CN113726180A - 用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明为用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法，包括：基于MMC的直流固态变压器拓扑结构，直流固态变压器拓扑结构包括MMC和上、下H桥三个有源桥结构，可以提高直流侧电压、减小开关管的电压应力，同时实现双极输入输出。通过控制开关管驱动信号的移相角和占空比，使得交流侧输出多电平的电压波形，能够有效降低谐波含量。本发明的输出电压自平衡控制方法可以解决变压器因受到扰动而产生的输出电压不平衡的问题，保证直流固态变压器长期、稳定的运行。

Description

用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法
技术领域
本发明属于中高压大功率电力电子技术领域，主要涉及一种用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法及MMC直流固态变压器拓扑结构。
背景技术
柔性直流电网是现代电网发展变革的重要方向。采用对称双极结构的直流电网凭借其正负极可以独立运行的独特优势，更加符合柔性直流电网高电压、大容量和多端化的未来发展趋势。在柔性直流电网中，需要使用直流变压器实现各电压等级直流电网之间的电压变换、能量交换和电气隔离。直流电网不能像交流电网那样采用磁耦合变压器实现电压变换和能量的传输，必须采用基于电力电子器件的固态变压器。现有的直流固态变压器方案主要针对采用单极结构的直流电网，无法满足双极直流电网对直流固态变压器的需求。
用于双极直流电网的直流固态变压器需要具备双极输入和输出的能力，并且可以实现高低压侧的电气隔离、电压变换和双向功率传输。此外，开关器件所承受的电压应力有限，但随着近十几年工业技术的不断优化发展，电网电压等级越来越高、功率也越来越大，因此高压侧结构需要能够采用应力有限的开关器件去承受高电压。双极输入和输出的工作情况下，正负极电压可能会失去平衡，此时要求直流固态变压器具备电压自平衡的能力。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明拟解决的技术问题是，提供一种用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法及MMC直流固态变压器拓扑结构，该控制方法能够实现电压自平衡控制，该拓扑结构可以解决传统直流固态变压器无法适用双极直流电网的问题。
本发明解决所述技术问题采用的技术方案是：
一种用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法，其特征在于，该控制方法以基于MMC的直流固态变压器拓扑结构为研究对象，所述直流固态变压器拓扑结构包括MMC结构、上H桥结构、下H桥结构与三绕组高频变压器，三绕组高频变压器作为能量传输桥梁将MMC结构与上H桥结构和下H桥结构连接，MMC结构侧输出的交流电压与上H桥结构侧输出的交流电压(指的是上H桥结构前后桥臂中点间的交流电压)之间存在第一外移相角；MMC结构侧输出的交流电压(指的是MMC结构前后桥臂中点间的交流电压)与下H桥结构侧输出的交流电压(输出的交流电压指的是前后桥臂中点间的交流电压)之间存在第二外移相角；所述控制方法包括以下内容：
设定上H桥结构和下H桥结构上的负载电压的相应负载参考电压，
通过负载电压与相应负载参考电压做差，对电压差值进行相应的PI调节，获得不同H桥结构上的负载电流，进而求得不同H桥结构上的输出功率；将负载电压与MMC结构的直流电源电压相比得到相应的电压传输比；
利用两个H桥结构的输出功率、电压传输比获得MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角，根据各移相角的大小经过PWM调制确定对应结构上开关管的驱动信号，实现输出电压自平衡控制。
利用两个H桥结构的输出功率、电压传输比获得MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角的具体过程是：
