CN110707959A - 基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑及控制策略 - Google Patents

基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑及控制策略 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑及控制策略，有五级，第一级为直流电源，第二级为逆变部分，由第一电容C1、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4组成；第三级为隔离部分，由三绕组变压器T1组成；第四级为同步整流部分，由第五开关管Q5、由第六开关管Q6、第七开关管Q7、第八开关管Q8组成；第五级为滤波部分，由第一电感L1、第二电容C2组成。该逆变拓扑不仅结构和控制简单，而且用高频变压器取代了传统两级式逆变电路拓扑中的变压器，减小变压器的体积，提高功率密度和效率。

Description

基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑及控制 策略
技术领域
本发明涉及一种基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑及控制策略，用于有电力变换需求的各个领域。
背景技术
逆变电路被广泛应用于电力电子设备中，现役隔离型逆变电路拓扑主要分两种：带前级隔离型DC-DC变换的两级式逆变电路拓扑和带后级工频变压器的两级式逆变器拓扑。
参照图1，带前级隔离型DC-DC变换的两级式逆变电路拓扑结构由DC-DC变换器、稳压电容器、H桥单元、LC滤波器四个部分组成，输入的直流电压经前级隔离型DC-DC变换器升压和稳压电容器滤波，H桥单元和LC滤波器将升压滤波后的直流电压变换为理想的交流电压，其中，前级隔离型DC-DC变换实现输入/输出隔离。这种带前级隔离型DC-DC变换的两级式逆变电路拓扑虽然实现了升压变换功能，但前级DC-DC变换，造成了较大的功率损耗，增大了逆变电路体积，限制功率密度。此外，需要设计一套与H桥单元相关联的控制系统，以使交、直流侧的能量关系相匹配，设计较为复杂，且拓扑成本高。
参照图2，带后级工频变压器的两级式逆变电路拓扑由稳压电容器、H桥单元、LC滤波器、工频变压器四个部分构成，输入的直流电压经稳压电容器，通过H桥单元降压变换和LC滤波后，调节工频变压器的变比，得到理想的设备用电电压。与带前级隔离型DC-DC变换的两级式逆变电路拓扑相比，该逆变电路拓扑需要的工频变压器体积更大，但仅需对H桥单元设计一套控制系统，控制系统的设计更为简便。但是，工频变压器的存在造成了这种两级式逆变电路成本高、体积大、功率损耗大等问题，而且工频变压器不能够实现电压的无差调节和带电操作。综上，尽管两级式逆变电路拓扑解决了传统输入直流电压和输出交流电压不匹配的问题，但基本的逆变功率变换原理总是受限于直流侧和交流侧的电压，且装置不易集成设计。因此，开发一种新型的输入/输出隔离的逆变电路拓扑很有实用意义。
发明内容
要解决的技术问题
为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种新型的高频变换逆变器拓扑及其控制策略，该新型逆变拓扑不仅结构和控制简单，而且用高频变压器取代了传统两级式逆变电路拓扑中的变压器，减小变压器的体积，提高功率密度和效率。
技术方案
一种基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑，其特征在于由五级组成，第一级为直流电源，第二级为逆变部分，第三级为隔离部分，第四级为同步整流部分，第五级为滤波部分；所述的逆变部分包括第一电容C1、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4；第一开关管Q1的漏极与第三开关管Q3、第一电容C1的一端和电源正极连接在一起，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极和变压器原边同名端连接在一起，第二开关管Q2的源极、第四开关管Q4的源极、第一电容C1的另一端和电源的负极连接在一起，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极和变压器原边异名端连接在一起；所述的隔离部分包括三绕组变压器T1；所述的同步整流部分包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，第五开关管Q5的漏极与变压器副边第一绕组同名端连接在一起，第七开关管Q7的漏极与变压器副边第二绕组异名端连接在一起，第六开关管Q6的源极和第五开关管Q5的源极连接在一起，第七开关管Q7的源极和第八开关管Q8的源极连接在一起，第六开关管Q6的漏极与第八开关管Q8的漏极和第一电感L1的一端连接在一起；所述的滤波部分包括第一电感L1和第二电容C2，第一电感L1的另一端与第二电容C2的一端和负载O1的一端连接在一起，第二电容C2的另一端与变压器副边第一绕组异名端、变压器副边第二绕组的同名端和负载的另一端连接在一起。
