执行，其中，所述第一工作模态：所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂同时导通，所述第一二极管D₁、所述第二二极管D₂、所述第三二极管D₃和所述第四二极管D₄均关断；所述第二工作模态：所述第一开关管S₁继续导通，所述第二开关管S₂关断，所述第一二极管D₁和所述第三二极管D₃导通，所述第二二极管D₂和所述第四二极管D₄关断，所述第一电容C₁和所述第二电容C₂被充电；所述第三工作模态：所述第一开关管S₁继续导通，所述第二开关管S₂关断，所述第一二极管D₁继续导通，所述第二二极管D₂、所述第三二极管D₃和所述第四二极管D₄均关断，所述第一电容C₁维持充电状态；所述第四工作模态与所述第一工作模态具有相同的开关状态；所述第五工作模态：所述第二开关管S₂继续导通，所述第一开关管S₁关断，所述第二二极管D₂和所述第四二极管D₄导通，所述第一二极管D₁和所述第三二极管D₃关断，所述第一电容C₁和所述第二电容C₂被反向充电；所述第六工作模态：所述第二开关管S₂继续导通，所述第一开关管S₁关断，所述第四二极管D₄继续导通，所述第一二极管D₁、所述第二二极管D₂和所述第三二极管D₃均关断，所述第二电容C₂维持充电状态。

进一步地，在本发明的一个实施例中，在电感电流连续模式下，所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂交替导通，且占空比大于0.5，第一耦合电感和第二耦合电感的耦合系数等于1时，

所述超高增益直流变换器的电压增益为：

[4n²D-(2n+4)D+8n+8]/[(n+2)(1-D)]，

所述超高增益直流变换器的开关管电压应力为：

[n²D-(n+2)D+2n+2]/[(n+2)(1-D)]，

其中，n为所述第一耦合电感和所述第二耦合电感的匝比，D为所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂的占空比。

进一步地，在本发明的一个实施例中，其中，在所述第一耦合电感和所述第二耦合电感的匝比为2、耦合系数为1、且所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂的占空比为0.75时，所述超高增益变换器的增益为28倍；在所述输入源V_in的电压等于45V时，所述超高增益变换器的输出电压为1260V，所述开关管电压应力为270V。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的电路结构示意图；

图2为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的等效电路及参考方向示意图；

图3为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的理论分析工作原理波形图示意图；

图4为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的工作模态1、4示意图；

图5为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的工作模态2示意图；

图6为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的工作模态3示意图；

图7为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的工作模态5示意图；

图8为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的工作模态6示意图；

图9为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器在不同耦合电感匝比下的电压增益示意图；

图10为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的仿真分析工作波形示意图；

图11为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的电容电流和开关管电流仿真波形示意图；

图12为根据本发明一个实施例的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的输入输出电压仿真波形示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

下面参照附图描述根据本发明实施例提出的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器。

图1是本发明一个实施例的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器的结构示意图。

如图1所示，该基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器10包括：两相交错Boost结构100、第一电容箝位电路200、第二电容箝位电路300、输出电容C_o和负载R_L。

其中，两相交错Boost结构100通过第二节点②和第三节点③与第一电容箝位电路200和第二电容箝位电路300相连，输出电容C_o与负载R_L并联后通过第七节点⑦和第八节点⑧与第一电容箝位电路200和第二电容箝位电路300相连。

具体而言，两相交错Boost结构100包括输入源V_in、第一耦合电感原边绕组L₁、第二耦合电感原边绕组L₂、第一开关管S₁和第二开关管S₂；输入源V_in的正极通过第一节点①分别与第一耦合电感原边绕组L₁的同名端和第二耦合电感原边绕组L₂的同名端相连，第一耦合电感原边绕组L₁的异名端通过第二节点②与第一开关管S₁的漏极相连，第二耦合电感原边绕组L₂的异名端通过第三节点③与第二开关管S₂的漏极相连，输入源V_in的负极通过第四节点④分别与第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的源极相连。

第一电容箝位电路200包括第一电容C₁、第三电容C₃、第一二极管D₁、第二二极管D₂和第二耦合电感副边绕组L₂'；第一电容C₁的一端与第三节点③相连，第一电容C₁的另一端通过第五节点⑤分别与第一二极管D₁的阳极和第二二极管D₂的阴极相连，第一二极管D₁的阴极通过第七节点⑦与第二耦合电感副边绕组L₂'同名端相连，第二二极管D₂的阳极通过第二节点②与第三电容C₃的一端相连，第三电容C₃的另一端与第二耦合电感副边绕组L₂'的异名端相连。

