CN110518793B - 一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器 - Google Patents

一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器，包括：两个不同电压等级的直流电压源，分别为高压侧电源和低压侧电源；两个高压电容器，分别为高压侧电容和低压侧电容；三条桥臂，分别为低压侧桥臂、高压侧桥臂和中间桥臂，所述三条桥臂均由桥臂电感和若干全桥型子模块级联而成；两个导向开关DS1和DS2，两个导向开关均由若干换流阀串联而成。相比现有的主流技术路线，本发明提供的直流变压器的子模块数量大大减少，显著降低了设备的体积与成本，且不依赖次级功率回路实现桥臂功率平衡，导通损耗低，具备更高的换流效率。

Description

一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器
技术领域
本发明涉及高压直流输电、直流电网和直流变压器领域，尤其涉及一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器。
背景技术
直流电网是构建高比例可再生能源接入的能源互联网的重要技术手段，是电力系统的未来发展方向之一。直流变压器是建设多电压等级直流电网的核心设备，须满足以下技术要求：1)能够实现不同电压等级直流电网之间的功率交换，并能够控制功率大小和方向；2)网侧谐波含量少，能够实现高质量的电能输出；3)经济成本合适，具备工业应用和推广价值。
在高压场合，一般会采用模块级联换流器技术(Modular Multilevel Converter，MMC)以减轻单个器件承担的电压应力。经过对现有技术的进一步检索，目前存在的基于MMC技术的直流变压器技术路线有以下几种：隔离式、谐振式、直接式和桥臂交替式。
隔离式直流变压器通过逆变-升压-整流的方法，借助交流变压器实现电压变换以及两侧直流电网的隔离，技术较为成熟，但存在换流环节多、元器件需求量大、设备体积较大等缺点。
谐振式直流变压器使用LC谐振原理变压，在电压变比较高的场合可以提升设备的功率密度、降低设备体积，但谐振环节的电气应力较大，且在高压场合，谐振网络参数的一致性难以保证，制约了其推广应用。
直接式直流变压器使用子模块级联桥臂直接连接两侧电网，通过控制桥臂输出电压补偿两侧电压差，仅需一级变换就可以实现电压变换，结构简单，换流效率高，但是由于直流系统的电压和电流极性均不会翻转，为了维持各桥臂的子模块电压，必须设计次级功率回路以维持各桥臂的功率平衡，导致换流器所需的器件数量和容量大幅升高，经济指标有所下降。
针对直接式直流变压器依赖次级功率回路实现桥臂功率平衡的缺陷，有学者提出了桥臂交替式直流变压器(Alternate Arm DC-DC Transformer，AADCT)的概念。AADCT包含三个电路单元，每个电路单元由一个模块级联桥臂和两个导向开关组成，通过控制导向开关的开关状态，可以改变桥臂的连接方式和充放电状态。与直接式直流变压器相比，AADCT的变压原理相似，但采用了桥臂交替充、放电的运行策略实现各桥臂的功率平衡，不需要次级功率回路。然而，交替充放电的工作模式意味着单个电路单元的运行是断续的，必须依赖三个电路单元移相运行的方法以保证网侧电能的持续、稳定输送，平均每个电路单元只工作1/3的时间，设备利用率较低。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器。
本发明的目的能够通过以下技术方案实现：
一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器，包括：两个不同电压等级的直流电压源，分别为高压侧电源和低压侧电源；两个高压电容器，分别为高压侧电容和低压侧电容；三条桥臂，分别为低压侧桥臂、高压侧桥臂和中间桥臂，所述三条桥臂均由桥臂电感和若干全桥型子模块级联而成；两个导向开关DS1和DS2，两个导向开关均由若干换流阀串联而成；