将MMC结构前后桥臂中点交流电压、上H结构前后桥臂中点交流电压和下H结构前后桥臂中点交流电压经过傅里叶分解，并取其基波分量，得到三个基波正弦交流电压，将该三个基波正弦交流电压用相量形式表示，即能形成三个基波正弦交流电压关于MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角的一个方程组；
将MMC结构的基波正弦交流电压根据三绕组高频变压器变比折算到第二绕组侧，获得折算后的MMC结构的基波正弦交流电压，折算后的MMC结构的基波正弦交流电压、上H桥基波正弦交流电压与第一电感构成回路，则能计算出回路电流与上H桥的输出功率、无功功率；同理，将MMC结构的基波正弦交流电压根据三绕组高频变压器变比折算到第三绕组侧，获得折算后的MMC结构基波正弦交流电压，折算后的MMC结构基波正弦交流电压、下H桥基波正弦交流电压与第二电感构成回路，则能计算出回路电流与下H桥的输出功率、无功功率；
上H桥输出功率用第一电压传输比、MMC内移相角、上H桥内移相角和第一外移相角表示，获得上H桥输出功率的表达式；下H桥输出功率用MMC内移相角、第二电压传输比、下H桥内移相角和第二外移相角表示，获得下H桥输出功率的表达式；上、下H桥无功功率也构成一个方程组，该方程组的因变量为上、下H桥无功功率，自变量为所有移相角以及第一、第二电压传输比；
以上H桥无功功率和下H桥无功功率最小为优化目标，再结合上H桥输出功率和下H桥输出功率的表达式，用上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比表达各移相角，获得各移相角关于上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比的一个方程组；在求得上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比的前提下即能计算出各个移相角。
所述上H桥结构和下H桥结构中的同一桥臂中上半桥臂和下半桥臂对应位置开关管的驱动信号互补。
通过控制MMC结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角使固态变压器MMC结构交流侧输出不同的多电平电压波形；通过控制上H桥结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角使固态变压器上H桥结构交流侧输出两电平或三电平的交流电压波形；通过控制下H桥结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角使固态变压器下H桥结构交流侧输出两电平或三电平的交流电压波形。
本发明还保护一种用于双极直流电网的MMC直流固态变压器拓扑结构，该拓扑结构包括：MMC结构、上H桥结构、下H桥结构与三绕组高频变压器；所述MMC结构包括直流侧及子模块SM1～SMn、SMn+1～SM2n、SM2n+1～SM3n、SM3n+1～SM4n；所述上H桥结构的前、后桥臂中点分别与三绕组高频变压器的第二绕组、第一电感右端相连；所述下H桥结构的前、后桥臂中点分别与三绕组高频变压器的第三绕组、第二电感右端相连；所述三绕组高频变压器的第一绕组两端与MMC结构的两桥臂中点相连，第二绕组一端与第一电感左端相连，第三绕组一端与第二电感左端相连；上H桥结构的输出连接第一负载，下H桥结构的输出连接第二负载；上H桥结构的下端与下H桥结构的上端相连为中性点N。
其中，所述MMC结构的直流侧可接入双极直流电源，直流侧两端与MMC电容并联。各个子模块SM1～SMn、SMn+1～SM2n的上下两个端子依次串联，构成MMC结构的前桥臂，且子模块SMn和SMn+1的连接点为前桥臂的中点；各个子模块SM2n+1～SM3n、SM3n+1～SM4n的上下两个端子依次串联，构成MMC结构的后桥臂，且子模块SM3n和SM3n+1的连接点为后桥臂的中点。MMC电容与MMC结构的前桥臂、后桥臂依次并联。子模块SMk(k＝1,2…n,n+1,…,2n,2n+1,…,3n,3n+1,…,4n)包括：第2k-1开关管、第2k开关管、第k电容，第2k-1开关管的集电极与第2k开关管的发射极相连，第2k-1开关管的发射极与第k电容的负极相连，第2k开关管的集电极与第k电容的正极相连，第2k-1开关管的集电极与发射极为子模块SMk的两个端子。