第二电容箝位电路300包括第二电容C₂、第四电容C₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄和第一耦合电感副边绕组L₁'；第二电容C₂的一端与第三节点③相连，第三电容C₃的另一端通过第六节点⑥分别与第三二极管D₃的阳极和第四二极管D₄的阴极相连，第三二极管D₃的阴极通过第二节点②与第一耦合电感副边绕组L₁'的同名端相连，第四二极管D₄的阳极通过第八节点⑧与第四电容C₄的一端相连，第四电容C₄的另一端与第一耦合电感副边绕组L₁'的异名端相连。

输出电容C_o的一端和负载R_L的一端与第七节点⑦相连，输出电容C_o的另一端和负载R_L的另一端与第八节点⑧相连。

综上，本发明实施例的超高增益直流变换器10具有拓扑结构对称，开关控制简单，电压增益超高、开关管电压应力超低的优点，非常适合应用于使用低压大电流氮化镓器件的低压输入、高压输出应用场合。

进一步地，在本发明的一个实施例中，在CCM(Current continuous mode，电感电流连续模式)下，超高增益直流变换器10采用两个开关管的控制信号交错180°，且占空比大于0.5的控制方式，在一个开关周期内包括工作模态1、工作模态2、工作模态3、工作模态4、工作模态5和工作模态6。图3为图2所示变换器等效电路的理论工作波形图，图4-图8是图2所示变换器等效电路的各个工作模态图，其中，第一至第六工作模态对应于工作模态1-6，具体为：

工作模态1和工作模态4的特征相同，如图4所示，包括：第一和第二开关管S₁、S₂均导通，第一、第二、第三和第四二极管D₁、D₂、D₃、D₄均关断，L_m1和L_m2恒压充磁，L_m1和L_m2的电流相等，以相同斜率线性上升，N_s1和N_s2的电流相等，以相同斜率线性下降，电流反向后继续增加，直到第二开关管S₂关断，相关电气参数公式为：

其中，t₀、t₁为工作模态1的起始和结束时间，t₃、t₄为工作模态4的起始和结束时间，L_m和L_k分别是耦合电感的励磁感和漏感值，k和n分别为耦合电感的耦合系数和匝比。

工作模态2如图5所示，第一开关管S₁继续导通，第二开关管S₂关断，第一和第三二极管D₁、D₃导通，第二和第四二极管D₂、D₄关断，第一和第二电容C₁、C₂被充电，电感L_k2和L_m2放电，其电流线性下降，相关电气参数公式为：

其中，t₁、t₂为工作模态2的起始和结束时间。

工作模态3如图6所示，第一开关管S₁继续导通，第二开关管S₂关断，第一二极管D₁继续导通，第二、第三和第四二极管D₂、D₃、D₄均关断，第一电容C₁维持充电状态，相关电气参数公式为：

其中，t₂、t₃为工作模态3的起始和结束时间。

工作模态5如图7所示，第二开关管S₂继续导通，第一开关管S₁关断，第二和第四二极管D₂、D₄导通，第一和第三二极管D₁、D₃关断，第一和第二电容C₁、C₂被反向充电，直到第一电容C₁的电流降低到零，第二二极管D₂自然截止，相关电气参数公式为：

其中，t₄、t₅为工作模态5的起始和结束时间。

工作模态6如图8所示，第二开关管S₂继续导通，第一开关管S₁关断，第四二极管D₄继续导通，第一、第二和第三二极管D₁、D₂、D₃均关断，第二电容C₂维持充电状态，相关电气参数公式为：

其中，t₅、t₆为工作模态3的起始和结束时间。

进一步地，本发明实施例的CI-ICCB(Couple Inductor Interleaved ClampingCapacitor Boost)变换器10在CCM模式下，第一开关管S₁和第二开关管S₂交替导通，且占空比大于0.5，第一耦合电感L₁和第二耦合电感L₂的耦合系数等于1时，CI-ICCB变换器10的电压增益为：

在不同耦合电感匝比下的CI-ICCB变换器10的电压增益与第一和第二开关管S₁、S₂的关系如图9所示，此外，CI-ICCB变换器10中第一和第二开关管S₁、S₂的开关管电压应力为：