一种基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑的控制策略，其特征在于：
步骤1：当T1＜t＜T2时，控制开关管Q1、Q4开通，Q2、Q3关断，Q5和Q6开通，Q7和Q8断开；
步骤2：当T2＜t＜T3时，控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4都关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8断开；
步骤3：当T3＜t＜T4时，控制开关管Q2、Q3开通，Q1、Q4关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8开通；
步骤4：当T4＜t＜T5时，控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4都关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8关断；
步骤5：当T5＜t＜T6时，Q1、Q4开通，Q2、Q3关断，Q5和Q6开通，Q7和Q8关断；
步骤6：当T7＜t＜T8时，控制开关管Q1、Q4开通，Q2、Q3关断，Q5和Q6开通，Q7和Q8关断；
步骤7：当T8＜t＜T9时，控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4都关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8断开；
步骤8：当T9＜t＜T10时，控制开关管Q2、Q3开通，Q1、Q4关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8开通；
步骤9：当T10＜t＜T11时，控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4都关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8关断；
所述的T1、T2、T5、T6、T7、T8分别为Q1、Q4PWM产生过程，三角载波与正弦波的绝对值相交时刻；
所述的T3、T4、T9、T10分别为Q2、Q3PWM产生过程，三角载波与正弦波的绝对值相交时刻。
有益效果
本发明提出的一种基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑及策略，与现有技术相比，有意效果如下：
(1)通过高频的脉冲的方式通过变压器，极大地减小了变压器的体积和重量，提高了变换器的功率密度。
(2)与前级为隔离型DC-DC变换器结构相比，没有经过DC-DC变换，电路只有一级变换，不仅简化了电路的结构而且提高了逆变器的效率。
附图说明
图1为前级为隔离型DCDC变换器的两级式逆变拓扑结构图；
图2为后级为工频变压器的两级式逆变拓扑结构图；
图3为PWM脉冲组合输出隔离型逆变电路拓扑结构图；
图4为PWM脉冲组合输出隔离型逆变电路逆变部分结构图；
图5为PWM脉冲组合输出隔离型逆变电路隔离和同步整流部分结构图；
图6为PWM脉冲组合输出隔离型逆变电路滤波部分结构图；
图7为PWM脉冲组合输出隔离型逆变电路控制策略；
图8分别为Q1、Q4SPWM产生过程、Q1Q4PWM、Q2、Q3 SPWM产生过程、Q2Q3PWM和端点3、4两点间电压；
图9分别为端点5对地电压、端点7对地电压、Q5Q6PWM、Q7Q8PWM、端点10点对地电压。
具体实施方式
现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：
参照图3，一种新型输入/输出隔离的逆变电路拓扑，有五级，第一级为直流电源，第二级为逆变部分，由第一电容C1、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4组成；第三级为隔离部分，由三绕组变压器T1组成；第四级为同步整流部分，由第五开关管Q5、由第六开关管Q6、第七开关管Q7、第八开关管Q8组成；第五级为滤波部分，由第一电感L1、第二电容C2组成。
参照图4，为电路拓扑的第二级逆变部分，第一开关管Q1的漏极与第三开关管Q3、第一电容C1的一端和电源正极连接于端点1，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极和变压器原边同名端连接于端点3，第二开关管Q2的源极、第四开关管Q4的源极、第一电容C1的另一端和电源的负极连接于端点2，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极和变压器原边异名端连接于端点4。
参照图5，为电路的第三级隔离部分和第四级同步整流部分，第五开关管Q5的漏极与变压器副边第一绕组同名端连接于端点5，第七开关管Q7的漏极与变压器副边第二绕组异名端连接于端点7，第六开关管Q6的源极和第五开关管Q5的源极连接于端点8，第七开关管Q7的源极和第八开关管Q8的源极连接于端点9，第六开关管Q6的漏极与第八开关管Q8的漏极和第一电感L1的一端连接于端点10。