两个电容器的负极和两个直流电压源的负极相连接，低压侧桥臂连接低压侧电源正极和低压侧电容正极，高压侧桥臂连接高压侧电源正极和高压侧电容正极，中间桥臂的一端与低压侧电容正极相连接，另一端与两个导向开关相连接；导向开关DS1与中间桥臂以及高压侧电容正极相连接，导向开关DS2与中间桥臂以及地端相连接。
所述全桥型子模块包括四个换流阀和一个子模块电容器CSM，四个换流阀分别为第一换流阀、第二换流阀、第三换流阀和第四换流阀；子模块电容器CSM的正极与第一换流阀和第三换流阀的集电极相连接，子模块电容器CSM的负极与第二换流阀和第四换流阀的发射极相连接；第一换流阀的发射极和第二换流阀的集电极相连接并构成全桥型子模块的第一端口，第三换流阀的发射极和第四换流阀的集电极相连接并构成全桥型子模块的第二端口。
全桥型子模块可以输出±vC和0三种电平，其中vC为全桥子模块的模块电容电压；n个串联的子模块可以输出电压范围为-nvC至nvC。
每个桥臂中具体需要多少全桥型子模块，由换流器正常运行时该桥臂所需输出电压的范围来确定。例如，假设某桥臂须输出最高为100kV的电压，而单个全桥型子模块的电压等级为2kV，则该桥臂须包含100/2＝50个子模块。与全桥型子模块相类似，每个导向开关中所需要的换流阀数量须根据该开关断开时其两端所承受的最大反压确定
优选地，全桥型子模块和导向开关中包含的换流阀均为带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。
本发明中的基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器的运行方式包括四种工作模态，分别为：
(1)工作状态Ⅰ：DS1导通，DS2关断，此时中间桥臂连接于两侧电容之间，中间桥臂的输出电压为两侧电容电压之差，低压侧电网和中间桥臂向高压侧电网和高压侧电容供电。
(2)工作状态Ⅱ：DS1关断，DS2导通，此时中间桥臂与低压侧电容并联，中间桥臂的输出电压为低压侧电容电压，低压侧电网向中间桥臂充电，高压侧电容向高压侧电网供电。
过渡状态是工作状态Ⅰ和Ⅱ之间的过渡阶段，用于实现两个工作状态之间各支路电压和电流的平稳过渡，以及两个导向开关的零电流关断和零电压导通。以工作状态Ⅰ和Ⅱ的变化为例，过渡状态包含两个阶段。
(3)过渡状态Ⅰ：将中间桥臂的电流逐渐减小至0，关断DS1。
(4)过渡状态Ⅱ：调节中间桥臂的输出电压为下一个工作状态的电压，导通DS2，再将中间桥臂电流逐渐提升至下一工作状态的指令值。
本发明的直流变压器正常运行时，两个导向开关的动作频率较低，一般为数十至数百赫兹，且实现了零电流关断和零电压导通的软开关动作，避免了串联IGBT的均压和导通一致性难题。
高压侧电容和低压侧电容的电压会在额定值附近波动，高压侧电容将在工作状态Ⅰ充电，在工作状态Ⅱ放电，其电容电压纹波的基频与Boost AADCT的工作频率相同，而低压侧电容将在过渡状态充电，在工作状态放电，由于一个工作周期内须经历两次过渡状态，因此低压侧电容电压纹波的基频为两倍的工作频率。
通过调节高压侧和低压侧桥臂的输出电压可以对电容电压纹波进行反向补偿，消除电容电压纹波对外界电网运行的影响，从而保证网侧的电能质量。
本发明相较于现有技术，具有以下的有益效果：
1、本发明在技术层面能够满足未来多电压等级的高压直流电网的应用需求，在经济层面所需的电气元件数量和容量均显著降低，相比现阶段的主流技术路线有一定的优势，具备很大的应用潜力。
附图说明
图1是基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器的拓扑结构图。
图2是基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器各工作模态时的变量波形示意图。
图3是基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器的控制系统框图。