其中，所述上H桥结构包括：上H桥第一开关管，所述上H桥第一开关管的发射极与第一电感的右端相连。上H桥第二开关管，所述上H桥第二开关管的集电极与上H桥第一开关管的发射极相连。上H桥第三开关管，所述上H桥第三开关管的集电极与上H桥第一开关管的集电极相连。上H桥第四开关管，所述上H桥第四开关管的集电极与上H桥第三开关管的发射极相连，所述上H桥第四开关管的发射极与上H桥第二开关管的发射极相连。所述上H桥第一开关管、上H桥第二开关管共同构成上H桥的前桥臂，两开关管的连接点为前桥臂的中点；所述上H桥第三开关管、上H桥第四开关管共同构成上H桥的后桥臂，两开关管的连接点为后桥臂的中点。
其中，所述下H桥结构包括：下H桥第一开关管，所述下H桥第一开关管的发射极与第二电感的右端相连。下H桥第二开关管，所述下H桥第二开关管的集电极与下H桥第一开关管的发射极相连。下H桥第三开关管，所述下H桥第三开关管的集电极与下H桥第一开关管的集电极相连。下H桥第四开关管，所述下H桥第四开关管的集电极与第二十三开关管的发射极相连，所述下H桥第四开关管的发射极与下H桥第二开关管的发射极相连。所述下H桥第一开关管、下H桥第二开关管共同构成下H桥的前桥臂，两开关管的连接点为前桥臂的中点；所述下H桥第三开关管、下H桥第四开关管共同构成下H桥的后桥臂，两开关管的连接点为后桥臂的中点。
其中，所述三绕组高频变压器包括：
第一绕组，所述第一绕组的一端与MMC结构的前桥臂中点相连，所述第一绕组另一端与MMC结构的后桥臂中点相连；
第二绕组，所述第二绕组的一端与第一电感的左端相连，所述第二绕组另一端与上H桥后桥臂中点相连；
第三绕组，所述第三绕组的一端与第二电感的左端相连，所述第三绕组的另一端与下H桥后桥臂中点相连。
三绕组高频变压器中第一绕组为一次侧绕组，第二绕组和第三绕组为二次绕组。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明输出电压自平衡控制方法可以解决变压器因受到扰动而产生的输出电压不平衡的问题，保证直流固态变压器长期、稳定的运行。MMC结构侧输出的交流电压与上H桥结构侧输出的交流电压之间存在第一外移相角；MMC结构侧输出的交流电压与下H桥结构侧输出的交流电压之间存在第二外移相角。通过调节第一外移相角和第二外移相角的大小可以有效调节传输功率的大小，通过调节第一外移相角和第二外移相角的正负可以控制功率传输的方向。
其中，通过控制MMC结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角可以使直流固态变压器MMC结构交流侧输出不同的多电平电压波形。通过控制上H桥结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角可以使直流固态变压器上H桥结构交流侧输出两电平或三电平的交流电压波形。通过控制下H桥结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角可以使直流固态变压器下H桥结构交流侧输出两电平或三电平的交流电压波形。
本发明直流固态变压器拓扑结构，适用于双极直流电网中。将MMC结构和两个H桥结构通过中间的三相绕组高频变压器连接在一起，由三相绕组高频变压器传输能量，实现直流到直流的转换，能够显著减少直流侧开关应力，负载侧也可作双极输出，同时实现了双极输入、输出的效果，实现多种电压的输出，结构简单、成本低，且节约了大量器件。本发明中MMC结构侧可以降低开关管电压应力，使得直流侧可接中高压，前、后两桥臂中点可输出多电平交流电压波形，减小谐波含量，且适用于双极输入的场合。
本发明中的多电平子模块实际可以只由一个半桥结构构成，多个子模块共同构成MMC结构后通过一个高频三绕组高频变压器与两个H桥整体构成一个基于MMC的直流变压器。本申请变压器可以实现直流-直流的变换，高频变压器起到能量传输的作用，结构更简单。
本发明提出的变压器拓扑结构不仅能够实现双极输入还能够实现双极输出，同时为三个有源桥构成的三端口变压器，可以实现单端输入两端输出。结合自平衡控制从而使得变压器拓扑结构具备电压自平衡的能力。
附图说明
图1是本发明的拓扑结构原理图；
图2所示是子模块的内部结构示意图，各个子模块内部结构图相同；