参照图6，为电路的第五级滤波部分，第一电感L1的另一端与第二电容C2的一端和负载O1的一端连接于端点11，第二电容C2的另一端与变压器副边第一绕组异名端、变压器副边第二绕组的同名端和负载的另一端连接于端点6。
所述的一种PWM脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器的变压器为高频变压器体积小、重量轻、效率高的特点。
所述的一种PWM脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器，其特征在于，所述同步整流电路结构中有四个MOS管，两两MOS反向串联并与变压器副边同名端连接，可以实现电流正反向流动。
所述PWM脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器的滤波电路为LC滤波电路。
参照图3～6，本发明公开的一种新型输入/输出隔离的逆变电路拓扑。第一开关管Q1的漏极、第三开关管Q3、第一电容C1和电源正极连接于端点1，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极和变压器原边同名端连接于端点3，第二开关管Q2的源极与第四开关管Q4的源极和电源的负极连接于端点2，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极和变压器原边异名端连接于端点4。第五开关管Q5的漏极与变压器副边第一绕组同名端连接于端点5，第六开关管Q6的源极和第五开关管Q5的源极连接于端点8，第七开关管Q7的漏极与变压器副边第二绕组异名端连接于端点7，第七开关管Q7的源极和第八开关管Q8的源极连接于端点9，第六开关管Q6的漏极与第八开关管Q8的漏极和第一电感L1的一端连接于端点10。第一电感L1的另一端与第二电容C2的一端和负载O1的一端连接于端点11，电容的另一端与变压器副边第一绕组异名端、变压器副边第二绕组的同名端和负载的另一端连接于端点6。
参照图7，一种新型输入/输出隔离的逆变电路的控制策略，通过控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4，在变压器原边产生一个双向的SPWM脉冲，由于变压器原边电压相邻正负脉冲的作用，变压器平均伏秒积工作在一个比较低的值，使得变压器的磁复位。通过变压器后通过后级的开关管同步整流重构SPWM，最后通过LC滤波在负载端输出正弦波。
参照图8，Q1、Q4的PWM控制信号由三角载波和正弦波绝对值比较生成，且Q1、Q4的控制信号完全一致，设正弦波的周期为T，三角载波的周期为Tc。则在T/2周期内PWM脉宽呈正弦规律变化。
参照图8中Q1、Q4PWM产生过程，三角载波与正弦波的绝对值相交时刻分别为T1、T2、T5、T6、T7、T8。
参照图8中Q2、Q3PWM产生过程，三角载波与正弦波的绝对值相交时刻分别为T3、T4、T9、T10。
参照图8中Q1Q2Q3Q4的驱动波形。开关管Q1、Q4驱动波形相同，开关管Q2、Q3驱动波形也相同。由于上下桥臂不能同时导通，开关管Q1、Q2、Q3、Q4的调制比小于0.5，且Q1、Q4和Q2、Q3的正弦波的调制比是相同的。
参照图8中Q1Q2Q3Q4的驱动波形和端点3、4两点的电压。当T1＜t＜T2时，Q1、Q4开通，Q2、Q3关断。此时变压器原边端点3、4产生一个的正极性的脉冲。当T2＜t＜T3时，为死区时间，Q1、Q2、Q3、Q4都关断变压器原边端点3、4的电压回落到0V。当T3＜t＜T4时，Q2、Q3开通，Q1、Q4关断，此时变压器原边端点3、4产生一个负极性的脉冲。当T4＜t＜T5时，也为死区时间，Q1、Q2、Q3、Q4都关断变压器端点3、4的电压回落到0V。当T5＜t＜T6时，Q1、Q4开通，Q2、Q3关断。此时变压器原边端点3、4产生一个的正极性的脉冲。当T7＜t＜T8时，Q1、Q4开通，Q2、Q3关断。此时变压器原边端点3、4产生一个的正极性的脉冲。当T8＜t＜T9时，也为死区时间，Q1、Q2、Q3、Q4都关断变压器原边端点3、4的电压回落到0V。当T9＜t＜T10时，Q2、Q3开通，Q1、Q4关断，此时变压器原边端点3、4产生一个负极性的脉冲。当T10＜t＜T11时，也为死区时间，Q1、Q2、Q3、Q4都关断变压器原边端点3、4的电压回落到0V。
参照图9中第一第二附图，分别为端点5对地6和端点7对地6的电压波形，由图可知，为变压器副边两波形极性相反，幅值相同。
参照图9中端点5对地电压和Q5、Q6PWM，当0＜t＜T/2时，此时在端点10产生正向脉冲。当T1＜t＜T2时，此时正脉冲到达端点5，控制开关管Q5和Q6开通，让端点5处的正脉冲通过，当T2＜t＜T3时，控制开关管Q5和Q6关断，当T3＜t＜T4时，负脉冲到达端点5，控制开关管Q5和Q6关断，阻断负脉冲到端点10，当T4＜t＜T5时，Q5和Q6关断，等待正脉冲到达。当T5＜t＜T6时，正脉冲到达端点5，控制开关管Q5和Q6开通，使正脉冲到点端点10。
参照图9中图端点5对地电压和Q5、Q6PWM，当T/2＜t＜T时，此时在端点10产生负向脉冲。当T7＜t＜T8时，负脉冲到达端点5，控制开关管Q5和Q6开通，让负脉冲通过，当T8＜t＜T9时，控制开关管Q5和Q6关断。当T9＜t＜T10时，正脉冲到达端点5，控制开关管Q5和Q6关断，阻断正脉冲到端点10。当T10＜t＜T11时，控制开关管Q5和Q6关断。