图4是基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器中基于滞环控制器的中间桥臂电流控制框图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
实施例
如图1所示为一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器的结构以及各支路电压和电流的正方向的示意图，所述变压器包括：两个不同电压等级的直流电压源，分别为高压侧电源和低压侧电源；两个高压电容器，分别为高压侧电容和低压侧电容；三条桥臂，分别为低压侧桥臂、高压侧桥臂和中间桥臂，所述三条桥臂均由桥臂电感和若干全桥型子模块级联而成；两个导向开关DS1和DS2，两个导向开关均由若干换流阀串联而成；
两个电容器的负极和两个直流电压源的负极相连接，低压侧桥臂连接低压侧电源正极和低压侧电容正极，高压侧桥臂连接高压侧电源正极和高压侧电容正极，中间桥臂的一端与低压侧电容正极相连接，另一端与两个导向开关相连接；导向开关DS1与中间桥臂以及高压侧电容正极相连接，导向开关DS2与中间桥臂以及地端相连接。
所述全桥型子模块包括四个换流阀和一个子模块电容器CSM，四个换流阀分别为第一换流阀、第二换流阀、第三换流阀和第四换流阀；子模块电容器CSM的正极与第一换流阀和第三换流阀的集电极相连接，子模块电容器CSM的负极与第二换流阀和第四换流阀的发射极相连接；第一换流阀的发射极和第二换流阀的集电极相连接并构成全桥型子模块的第一端口，第三换流阀的发射极和第四换流阀的集电极相连接并构成全桥型子模块的第二端口。
基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器的运行方式包括四种工作模态，分别为：
(1)工作状态Ⅰ：DS1导通，DS2关断，此时中间桥臂连接于两侧电容之间，中间桥臂的输出电压为两侧电容电压之差，低压侧电网和中间桥臂向高压侧电网和高压侧电容供电。
(2)工作状态Ⅱ：DS1关断，DS2导通，此时中间桥臂与低压侧电容并联，中间桥臂的输出电压为低压侧电容电压，低压侧电网向中间桥臂充电，高压侧电容向高压侧电网供电。
过渡状态是工作状态Ⅰ和Ⅱ之间的过渡阶段，用于实现两个工作状态之间各支路电压和电流的平稳过渡，以及两个导向开关的零电流关断和零电压导通。以工作状态Ⅰ和Ⅱ的变化为例，过渡状态包含两个阶段。
(3)过渡状态Ⅰ：将中间桥臂的电流逐渐减小至0，关断DS1。
(4)过渡状态Ⅱ：调节中间桥臂的输出电压为下一个工作状态的电压，导通DS2，再将中间桥臂电流逐渐提升至下一工作状态的指令值。
上述各工作模态的电流流向及变量波形如图2所示。
在本实施例中，通过基尔霍夫电压和电流定律建立基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器(简称为Boost-AADCT)在不同电路状态下的数学模型。
对于高压侧桥臂和低压侧桥臂，其电压和电流满足：
Figure BDA0002152027060000071
式中，vLA和vHA分别为低压侧桥臂和高压侧桥臂的电压；vL和vH分别为低压侧和高压侧的网侧电压；vCL和vCH分别为低压侧和高压侧的电容电压。LLA和LHA分别为低压侧桥臂和高压侧桥臂的电感，iLA和iHA分别为流经低压侧桥臂电感和高压侧桥臂电感的电流。
对于中间桥臂、高压侧电容和低压侧电容，其电路方程在不同的电路状态下有所不同：
Figure BDA0002152027060000072
Figure BDA0002152027060000073
式中，vMA和iMA分别为中间桥臂的电压和电流；由于Boost-AADCT的电路结构存在一定的控制自由度，两个工作状态下，流经中间桥臂的电流并不是唯一的，分别以iMA1和iMA2指代。
对于两侧电容，有：
Figure BDA0002152027060000081
Figure BDA0002152027060000082
式中，CL和CH分别为低压侧和高压侧电容的容值。