图3为本发明MMC直流固态变压器拓扑结构的一种具体工作实例，其中由上至下分别为MMC结构的桥臂中点电压、上H桥结构桥臂中点电压、下H桥结构桥臂中点电压；
图4为输出电压自平衡控制方法的结构框图；
图5为折算后的MMC结构的基波正弦交流电压、上H桥基波正弦交流电压与第一电感构成的回路示意图。
附图标记说明
1-MMC电容；2-第一绕组；3-第二绕组；4-第三绕组；5-第一电感；6-第二电感；7-上H桥第一开关管；8-上H桥第二开关管；9-上H桥第三开关管；10-上H桥第四开关管；11-下H桥第一开关管；12-下H桥第二开关管；13-下H桥第三开关管；14-下H桥第四开关管；15-上H桥电容；16-下H桥电容；17-第一负载；18-第二负载；19-子模块SMk(k＝1,2…n,n+1,…,2n,2n+1,…,3n,3n+1,…,4n)；20-第2k-1开关管；21-第2k开关管；22-第k电容。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。
本发明提供了一种输出电压自平衡控制方法，该控制方法以基于MMC的直流固态变压器拓扑结构为研究对象，所述直流固态变压器拓扑结构包括MMC结构、上H桥结构、下H桥结构与三绕组高频变压器，三绕组高频变压器作为能量传输桥梁将MMC结构与上H桥结构和下H桥结构连接，MMC结构侧输出的交流电压与上H桥结构侧输出的交流电压之间存在第一外移相角；MMC结构侧输出的交流电压与下H桥结构侧输出的交流电压之间存在第二外移相角；所述控制方法包括以下内容：
设定上H桥结构和下H桥结构上的负载电压的相应负载参考电压，
通过负载电压与相应负载参考电压做差，对电压差值进行相应的PI调节，获得不同H桥结构上的负载电流，进而求得不同H桥结构上的输出功率；将负载电压与MMC结构的直流电源电压相比得到相应的电压传输比；
利用两个H桥结构的输出功率、电压传输比获得MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角，根据各移相角的大小经过PWM调制确定对应结构上开关管的驱动信号，实现输出电压自平衡控制。
如图1与图2所示，本发明提出的用于双极直流电网的MMC直流固态变压器拓扑结构，包括：MMC(模块化多电平换流器)结构、上H桥结构、下H桥结构与三绕组高频变压器。MMC结构包括直流侧及及子模块SM1～SMn、SMn+1～SM2n、SM2n+1～SM3n、SM3n+1～SM4n。所述三绕组高频变压器的第一绕组2两端与MMC结构的前后两桥臂中点相连，三绕组高频变压器的第二绕组3一端与第一电感5一端相连，三绕组高频变压器的第三绕组4一端与第二电感6一端相连。上H桥结构的前、后桥臂中点分别与三绕组高频变压器的第二绕组3、第一电感5另一端相连。第一负载17与上H桥电容15并联后再与上H桥的两端相连。下H桥结构的前、后桥臂中点分别与三绕组高频变压器的第三绕组4、第二电感6一端相连。第二负载与下H桥电容16并联后再与下H桥的两端相连。上H桥的下端与下H桥的上端相连为中性点N。
该直流固态变压器的MMC结构的直流侧可接入双极中高压的直流母线。对于MMC拓扑结构，其基本工作原理为通过控制各个开关管驱动的信号的占空比和开关管驱动信号之间的移相角，使MMC结构的前、后两个桥臂中点输出拥有不同电平的交流电压。MMC结构中各个子模块SMk实际为半桥电路，各个子模块可输出两个电平，分别为零电平和子模块电容电压。控制MMC结构中各开关管驱动信号的占空比就可以控制输出电平的占空比。对于子模块SMk 19，k＝1～4n的整数，第2k-1开关管20导通时，子模块输出为零，当第2k开关管21导通时，子模块SMk 19的输出为第k电容22的电压。各子模块的输出电压与直流侧电压叠加成为桥臂中点电压。桥臂中点电压等于各子模块输出电压与直流侧电压的叠加，在某一时刻，在MMC结构中，直流电源与前桥臂或后桥臂中的各子模块的输出构成闭合回路，根据基尔霍夫定律，桥臂中点电压就等于直流电压与各子模块输出电压的叠加。以前、后桥臂中点为界，中点上面为上半桥臂，中点下面为下半桥臂。同一桥臂中上半桥臂和下半桥臂开关管的驱动信号不能同时导通，防止出现直流侧短路的情况。
