CN112039340A - 一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑及控制方法 - Google Patents

一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种采用双向buck‑boost及串联LC的电压均衡拓扑及控制方法，包括N个隔离型光伏子模块，电压均衡模块，1个并网电感以及中压直流母线；所述电压均衡模块由N个开关管、N/2个组内电感、N/2‑1个组间电感以及N/2‑1个组间电容组成；所述隔离型光伏子模块由光伏电池板、DC/DC变换器以及输出等效电容组成；本发明针对采用输入独立、输出串联(IIOS)结构的光伏直流升压汇集系统，在其光伏阵列功率失配时均衡各模块的输出电压，保证MPPT不失效，同时电压均衡模块采用较少开关管器件，降低了成本，实现了所有开关管的ZVS，提高了光伏输入功率不均衡工况下，光伏直流升压汇集变换的效率。

Description

一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑及控制 方法
技术领域
本发明涉及分布式光伏接入电网技术领域，特别涉及一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑及控制方法。
背景技术
分布式光伏并入中压直流电网(MVDC)成为新能源领域的研究热点之一。采用输入独立输出串联(IIOS)级联型DC/DC变换器能实现高电压增益的同时保证高变换效率。由于输出串联，当光伏阵列输出功率不一致时，输出电容上的电压也不相等，输出功率越大的模块输出电容上的电压越高，这不利于级联系统模块化的设计；部分输出电容上的电压过高时，光伏阵列将偏离其最大功率点电压，使得输出功率下降。
为了解决功率失配带来的输出电压不均衡问题，现有技术中，提出基于IIOS结构的两级变换拓扑，通过附加直流MMC级提高变换器的电压调节能力，然而由于占空比的限制，在光伏功率失配严重时电压调节效果有限；通过采用准Z源网络也能提高变换器的电压调节能力，降低功率失配的不利影响，但是增加了大量的无源元件；有的技术提出了一种采用开关电感法的buck-boost电压平衡器，在每两个光伏子模块之间增加一个buck-boost电压平衡器，用于处理相邻模块之间的不均衡功率，适用于模块化级联系统，但是采用的开关器件过多，N个光伏模块级联，需要采用2N-2个开关管，这不仅增加了成本，也增加了开关损耗。
发明内容
本发明的目的在于实现IIOS结构的光伏直流升压汇集系统在功率失配情况下的电压均衡，同时减少电压均衡模块的开关管数量。
本发明所提供的
一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑，其特征在于：包括N个隔离型光伏子模块，电压均衡模块，1个并网电感以及中压直流母线；N个隔离型光伏子模块与电压均衡模块连接后通过并网电感连接到中压直流母线上，其中，N≥4；
所述隔离型光伏子模块包括依次连接的光伏电池板、DC/DC变换器以及输出等效电容Ci；N个隔离型光伏子模块两两分为一组，共有N/2组，其中，N≥4，1≤i≤N；
所述电压均衡模块包括N/2个buck-boost单元和N/2-1个串联LC单元；每个buck-boost单元包括2个串联的IGBT模块S1,k、S2,k和1个组内电感LB,k，其中，1≤k≤N/2；每个IGBT模块上都反并联了一个二极管，每个串联LC单元包括依次连接的1个组间电感Lr,k1以及1个组间电容Cr,k1，其中，1≤k≤N/2，1≤k1≤N/2-1。
在上述的一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑，其特征在于：光伏电池板输出端口与DC/DC变换器输入端口相连，输出等效电容Ci与DC/DC变换器输出端口并联，输出等效电容Ci的正极同输出等效电容Ci-1的负极相连，输出等效电容Ci的负极同输出等效电容Ci+1的正极相连，其中，2≤i≤N-1；
第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的发射极、IGBT模块S2,k的集电极与组内电感LB,k一端相连于a点；IGBT模块S1,k的集电极与第2k-1个光伏子模块输出等效电容C2k-1的正极相连，组内电感LB,k的另一端与第2k-1个光伏子模块输出等效电容C2k-1的负极相连；IGBT模块S2,k的发射极与第2k个光伏子模块输出等效电容C2k-1的负极相连，其中，1≤k≤N/2；
第k1个串联LC单元的组间电感Lr,k1的一端与组间电容Cr,k1的一端相连，组间电感Lr,k1的另一端与第k个buck-boost单元的a点相连，组间电容Cr,k1的另一端与第k+1个buck-boost单元的a点相连，其中，1≤k1≤N/2-1；
并网电感Lg的一端同第1个光伏子模块输出等效电容C1的正极相连，另一端与中压直流母线的正极相连，中压直流母线的负极同第N个光伏子模块输出等效电容CN的负极相连，其中，N≥4。
一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡控制方法，其特征在于：包括：组内电压均衡控制方法和组间电压均衡控制方法；
所述组内电压均衡控制方法，包括：根据第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k确定第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号的占空比dk，其中，1≤k≤N/2；