进一步地，Boost-AADCT的三个桥臂和两个网侧电容都是惯性储能环节，这些支路的功率平衡是Boost-AADCT能够稳定运行的必要条件。本节将分析各储能支路的功率平衡的条件。相比两个工作状态，过渡状态持续时间较短，为了简化分析，不考虑过渡状态的影响。一个工作周期内，任意支路x的平均功率的表达式为：
Figure BDA0002152027060000083
式中，px为支路x在一个工作周期内的平均功率；T为工作周期，T1为一个工作周期内工作状态I的持续时间；vx1，ix1，vx2和ix2分别为支路x在工作状态I和工作状态II下的电压和电流。将式(1)-(5)代入式(6)，可求得各支路的平均功率。
因此，各储能支路在一个工作周期内的平均功率可以表示为：
Figure BDA0002152027060000084
Figure BDA0002152027060000085
式中，pLA、pHA以及pMA分别表示低压侧桥臂、高压侧桥臂以及中间桥臂在一个工作周期内的平均功率，pCL和pCH分别表示低压侧电容和高压侧电容在一个工作周期内的平均功率；上划线表示对应变量的直流分量，即在一个工作周期内的平均值；D为工作状态I的占空比，即：
Figure BDA0002152027060000091
根据式(7)和(8)可以得出如下结论：
1)根据式(7)，Boost-AADCT稳态运行时，低压侧和高压侧桥臂功率平衡的充要条件为低压侧和高压侧电容的平均电压与网侧电压相等，即：
Figure BDA0002152027060000092
2)由于式(8)不满秩，维持中间桥臂和网侧电容功率平衡所需的桥臂电流iMA1、iMA2和占空比D不存在唯一解，充要条件为：
Figure BDA0002152027060000093
3)串联桥臂中的换流阀个数要占到换流阀总数的一半左右，为了充分利用串联桥臂的换流阀容量，假设状态I和状态II通过串联桥臂的电流相等，即iMA1＝iMA2，代入式(11)可得：
Figure BDA0002152027060000094
即占空比为Boost-AADCT电压变比的倒数，两个工作状态下的中间桥臂电流均等于低压侧电流。
本发明提供的Boost-AADCT的高压侧被设定运行于定功率模式，而低压侧作为松弛端保证Boost-AADCT整体的输入输出功率平衡。Boost-AADCT的控制系统的结构示意图如附图3所示，采用了电力电子装置“外环-内环-调制”的三层式经典控制架构。其中，外环负责实现输入输出功率控制以及各储能支路的功率平衡控制，输出低压侧、中间和高压侧桥臂的电流指令值；内环负责控制各个桥臂电流跟随对应的指令值，输出各个桥臂电压的指令值；调制环节负责根据电压指令值和桥臂内子模块均压的需求，生成所有换流阀的触发脉冲。下面将进一步论述各个控制模块的控制策略。子模块级联桥臂能够长期稳定工作的前提条件是各个子模块的电容电压均能够维持在额定值附近，一般通过主动控制实现，又可以分解为两个方面的问题。其一是平均子模块电容电压控制，即同属于某条桥臂的所有子模块电容电压的平均值要被控制在额定值附近，一般在外环控制器实现；其二是子模块之间的均压控制，即消除各子模块电容电压之间的差异，将它们控制在在平均值附近，这一般可以通过调制算法实现，如“C.模块级联桥臂调制与均压策略”一节所述。
A.外环控制策略
1)高压侧的功率控制
高压侧功率可以通过高压侧电流，即高压侧桥臂电流iHA加以控制，其控制方程为：
Figure BDA0002152027060000101
式中，pH为高压侧功率；KP和KI分别为PI控制器的比例和积分增益；s为拉普拉斯变换算子；上标ref表示对应变量的参考值，下同。
2)低压侧电容和高压侧电容的平均电压控制
根据式(8)可以分别设计基于iLA和iMA1的低压侧和高压侧电容的平均电压的控制策略：
Figure BDA0002152027060000111
式中，等号右侧第二项为控制目标的反馈修正量，第一项为前馈补偿分量，用于提升换流器动态响应速度，下同。
3)桥臂平均子模块电容电压控制
根据式(7)，低压侧桥臂和高压侧桥臂的平均功率分别与vCL和vCH有关，可以通过vCL和vCH实现两个桥臂的平均子模块电容电压控制：＝