分别控制各个子模块中两个开关管的开通和关断及各子模块输出电压之间的移相角可以使MMC两桥臂中点电压输出不同电平的中点电压。图3所示为以n＝2为例的工作实例。n＝2时，MMC结构共包括SM1～SM8八个子模块。对于子模块SM1，第一开关管导通时，子模块输出为零，当第二开关管导通时，子模块输出第一电容的电压。对于子模块SM2，第三开关管导通时，子模块输出为零，当第四开关管导通时，子模块输出第二电容的电压。对于子模块SM3，第五开关管导通时，子模块输出为零，当第六开关管导通时，子模块输出第三电容的电压。对于子模块SM4，第七开关管导通时，子模块输出为零，当第八开关管导通时，子模块输出第四电容的电压。对于子模块SM5，第九开关管导通时，子模块输出为零，当第十开关管导通时，子模块输出第五电容的电压。对于子模块SM6，第十一开关管导通时，子模块输出为零，当第十二开关管导通时，子模块输出第六电容的电压。对于子模块SM7，第十三开关管导通时，子模块输出为零，当第十四开关管导通时，子模块输出第七电容的电压。对于子模块SM8，第十五开关管导通时，子模块输出为零，当第十六开关管导通时，子模块输出第八电容的电压。
图3中，上面第一个波形为MMC结构的前后两桥臂中点电压波形，此时电压波形为六电平电压。当第一开关管、第三开关管、第十三开关管、第十五开关管同时导通时，桥臂中点为电平1，电平1等于直流电源电压。当第一开关管、第三开关管、第十三开关管、第十六开关管同时导通时，桥臂中点为电平2，电平2等于直流电源电压减第八电容电压。当第一开关管、第三开关管、第十四开关管、第十六开关管同时导通时，桥臂中点为电平3，电平3等于直流电源电压减第八电容电压再减第七电容电压。当第五开关管、第七开关管、第九开关管、第十一开关管同时导通时，桥臂中点为电平6，电平6等于负直流电源电压；当第五开关管、第七开关管、第九开关管、第十二开关管同时导通时，桥臂中点为电平5，电平5等于负直流电源电压加第六电容电压。当第五开关管、第七开关管、第十开关管、第十二开关管同时导通时，桥臂中点为电平4，电平4等于负直流电源电压加第六电容电压再加第五电容电压。
该直流固态变压器的上H桥结构的直流侧接入负载，通过调整负载的大小可调节输出电压及功率。对于上H桥结构，其基本工作原理为通过控制各个开关管驱动的信号的占空比和开关管驱动信号之间的移相角，使上H桥两个桥臂的中点输出不同的交流电压。
在上H桥结构中，以桥臂中点为界，中点上面为上半桥臂，中点下面为下半桥臂。同一桥臂中上半桥臂和下半桥臂对应位置开关管的驱动信号互补。以上H桥第一开关管7和上H桥第二开关管8分别为上H桥的前上半桥臂和前下半桥臂的开关管，所以上H桥第一开关管7和上H桥第二开关管8的驱动信号互补。上H桥第三开关管9和上H桥第四开关管10分别为上H桥的后上半桥臂和后下半桥臂的开关管，所以上H桥第三开关管9和上H桥第四开关管10的驱动信号互补。
控制上H桥第一开关管7和上H桥第四开关管10驱动信号之间的上H桥内移相角可以使上H桥结构两个桥臂的中点电压输出两电平和三电平的交流电压。其中，两电平分别为正的端口电压和负的端口电压，三电平分别为正的端口电压、负的端口电压和零电平。当上H桥内移相角为零时，中点电压输出两电平的交流电压；当上H桥内移相角不为零时，中点电压输出三电平的交流电压。
图3所示工作实例中中间第二个波形为上H桥结构的前后两桥臂中点电压波形，此时上H桥内移相角为零其中点电压为两电平电压。当上H桥第一开关管7和上H桥第四开关管10均开通时，桥臂中点为正的直流电压；当上H桥第二开关管8和上H桥第三开关管9均开通时，桥臂中点为负的直流电压。
以MMC结构前后两桥臂中点电压最高电平的起始时间为参考点，上H桥结构的前后两桥臂中点电压最高电平的起始时间与参考点之间的差值为第一外移相时间，第一外移相时间/周期*2π＝第一外移相角。
该直流固态变压器的下H桥结构的直流侧接入负载，通过调整负载的大小可调节输出电压及功率。对于下H桥结构，其基本工作原理为通过控制各个开关管驱动的信号的占空比和开关管驱动信号之间的移相角，使两个桥臂中点输出不同的交流电压。
在下H桥结构中，以桥臂中点为界，中点以上为上半桥臂，中点以下为下半桥臂。同一桥臂中上半桥臂和下半桥臂对应位置开关管的驱动信号互补。下H桥第一开关管11和下H桥第二开关管12分别为下H桥前上半桥臂和前下半桥臂的开关管，所以下H桥第一开关管11和下H桥第二开关管12的驱动信号互补。下H桥第三开关管13和下H桥第四开关管14分别为下H桥后上半桥臂和后下半桥臂的开关管，所以下H桥第三开关管13和下H桥第四开关管14的驱动信号互补。