所述组间电压均衡控制方法，包括：根据第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1、第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k、第2k+1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+1和第2k+2个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+2确定第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k与第k+1个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k+1的控制信号的移相角
Figure BDA0002650973720000031
其中，1≤k≤N/2-1。
在上述的方法，所述根据第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k确定第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号的占空比dk，包括：
将第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k输入第一减法器；
将所述第一减法器的输出量输入第一PI控制器；
将所述第一PI控制器的输出量和在正常情况下第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号占空比0.5输入第一加法器，并将所述第一加法器的输出量作为第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号的占空比dk，，其中，1≤k≤N/2。
在上述的方法，所述根据第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1、第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k、第2k+1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+1和第2k+2个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+2确定第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k与第k+1个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k+1的控制信号的移相角
Figure BDA0002650973720000032
包括：
将第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k输入第二加法器；
将第2k+1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+1和第2k+2个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+2输入第三加法器；
将所述第二加法器的输出量和所述第三加法器的输出量输入第二减法器；
将所述第二减法器的输出量输入第二PI控制器，并将所述第二PI控制器的输出量作为第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k与第k+1个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k+1的控制信号的移相角
Figure BDA0002650973720000041
其中，1≤k≤N/2-1。
本发明方法具有以下显著效果：1、本发明提出的一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑，能够在光伏功率失配的工况下维持电压均衡；2、本发明提出的一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑，对于N个光伏子模块，其电压均衡模块只需要N个开关管，减少了器件成本；3、本发明提出的一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑，电压均衡模块的所有开关管都能实现ZVS，减少了器件损耗。
附图说明
图1为本发明所公开的一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑。
图2为以第k组为例，在第2k-1个光伏子模块输出电压v2k-1大于第2k个光伏子模块输出电压v2k的情况下组内电压均衡工作原理图。其中图2a所示为开关管S1,k导通时的电流流向图，图2b所示为开关管S2,k导通时的电流流向图。
图3为第k组和第k+1组的buck-boost单元的IGBT模块的驱动信号波形与组间电感的电压和电流波形。
图4a～4h为以第k组和第k+1组为例分析组间电压均衡的各阶段等效电路图。其中图4a所示为t0～t1阶段等效电路图，图4b所示为t1～t2阶段等效电路图，图4c所示为t2～t3阶段等效电路图，图4d所示为t3～t4阶段等效电路图，图4e所示为t4～t5阶段等效电路图，图4f所示为t5～t6阶段等效电路图，图4g所示为t6～t7阶段等效电路图，图4h所示为t7～t8阶段等效电路图。
图5a和图5b所示分别本发明所采用的组内电压均衡控制框图和组间电压均衡控制框图。
图6为以8个光伏子模块为例，各模块输出功率的仿真波形图。
图7为各光伏子模块的输出电压仿真波形图。
图8a～8b为软开关验证仿真波形图，其中图8a为开关管S1,1的ZVS仿真验证，图8b为开关管S2,1的ZVS仿真验证。
具体实施方式
下面通过实施例，进一步阐明本发明的突出特点和显著进步，仅在于说明本发明而决不限制本发明。
图1所示为一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑。包括N个隔离型光伏子模块，电压均衡模块，1个并网电感以及中压直流母线；N个隔离型光伏子模块与电压均衡模块连接后通过并网电感连接到中压直流母线上，其中，N≥4；