Figure BDA0002152027060000112
式中，vCLA和vCHA分别为低压侧桥臂和高压侧桥臂的平均子模块电容电压。
根据式(8)可以设计基于iMA2的中间桥臂平均子模块电容电压的控制策略：
Figure BDA0002152027060000113
式中，vCMA为中间桥臂的平均子模块电容电压。
B.内环控制策略
根据式(1)，低压侧和高压侧桥臂的电流控制方程为：
Figure BDA0002152027060000114
为了实现电路状态的平稳切换和导向开关的软开关动作，在过渡状态，中间桥臂的电流须先逐渐减小至零再逐步提升至下一状态的指令值。由于过渡状态持续时间较短，中间桥臂电流的变化速率较快，对控制系统的动态响应速度要求很高，因此本发明提出采用滞环控制实现中间桥臂电流控制，如图4所示。Khys为控制增益。
C.模块级联桥臂调制与均压策略
三个模块级联桥臂的调制可采用模块级联换流器的经典方法，使用最近电平逼近(Nearest Level Modulation，NLM)或载波移相PWM(Phase Shift PWM，PSPWM)策略，辅以子模块电容电压排序设切的手段实现桥臂内子模块均压控制，即：根据桥臂的瞬时功率，在桥臂放电时，优先投入电容电压较高的子模块，在桥臂充电时，优先投入电容电压较低的子模块。以上调制和子模块均压策略已较为成熟并为其他模块级联换流器所广泛采用。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器，其特征在于，包括：两个不同电压等级的直流电压源，分别为高压侧电源和低压侧电源；两个高压电容器，分别为高压侧电容和低压侧电容；三条桥臂，分别为低压侧桥臂、高压侧桥臂和中间桥臂，所述三条桥臂均由桥臂电感和若干全桥型子模块级联而成；两个导向开关DS1和DS2，两个导向开关均由若干换流阀串联而成；
两个电容器的负极和两个直流电压源的负极相连接，低压侧桥臂连接低压侧电源正极和低压侧电容正极，高压侧桥臂连接高压侧电源正极和高压侧电容正极，中间桥臂的一端与低压侧电容正极相连接，另一端与两个导向开关相连接；导向开关DS1与中间桥臂以及高压侧电容正极相连接，导向开关DS2与中间桥臂以及地端相连接；
所述全桥型子模块包括四个换流阀和一个子模块电容器CSM，四个换流阀分别为第一换流阀、第二换流阀、第三换流阀和第四换流阀；子模块电容器CSM的正极与第一换流阀和第三换流阀的集电极相连接，子模块电容器CSM的负极与第二换流阀和第四换流阀的发射极相连接；第一换流阀的发射极和第二换流阀的集电极相连接并构成全桥型子模块的第一端口，第三换流阀的发射极和第四换流阀的集电极相连接并构成全桥型子模块的第二端口。
2.根据权利要求1所述的一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器，其特征在于，全桥型子模块和导向开关中包含的换流阀均为带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管。
3.根据权利要求1所述的一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器，其特征在于，所述变压器包括四种工作模态，分别为：
(1)工作状态Ⅰ：DS1导通，DS2关断，此时中间桥臂连接于两侧电容之间，中间桥臂的输出电压为两侧电容电压之差，低压侧电网和中间桥臂向高压侧电网和高压侧电容供电；
(2)工作状态Ⅱ：DS1关断，DS2导通，此时中间桥臂与低压侧电容并联，中间桥臂的输出电压为低压侧电容电压，低压侧电网向中间桥臂充电，高压侧电容向高压侧电网供电；
过渡状态是工作状态Ⅰ和Ⅱ之间的过渡阶段，用于实现两个工作状态之间各支路电压和电流的平稳过渡，以及两个导向开关的零电流关断和零电压导通；过渡状态包含两个阶段：
(3)过渡状态Ⅰ：将中间桥臂的电流逐渐减小至0，关断DS1；
(4)过渡状态Ⅱ：调节中间桥臂的输出电压为下一个工作状态的电压，导通DS2，再将中间桥臂电流逐渐提升至下一工作状态的指令值。