控制下H桥第一开关管11和下H桥第四开关管14驱动信号之间的下H桥内移相角可以使下H桥结构两个桥臂的中点电压输出两电平和三电平的交流电压。其中，两电平分别为正的端口电压和负的端口电压，三电平分别为正的端口电压、负的端口电压和零电平。当下H桥内移相角为零时，中点电压输出两电平的交流电压；当下H桥内移相角不为零时，中点电压输出三电平的交流电压。
图3所示工作实例中最下方的第三个波形为下H桥结构两桥臂中点电压波形，此时下H桥内移相角为零，其中点电压为两电平电压。当下H桥第一开关管11和下H桥第四开关管14均开通时，桥臂中点为正的直流电压；当下H桥第二开关管12和下H桥第三开关管13均关断时，桥臂中点为负的直流电压。
定义MMC结构的两桥臂中点电压与上H桥第一开关管7的驱动信号之间的移相角为第一外移相角，所述MMC结构的两桥臂中点电压与下H桥第一开关管11的驱动信号之间的移相角为第二外移相角。控制第一外移相角与第二外移相角的大小可以调节端口传输功率的大小，控制第一外移相角与第二外移相角的正负可以调节端口传输功率的方向。第一外移相角为正，则能量从MMC结构流向上H桥结构侧；第一外移相角为负，则能量从上H桥结构流向MMC结构。第二外移相角为正，则能量从MMC结构流向下H桥结构侧；为负，则能量从下H桥结构流向MMC结构。图3所示工作实例中第一外移相角与第二外移相角均为正，能量从MMC结构侧流向上H桥结构侧和下H桥结构侧。
本发明提出的用于双极直流电网的MMC直流固态变压器拓扑结构的输入为直流电压，经过MMC结构生成多电平的交流电压，降低谐波含量，输出端口的输出为稳定的直流电压，输出直流电压及功率可以通过调节移相角的大小来调节，该直流固态变压器可同时输出多个不同电压。从拓扑图可以看出，上H桥和下H桥的结构是对称的，所以当上H桥和下H桥的各元件参数和开关管开关控制状态完全一致时，两个H桥的输出直流电压相等，当上H桥和下H桥的各元件参数或各开关管的开关控制状态不一致时，两个H桥的输出直流电压不相等，即可同时输出不同电压。
图4所示为输出电压自平衡控制方法的控制框图。先采集MMC直流电源电压V1、第一负载电压V2、第二负载电压V3。对所述第一负载电压和第一负载参考电压(所述负载参考电压是根据实验条件或应用条件，确定要转换的目标直流电压的值，负载参考电压自行设定)做差，对所述电压差值进行PI调节，得到第一负载电流。对所述第二负载电压和第二负载参考电压做差，对所述电压差值进行PI调节，得到第二负载电流。将第一负载电压和第一负载电流相乘得到上H桥输出功率，第一负载电压和MMC直流电源电压相比得到第一电压传输比。将第二负载电压和第二负载电流相乘得到下H桥输出功率，第二负载电压和MMC直流电源电压相比得到第二电压传输比。上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比经过优化计算可以得到MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角。根据各移相角的大小经过PWM调制可以确定对应开关管的驱动信号。
驱动信号是给开关管的信号，主要有高电平和低电平两种状态，当驱动信号处于高电平时开关管导通，当驱动信号处于低电平时开关管关断。在一个周期内，高电平持续时间占整个周期的占比即为占空比，即改变高电平持续时间就可以改变驱动信号的占空比。当高电平时持续时间＝低电平持续时间＝0.5*周期时，此时占空比为50％。当两个开关管驱动信号占空比均为50％时，以一个开关管的高电平起始时刻为参考点，另一个开关管的高电平开始时刻与该参考点之间的差值即为移相时间，移相时间/周期*2π＝移相角。
所述优化计算过程是：针对上述的拓扑结构，先确定输入交流电压波形，进而确定移相角，获得将输出功率、无功功率用各移相角表示的表达式，确定优化目标为无功功率最小，通过推导得到各移相角与功率、电压、传输比等相关参数之间的表达式。