所述隔离型光伏子模块包括依次连接的光伏电池板、DC/DC变换器以及输出等效电容Ci；N个隔离型光伏子模块两两分为一组，共有N/2组，其中，N≥4，1≤i≤N；
所述电压均衡模块包括N/2个buck-boost单元和N/2-1个串联LC单元；每个buck-boost单元包括2个串联的IGBT模块S1,k、S2,k和1个组内电感LB,k，其中，1≤k≤N/2；每个IGBT模块上都反并联了一个二极管，每个串联LC单元包括依次连接的1个组间电感Lr,k1以及1个组间电容Cr,k1，其中，1≤k1≤N/2-1；。
光伏电池板输出端口与DC/DC变换器输入端口相连，输出等效电容Ci与DC/DC变换器输出端口并联，输出等效电容Ci的正极同输出等效电容Ci-1的负极相连，输出等效电容Ci的负极同输出等效电容Ci+1的正极相连，其中，2≤i≤N-1；
第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的发射极、IGBT模块S2,k的集电极与组内电感LB,k一端相连于a点；IGBT模块S1,k的集电极与第2k-1个光伏子模块输出等效电容C2k-1的正极相连，组内电感LB,k的另一端与第2k-1个光伏子模块输出等效电容C2k-1的负极相连；IGBT模块S2,k的发射极与第2k个光伏子模块输出等效电容C2k-1的负极相连，其中，1≤k≤N/2；
第k个串联LC单元的组间电感Lr,k1的一端与组间电容Cr,k1的一端相连，组间电感Lr,k1的另一端与第k个buck-boost单元的a点相连，组间电容Cr,k1的另一端与第k+1个buck-boost单元的a点相连，其中，1≤k1≤N/2-1；
并网电感Lg的一端同第1个光伏子模块输出等效电容C1的正极相连，另一端与中压直流母线的正极相连，中压直流母线的负极同第N个光伏子模块输出等效电容CN的负极相连，其中N≥4。
实施例1
本实施例是组内电压均衡，可以是第1,2个，或者3、4个，2k-1、2k个光伏子模块，其中1≤k≤N/2；组内是占空比控制。
图2所示为以第k组为例，在第2k-1个光伏子模块输出电压v2k-1大于第2k个光伏子模块输出电压v2k的情况下组内电压均衡工作原理图。图2a所示，当第k个buck-boost单元中的开关管S1,k导通时，电流从第2k-1个光伏子模块输出电容C2k-1的正极流出，经过开关管S1,k和组内电感LB,k，流入C2k-1的负极，第2k-1个光伏子模块输出电容C2k-1向组内电感LB,k充电；图2b所示，当第k个buck-boost单元中的开关管S2,k导通时，电感电流ILB,k的流向不变，从第2k个光伏子模块输出电容C2k的负极流出，经过开关管S2,k和组内电感LB,k，流入C2k的正极，组内电感LB,k向第2k个光伏子模块输出电容C2k充电；两个IGBT模块S1,k、S2,k的控制信号是互补导通的，通过控制其占空比，可以改变组内电感LB,k的平均电流ILB,k，从而控制两个光伏子模块之间传输的功率，最终实现组内电压均衡；其中，1≤k≤N/2。
实施例2
本实施例是组间电压均衡，比如第1,2组，第2,3组，第3、4组，第k，k+1组，其中1≤k≤N/2-1，组间是移相控制；
组间电压均衡原理以第k、k+1组总共4个光伏子模块的系统为例进行分析，同时假设第k组两个光伏子模块的电压之和大于第k+1组两个光伏子模块的电压之和。图3所示为第k组和第k+1组的buck-boost单元的IGBT模块的驱动信号波形与组间电感的电压和电流波形。第k组buck-boost单元驱动信号为gS1,k和gS2,k，两信号互补导通，且在信号间存在死区，第k+1组buck-boost单元驱动信号为gS1,k+1和gS2,k+1，两信号互补导通，且在信号间也存在死区。TS为IGBT模块的开关周期，驱动信号gS1,k和gS1,k+1之间存在移相角
Figure BDA0002650973720000071
通过改变移相角
Figure BDA0002650973720000072
可以控制组间电感电流iLr,k平均值的大小，从而控制组间传输的功率，最终实现组间电压均衡；其中，1≤k≤N/2-1。
图4a～4h为以第k组和第k+1组为例分析组间电压均衡的各阶段等效电路图。其中C2k-1～C2k+2为第2k-1～2k+2个光伏子模块的输出电容，第k1个串联LC单元的组间电感和组间电容分别为Lr,k1，Cr,k1；其中，1≤k≤N/2-1，1≤k1≤N/2-1。
图4a所示为t0～t1阶段等效电路图，第k组的IGBT模块S1,k导通，第k+1组的IGBT模块都处在断开状态，电流从第2k-1个光伏子模块的输出电容C2k-1的正极流出，经过S1,k、Lr,k1，Cr,k1以及IGBT模块S1,k+1的反并联二极管，最后流入第2k个光伏子模块的输出电容C2k的负极。在这个阶段，第k组的两个光伏子模块的输出电容C2k-1、C2k向串联LC单元进行充电。
图4b所示为t1～t2阶段等效电路图，第k组的IGBT模块S1,k导通，第k+1组的IGBT模块S1,k+1导通，电流流经途径与图4a相同。由于S1,k+1的反并联二极管的提前导通，在t1时刻S1,k+1导通时其两端电压已经降为零，实现了开关管S1,k+1的ZVS。
图4c所示为t2～t3阶段等效电路图，第k组的IGBT模块都处在断开状态，第k+1组的IGBT模块S1,k+1导通，组间电感Lr,k1与组间电容Cr,k1通过IGBT模块S1,k+1和S2,k的反并联二极管蓄流，电流从组间电容Cr,k1的负极流出，经过IGBT模块S2,k、S1,k+1的反并联二极管，经过组间电感Lr,k1，最后流入组间电容Cr,k1的正极。
图4d所示为t3～t4阶段等效电路图，第k组的IGBT模块S2,k导通，第k+1组的IGBT模块S1,k+1导通，开始时电流流经途径与图4c所示相同，随后电感电流会经历反向，开关管S2,k、S1,k+1正向导通。电流从组间电容Cr,k1的正极流出，经过Lr,k1、S2,k、S1,k+1，最后流入组间电容Cr,k1的负极。