4.根据权利要求1所述的一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器，其特征在于，所述变压器采用了电力电子装置“外环-内环-调制”的三层式经典控制架构；其中，外环负责实现输入输出功率控制以及各储能支路的功率平衡控制，输出低压、中间和高压侧桥臂的电流指令值；内环负责控制各个桥臂电流跟随对应的指令值，输出各个桥臂电压的指令值；调制环节负责根据电压指令值和桥臂内子模块均压的需求，生成所有换流阀的触发脉冲。
5.根据权利要求4所述的一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器，其特征在于，对于外环控制中的高压侧的功率控制，高压侧功率可以通过高压侧电流，即高压侧桥臂电流iHA加以控制，其控制方程为：
Figure FDA0002769374360000021
式中，pH为高压侧功率；KP和KI分别为PI控制器的比例和积分增益；上标ref表示对应变量的参考值，s为拉普拉斯变换算子；
对于外环控制中的低/高压侧电容的平均电压控制，分别设计得到基于iLA和iMA1的低压侧和高压侧电容的平均电压的控制方程：
Figure FDA0002769374360000031
式中，iLA为流经低压侧桥臂电感的电流，iLA ref表示低压侧桥臂电流的参考值，iMA1表示工作状态I的中间桥臂电流，iMA1 ref表示工作状态I的中间桥臂电流的参考值，vCL ref表示低压侧电容的电压参考值，vCH ref表示高压侧电容的电压参考值，
Figure FDA0002769374360000032
表示低压侧电容电压的平均值，
Figure FDA0002769374360000033
表示高压侧电容电压的平均值，vL为低压侧的网侧电压，vH为高压侧的网侧电压；等号右侧第二项为控制目标的反馈修正量，第一项为前馈补偿分量，用于提升换流器动态响应速度，下同；
对于外环控制中的桥臂平均子模块电容电压控制，低压侧桥臂和高压侧桥臂的平均功率分别与vCL和vCH有关，通过vCL和vCH实现两个桥臂的平均子模块电容电压控制，
控制方程为：
Figure FDA0002769374360000034
式中，vCLA和vCHA分别为低压侧桥臂和高压侧桥臂的平均子模块电容电压，vCLA ref表示低压侧桥臂的平均子模块电容电压参考值，vCHA ref表示高压侧桥臂的平均子模块电容电压，
Figure FDA0002769374360000035
表示低压侧桥臂的平均子模块电容电压的平均值，
Figure FDA0002769374360000036
表示高压侧桥臂的平均子模块电容电压的平均值；
基于iMA2的中间桥臂平均子模块电容电压的控制策略：
Figure FDA0002769374360000037
式中，vCMA为中间桥臂的平均子模块电容电压，iMA2表示工作状态II的中间桥臂电流，iMA2 ref表示工作状态II的中间桥臂电流参考值，vCMA ref表示中间桥臂的平均子模块电容电压参考值，
Figure FDA0002769374360000041
表示中间桥臂的平均子模块电容电压的平均值。
6.根据权利要求4所述的一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器，其特征在于，对于内环控制，低压侧和高压侧桥臂的电流控制方程为：
Figure FDA0002769374360000042
vH为高压侧的网侧电压，vL为低压侧的网侧电压，KP和KI分别为PI控制器的比例和积分增益，上标ref表示对应变量的参考值，s为拉普拉斯变换算子，iHA表示高压侧桥臂电流，iHA ref表示高压侧桥臂电流的参考值，vLA ref表示低压侧桥臂输出电压的参考值，vHA ref表示高压侧桥臂输出电压的参考值，vCL表示低压侧电容电压，vCH表示高压侧电容电压，iLA为流经低压侧桥臂电感的电流，iLA ref表示低压侧桥臂电流的参考值。
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