参照图9中图端点7对地电压和Q7、Q8PWM，当T1＜t＜T2时，负脉冲到达端点7，控制开关管Q7和Q8断开，阻断负脉冲到端点10，当T2＜t＜T3时，控制开关管Q7和Q8断开，等待正脉冲的到来。当T3＜t＜T4时，正脉冲到达端点7，控制开关管Q7和Q8开通，使正脉冲到端点10。当T4＜t＜T5时，控制开关管Q7和Q8关断。当T5＜t＜T6时，负脉冲到达端点7，控制开关管Q7和Q8关断，阻断负脉冲到端点10。
参照图9中图端点7对地电压和Q7、Q8PWM，当0＜t＜T/2时，此时在端点10产生负向脉冲。当T7＜t＜T8时，正脉冲到达端点7，控制开关管Q7和Q8关断，阻断负脉冲到端点10，当T8＜t＜T9时，控制开关管Q7和Q8断开，等待负脉冲的到来。当T9＜t＜T10时，负脉冲到达端点7，控制开关管Q7和Q8开通，使负脉冲到端点10，当T10＜t＜T11时，控制开关管Q7和Q8关断。
参照图9中端点10点对地电压，当0＜t＜T/2时，端点10对地的电压为正脉冲，当T/2＜t＜T，端点10对地的电压为负脉冲，可以得到单极性的SPWM。

Claims (2)

1.一种基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑，其特征在于由五级组成，第一级为直流电源，第二级为逆变部分，第三级为隔离部分，第四级为同步整流部分，第五级为滤波部分；所述的逆变部分包括第一电容C1、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4；第一开关管Q1的漏极与第三开关管Q3、第一电容C1的一端和电源正极连接在一起，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极和变压器原边同名端连接在一起，第二开关管Q2的源极、第四开关管Q4的源极、第一电容C1的另一端和电源的负极连接在一起，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极和变压器原边异名端连接在一起；所述的隔离部分包括三绕组变压器T1；所述的同步整流部分包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，第五开关管Q5的漏极与变压器副边第一绕组同名端连接在一起，第七开关管Q7的漏极与变压器副边第二绕组异名端连接在一起，第六开关管Q6的源极和第五开关管Q5的源极连接在一起，第七开关管Q7的源极和第八开关管Q8的源极连接在一起，第六开关管Q6的漏极与第八开关管Q8的漏极和第一电感L1的一端连接在一起；所述的滤波部分包括第一电感L1和第二电容C2，第一电感L1的另一端与第二电容C2的一端和负载O1的一端连接在一起，第二电容C2的另一端与变压器副边第一绕组异名端、变压器副边第二绕组的同名端和负载的另一端连接在一起。
2.一种对权利要求1所述的基于脉冲组合的高频变压器隔离电压源逆变器拓扑的控制策略，其特征在于：
步骤1：当T1＜t＜T2时，控制开关管Q1、Q4开通，Q2、Q3关断，Q5和Q6开通，Q7和Q8断开；
步骤2：当T2＜t＜T3时，控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4都关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8断开；
步骤3：当T3＜t＜T4时，控制开关管Q2、Q3开通，Q1、Q4关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8开通；
步骤4：当T4＜t＜T5时，控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4都关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8关断；
步骤5：当T5＜t＜T6时，Q1、Q4开通，Q2、Q3关断，Q5和Q6开通，Q7和Q8关断；
步骤6：当T7＜t＜T8时，控制开关管Q1、Q4开通，Q2、Q3关断，Q5和Q6开通，Q7和Q8关断；
步骤7：当T8＜t＜T9时，控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4都关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8断开；
步骤8：当T9＜t＜T10时，控制开关管Q2、Q3开通，Q1、Q4关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8开通；
步骤9：当T10＜t＜T11时，控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4都关断，Q5和Q6关断，Q7和Q8关断；
所述的T1、T2、T5、T6、T7、T8分别为Q1、Q4PWM产生过程，三角载波与正弦波的绝对值相交时刻；
所述的T3、T4、T9、T10分别为Q2、Q3PWM产生过程，三角载波与正弦波的绝对值相交时刻。
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