其中，M_CI-ICCB是变换器10的电压增益，v_{S1/S2_stress}为第一和第二开关管S₁、S₂的电压应力，n为第一耦合电感L₁和第二耦合电感L₂的匝比，D为第一和第二开关管S₁、S₂的占空比。

进一步地，本发明实施例的CI-ICCB变换器10中，若第一耦合电感L₁和第二耦合电感L₂的匝比为2，耦合系数为1，且第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比为0.75，则CI-ICCB变换器10的增益为28倍，若输入源V_in的电压等于45V，则CI-ICCB变换器10的输出电压为1260V，第一和第二开关管S₁、S₂的电压应力仅为270V。

在本发明的一个具体实施例中，对一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器进行仿真验证。

具体地，为了验证本发明实施例的CI-ICCB变换器10的理论分析，根据下表1中的CI-ICCB变换器10仿真参数搭建了仿真平台。表1为CI-ICCB变换器10仿真参数表。

表1

参数名称	参数标号	参数值
			输入源	V<sub>in</sub>	45V
开关频率	f<sub>s</sub>	200kHz
			占空比	D	0.75
负载	R<sub>L</sub>	1kΩ
			励磁感	L<sub>m</sub>	100μH
漏感	L<sub>k</sub>	0.1μH
			箝位电容	C<sub>1</sub>、C<sub>2</sub>、C<sub>3</sub>、C<sub>4</sub>	10μF
输出电容	C<sub>o</sub>	47μF
			耦合电感匝比	n	2
耦合系数	k	0.9832

本发明的实施例的CI-ICCB变换器10在CCM模式下的仿真主要工作波形如图10所示，图10的仿真主要波形与图3的理论主要工作波形基本相符，从而验证了工作模态分析的正确性。此外，从图10中可以观察到第一和第二开关管S₁、S₂的电压应力为270V，与理论推导出的电压增益表达式计算结果相符。

进一步地，第一、第二、第三和第四电容C₁、C₂、C₃、C₄以及第一、第二开关管S₁、S₂的电流仿真波形如图11所示，变化过程基本与理论分析相符，且从开关管的电流可以看出在电感电流临界模式下，第一、第二开关管S₁、S₂可以实现零电流开通。

更进一步地，CI-ICCB变换器10的在表1仿真参数下的输入输出电压仿真波形如图12所示，可以观察到输入电压为45V时，输出电压高达1260V。

根据表1所列参数而搭建的仿真平台的仿真结果验证了理论分析结果的正确性，进一步有力地证明了CI-ICCB变换器所具备的超高电压增益、超低器件电压应力的优势。因此在本发明的实施例中，基于两相交错Boost结构100、第一电容箝位电路200和第二电容箝位电路300所提出的一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器10，具有超高电压增益，电压增益为[4n²D-(2n+4)D+8n+8]/[(n+2)(1-D)]，和超低器件电压应力，器件电压应力为[n²D-(n+2)D+2n+2]/[(n+2)(1-D)]，其中n为第一耦合电感和第二耦合电感的匝比，D为第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比。此外，本发明实例的变换器具有拓扑结构对称，开关控制简单，电压增益超高、功率半导体器件电压应力超低的优点，非常适合应用于使用低压大电流氮化镓器件的低压输入、高压输出应用场合。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims

1.一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，其特征在于，包括：

两相交错Boost结构，所述两相交错Boost结构包括输入源V_in、第一耦合电感原边绕组L₁、第二耦合电感原边绕组L₂、第一开关管S₁和第二开关管S₂，其中，所述输入源V_in的正极通过第一节点①分别与所述第一耦合电感原边绕组L₁的同名端和所述第二耦合电感原边绕组L₂的同名端相连，所述第一耦合电感原边绕组L₁的异名端通过第二节点②与所述第一开关管S₁的漏极相连，所述第二耦合电感原边绕组L₂的异名端通过第三节点③与所述第二开关管S₂的漏极相连，所述输入源V_in的负极通过第四节点④分别与所述第一开关管S₁的源极和所述第二开关管S₂的源极相连；