MMC结构前后桥臂中点交流电压、上H结构前后桥臂中点交流电压和下H结构前后桥臂中点交流电压经过傅里叶分解，并取其基波分量，可以得到三个基波正弦交流电压，将该三个基波正弦交流电压用相量形式表示(三个基波正弦交流电压的表达式中包含了所有的移相角，即能形成三个基波正弦交流电压关于MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角的一个方程组。将MMC结构的基波正弦交流电压根据三绕组高频变压器变比折算到第二绕组侧，获得折算后的MMC结构的基波正弦交流电压，折算后的MMC结构的基波正弦交流电压、上H桥基波正弦交流电压与第一电感构成回路(参见图5，图5中左边为这算后的MMC结构的基波正弦交流电压，右边为上H桥基波正弦交流电压utr1，L1为第一电感5，iL1为回路电流，K21表示高频变压器变比，utr2为MMC结构的基波正弦交流电压)，则可以计算出回路电流与上H桥的输出功率、无功功率。同理，将MMC结构的基波正弦交流电压根据三绕组高频变压器变比折算到第三绕组侧，折算后的MMC结构基波正弦交流电压、下H桥基波正弦交流电压与第二电感构成回路，则可以计算出回路电流与下H桥的输出功率、无功功率，上H桥输出功率用第一电压传输比、MMC内移相角、上H桥内移相角和第一外移相角表示，获得上H桥输出功率的表达式；下H桥输出功率用MMC内移相角、第二电压传输比、下H桥内移相角和第二外移相角表示，获得下H桥输出功率的表达式；上、下H桥无功功率也构成一个方程组，该方程组的因变量为上、下H桥无功功率，自变量为所有移相角以及第一、第二电压传输比。以上H桥无功功率和下H桥无功功率最小为优化目标，再结合上H桥输出功率和下H桥输出功率的表达式，用上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比表达各移相角，获得各移相角关于上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比的一个方程组。在求得上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比的前提下即可计算出各个移相角。
本申请变压器拓扑结构可以实现中高压场合的应用。一般的H桥中开关管在断开状态时承受的电压应力为直流电压，而本发明中包含4n个子模块的MMC结构中开关管在断开状态时承受的电压应力远小于直流电压。所以在相同的直流电压条件下，MMC结构中对开关管的电压承受能力要求较小，使开关管选型更加广泛，同时也能降低成本。同理，对于相同型号的开关管，应用于MMC结构中可以允许接入较高的直流电压，更适用于中高压的场合。本发明中的MMC结构前、后两桥臂中点可输出多电平电压，减小谐波含量，且适用于双极输入的场合，且两个H桥组成的结构既可实现双极输出又可实现多电压输出。
本发明中的变压器采用一个三绕组连接三个有源桥(MMC结构和两个H桥)的结构，可以实现各个端口之间的电气隔离，且通过设计高频变压器的变比可以匹配不同电压等级，扩大直流变压器升、降压的范围。直流固态变压器当受到扰动时，其输出电压将会发生变化，会出现输出电压与初始电压等级不匹配的情况，从而影响系统正常工作。而本发明中提出了一种输出电压自平衡控制方法，使直流变压器在受到扰动的情况下仍能将其输出电压维持在初始电压等级，保证直流固态变压器长期、稳定的运行。
本发明未述及之处适用于现有技术。

Claims (9)

1.一种用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法，其特征在于，该控制方法以基于MMC的直流固态变压器拓扑结构为研究对象，所述直流固态变压器拓扑结构包括MMC结构、上H桥结构、下H桥结构与三绕组高频变压器，三绕组高频变压器作为能量传输桥梁将MMC结构与上H桥结构和下H桥结构连接，MMC结构侧输出的交流电压与上H桥结构侧输出的交流电压之间存在第一外移相角；MMC结构侧输出的交流电压与下H桥结构侧输出的交流电压之间存在第二外移相角；所述控制方法包括以下内容：
设定上H桥结构和下H桥结构上的负载电压的相应负载参考电压，
通过负载电压与相应负载参考电压做差，对电压差值进行相应的PI调节，获得不同H桥结构上的负载电流，进而求得不同H桥结构上的输出功率；将负载电压与MMC结构的直流电源电压相比得到相应的电压传输比；