图4e所示为t4～t5阶段等效电路图，第k组的IGBT模块S2,k导通，第k+1组的IGBT模块都处在断开状态，电流从组间电容Cr,k1的的正极流出，经过Lr,k1、S2,k、C2k+1、C2k+2以及IGBT模块S2,k+1的反并联二极管，最后流入组间电容Cr,k1的负极。在这个阶段，串联LC单元对第k+1组的两个光伏子模块的输出电容C2k+1、C2k+2进行充电。
图4f所示为t5～t6阶段等效电路图，第k组的IGBT模块S2,k导通，第k+1组的IGBT模块S2,k+1导通，电流流经途径与图4e相同。由于S2,k+1的反并联二极管的提前导通，在t5时刻S2,k+1导通时其两端电压已经降为零，实现了开关管S2,k+1的ZVS。
图4g所示为t6～t7阶段等效电路图，第k组的IGBT模块都处在断开状态，第k+1组的IGBT模块S2,k+1导通，电流从组间电容Cr,k1的正极流出，经过组间电感Lr,k1、IGBT模块S1,k的反并联二极管，经过C2k-1、C2k、C2k+1、C2k+2，IGBT模块S2,k+1的反并联二极管，最后流入组间电容Cr,k1的负极。
图4h所示为t7～t8阶段等效电路图。第k组的IGBT模块S1,k导通，第k+1组的IGBT模块S2,k+1导通，开始时电流流经途径与图4g所示相同，随后电感电流会经历反向，开关管S1,k、S2,k+1正向导通。电流从C2k-1的正极流出，经过IGBT模块S1,k，Lr,k1、Cr,k1和IGBT模块S2,k+1，最后流入C2k+2的负极。
图5所示为一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡控制方法。图5a所示为组内电压均衡控制框图。具体包括：将第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k输入第一减法器；将所述第一减法器的输出量输入第一PI控制器；将所述第一PI控制器的输出量和在正常情况下第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号占空比0.5输入第一加法器，并将所述第一加法器的输出量作为第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号的占空比dk，，其中，1≤k≤N/2。
图5b所示为组间电压均衡控制框图。具体包括：将第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k输入第二加法器；将第2k+1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+1和第2k+2个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+2输入第三加法器；将所述第二加法器的输出量和所述第三加法器的输出量输入第二减法器；将所述第二减法器的输出量输入第二PI控制器，并将所述第二PI控制器的输出量作为第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k与第k+1个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k+1的控制信号的移相角
Figure BDA0002650973720000081
其中，1≤k≤N/2-1。
运用MATLAB/Simulink仿真实验平台对本发明所提方案进行验证，仿真结果如图6、图7、图8所示。光伏子模块的个数为8，各子模块额定功率为50kW，总功率为400kW，中压直流母线电压为4kV。正常情况下各光伏子模块输出电压为500V。
图6所示为各光伏模块输出功率仿真波形，在0.01s之前，各光伏模块工作在额定功率点，0.01s之后，P2、P5、P6发生变化，P5＝0，P2＝P6＝20kW。
图7所示为各光伏子模块的输出电压仿真波形图。当输入功率发生剧烈变化，经过0.08s后输出电压再次均衡，不影响系统的继续运行。
图8a和8b所示为软开关验证仿真波形图，其中图8a为开关管S1,1的ZVS仿真验证，图8b为开关管S2,1的ZVS仿真验证。图8a中当开关管S1,1控制信号gS1,1由低电平变为高电平时，开关管S1,1两端电压VS1,1已经降为0，实现了开关管S1,1的ZVS。图8b中当开关管S2,1控制信号gS2,1由低电平变为高电平时，开关管S2,1两端电压VS2,1已经降为0，实现了开关管S2,1的ZVS。
通过以上仿真结果发现本发明公开的一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑，能够在光伏功率失配的工况下维持电压均衡；对于N个光伏子模块，其电压均衡模块只需要N个开关管，减少了器件成本；电压均衡模块的所有开关管都能实现ZVS，减少了器件损耗本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。
本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (5)

1.一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑，其特征在于：包括N个隔离型光伏子模块，电压均衡模块，1个并网电感以及中压直流母线；N个隔离型光伏子模块与电压均衡模块连接后通过并网电感连接到中压直流母线上，其中，N≥4；
所述隔离型光伏子模块包括依次连接的光伏电池板、DC/DC变换器以及输出等效电容Ci；N个隔离型光伏子模块两两分为一组，共有N/2组，其中，N≥4，1≤i≤N；
所述电压均衡模块包括N/2个buck-boost单元和N/2-1个串联LC单元；每个buck-boost单元包括2个串联的IGBT模块S1,k、S2,k和1个组内电感LB,k，其中，1≤k≤N/2；每个IGBT模块上都反并联了一个二极管，每个串联LC单元包括依次连接的1个组间电感Lr,k1以及1个组间电容Cr,k1，1≤k1≤N/2-1。