第一电容箝位电路，所述第一电容箝位电路包括第一电容C₁、第三电容C₃、第一二极管D₁、第二二极管D₂和第二耦合电感副边绕组L₂'，其中，所述第一电容C₁的一端与所述第三节点③相连，所述第一电容C₁的另一端通过第五节点⑤分别与第一二极管D₁的阳极和第二二极管D₂的阴极相连，所述第一二极管D₁的阴极通过第七节点⑦与第二耦合电感副边绕组L₂'同名端相连，所述第二二极管D₂的阳极通过所述第二节点②与所述第三电容C₃的一端相连，所述第三电容C₃的另一端与所述第二耦合电感副边绕组L₂'的异名端相连；

第二电容箝位电路，所述第二电容箝位电路包括第二电容C₂、第四电容C₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄和第一耦合电感副边绕组L₁'，其中，所述第二电容C₂的一端与所述第三节点③相连，所述第三电容C₃的另一端通过第六节点⑥分别与第三二极管D₃的阳极和第四二极管D₄的阴极相连，所述第三二极管D₃的阴极通过所述第二节点②与所述第一耦合电感副边绕组L₁'的同名端相连，所述第四二极管D₄的阳极通过第八节点⑧与所述第四电容C₄的一端相连，所述第四电容C₄的另一端与所述第一耦合电感副边绕组L₁'的异名端相连。

2.根据权利要求1所述的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，其特征在于，所述两相交错Boost结构通过所述第二节点②与所述第二二极管D₂的阳极、所述第三电容C₃的一端、所述第三二极管D₃的阴极以及所述第一耦合电感副边绕组L₁'的同名端相连，所述两相交错Boost结构通过所述第三节点③与所述第一电容C₁的一端以及所述第二电容C₂的一端相连。

3.根据权利要求1所述的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，其特征在于，还包括：

输出电容C_o和负载R_L，所述输出电容C_o的一端和所述负载R_L的一端与所述第七节点⑦相连，所述输出电容C_o的另一端和所述负载R_L的另一端与所述第八节点⑧相连。

4.根据权利要求3所述的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，其特征在于，所述输出电容C_o与所述负载R_L并联后通过所述第七节点⑦和所述第八节点⑧与所述第一电容箝位电路和所述第二电容箝位电路相连。

5.根据权利要求1所述的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，其特征在于，在电感电流连续模式下，所述超高增益直流变换器采用两个开关管的控制信号交错180°、且占空比大于0.5的控制方式，包括第一至第六工作模态，所述第一至第六工作模态依次执行，其中，

所述第一工作模态：所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂同时导通，所述第一二极管D₁、所述第二二极管D₂、所述第三二极管D₃和所述第四二极管D₄均关断；

所述第二工作模态：所述第一开关管S₁继续导通，所述第二开关管S₂关断，所述第一二极管D₁和所述第三二极管D₃导通，所述第二二极管D₂和所述第四二极管D₄关断，所述第一电容C₁和所述第二电容C₂被充电；

所述第三工作模态：所述第一开关管S₁继续导通，所述第二开关管S₂关断，所述第一二极管D₁继续导通，所述第二二极管D₂、所述第三二极管D₃和所述第四二极管D₄均关断，所述第一电容C₁维持充电状态；

所述第四工作模态与所述第一工作模态具有相同的开关状态；

所述第五工作模态：所述第二开关管S₂继续导通，所述第一开关管S₁关断，所述第二二极管D₂和所述第四二极管D₄导通，所述第一二极管D₁和所述第三二极管D₃关断，所述第一电容C₁和所述第二电容C₂被反向充电；

所述第六工作模态：所述第二开关管S₂继续导通，所述第一开关管S₁关断，所述第四二极管D₄继续导通，所述第一二极管D₁、所述第二二极管D₂和所述第三二极管D₃均关断，所述第二电容C₂维持充电状态。

6.根据权利要求5所述的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，其特征在于，在电感电流连续模式下，所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂交替导通，且占空比大于0.5，第一耦合电感和第二耦合电感的耦合系数等于1时，

所述超高增益直流变换器的电压增益为：

[4n²D-(2n+4)D+8n+8]/[(n+2)(1-D)]，

所述超高增益直流变换器的开关管电压应力为：

[n²D-(n+2)D+2n+2]/[(n+2)(1-D)]，

7.根据权利要求6所述的基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器，其特征在于，其中，

在所述第一耦合电感和所述第二耦合电感的匝比为2、耦合系数为1、且所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂的占空比为0.75时，所述超高增益直流变换器的增益为28倍；

在所述输入源V_in的电压等于45V时，所述超高增益直流变换器的输出电压为1260V，所述开关管电压应力为270V。