2.根据权利要求1所述的一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡拓扑，其特征在于：光伏电池板输出端口与DC/DC变换器输入端口相连，输出等效电容Ci与DC/DC变换器输出端口并联，输出等效电容Ci的正极同输出等效电容Ci-1的负极相连，输出等效电容Ci的负极同输出等效电容Ci+1的正极相连，其中，2≤i≤N-1；
第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的发射极、IGBT模块S2,k的集电极与组内电感LB,k一端相连于a点；IGBT模块S1,k的集电极与第2k-1个光伏子模块输出等效电容C2k-1的正极相连，组内电感LB,k的另一端与第2k-1个光伏子模块输出等效电容C2k-1的负极相连；IGBT模块S2,k的发射极与第2k个光伏子模块输出等效电容C2k-1的负极相连，其中，1≤k≤N/2；
第k1个串联LC单元的组间电感Lr,k1的一端与组间电容Cr,k1的一端相连，组间电感Lr,k1的另一端与第k个buck-boost单元的a点相连，组间电容Cr,k1的另一端与第k+1个buck-boost单元的a点相连，其中，1≤k≤N/2，1≤k1≤N/2-1；
并网电感Lg的一端同第1个光伏子模块输出等效电容C1的正极相连，另一端与中压直流母线的正极相连，中压直流母线的负极同第N个光伏子模块输出等效电容CN的负极相连，其中，N≥4。
3.一种采用双向buck-boost及串联LC的电压均衡控制方法，其特征在于：包括：组内电压均衡控制方法和组间电压均衡控制方法；
所述组内电压均衡控制方法，包括：根据第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k确定第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号的占空比dk，其中，1≤k≤N/2；
所述组间电压均衡控制方法，包括：根据第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1、第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k、第2k+1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+1和第2k+2个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+2确定第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k与第k+1个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k+1的控制信号的移相角
Figure FDA0002650973710000021
其中，1≤k≤N/2-1。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k确定第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号的占空比dk，包括：
将第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k输入第一减法器；
将所述第一减法器的输出量输入第一PI控制器；
将所述第一PI控制器的输出量和在正常情况下第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号占空比0.5输入第一加法器，并将所述第一加法器的输出量作为第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k的控制信号的占空比dk，，其中，1≤k≤N/2。
5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1、第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k、第2k+1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+1和第2k+2个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+2确定第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k与第k+1个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k+1的控制信号的移相角
Figure FDA0002650973710000022
包括：
将第2k-1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k-1和第2k个光伏子模块的输出电容上的电压v2k输入第二加法器；
将第2k+1个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+1和第2k+2个光伏子模块的输出电容上的电压v2k+2输入第三加法器；
将所述第二加法器的输出量和所述第三加法器的输出量输入第二减法器；
将所述第二减法器的输出量输入第二PI控制器，并将所述第二PI控制器的输出量作为第k个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k与第k+1个buck-boost单元中的IGBT模块S1,k+1的控制信号的移相角
Figure FDA0002650973710000023
其中，1≤k≤N/2-1。
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