利用两个H桥结构的输出功率、电压传输比获得MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角，根据各移相角的大小经过PWM调制确定对应结构上开关管的驱动信号，实现输出电压自平衡控制。
2.根据权利要求1所述的用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法，其特征在于，通过调节第一外移相角和第二外移相角的大小调节传输功率的大小，通过调节第一外移相角和第二外移相角的正负控制功率传输的方向。
3.根据权利要求1所述的用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法，其特征在于，所述上H桥结构和下H桥结构中的同一桥臂中上半桥臂和下半桥臂对应位置开关管的驱动信号互补。
4.根据权利要求1所述的用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法，其特征在于，以MMC结构前后两桥臂中点电压最高电平的起始时间为参考点，上H桥结构的前后两桥臂中点电压最高电平的起始时间与参考点之间的差值为第一外移相时间，第一外移相时间/周期*2π＝第一外移相角。
5.根据权利要求1所述的用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法，其特征在于，通过控制MMC结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角使固态变压器MMC结构交流侧输出不同的多电平电压波形；通过控制上H桥结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角使固态变压器上H桥结构交流侧输出两电平或三电平的交流电压波形；通过控制下H桥结构中各开关管驱动信号的占空比及移相角使固态变压器下H桥结构交流侧输出两电平或三电平的交流电压波形。
6.根据权利要求1所述的用于双极直流电网的输出电压自平衡控制方法，其特征在于，利用两个H桥结构的输出功率、电压传输比获得MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角的具体过程是：将MMC结构前后桥臂中点交流电压、上H结构前后桥臂中点交流电压和下H结构前后桥臂中点交流电压经过傅里叶分解，并取其基波分量，得到三个基波正弦交流电压，将该三个基波正弦交流电压用相量形式表示，即能形成三个基波正弦交流电压关于MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角的一个方程组；
将MMC结构的基波正弦交流电压根据三绕组高频变压器变比折算到第二绕组侧，获得折算后的MMC结构的基波正弦交流电压，折算后的MMC结构的基波正弦交流电压、上H桥基波正弦交流电压与第一电感构成回路，则能计算出回路电流与上H桥的输出功率、无功功率；同理，将MMC结构的基波正弦交流电压根据三绕组高频变压器变比折算到第三绕组侧，获得折算后的MMC结构基波正弦交流电压，折算后的MMC结构基波正弦交流电压、下H桥基波正弦交流电压与第二电感构成回路，则能计算出回路电流与下H桥的输出功率、无功功率；
上H桥输出功率用第一电压传输比、MMC内移相角、上H桥内移相角和第一外移相角表示，获得上H桥输出功率的表达式；下H桥输出功率用MMC内移相角、第二电压传输比、下H桥内移相角和第二外移相角表示，获得下H桥输出功率的表达式；上、下H桥无功功率也构成一个方程组，该方程组的因变量为上、下H桥无功功率，自变量为所有移相角以及第一、第二电压传输比；
以上H桥无功功率和下H桥无功功率最小为优化目标，再结合上H桥输出功率和下H桥输出功率的表达式，用上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比表达各移相角，获得各移相角关于上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比的一个方程组；在求得上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比的前提下即能计算出各个移相角。
7.一种用于双极直流电网的MMC直流固态变压器拓扑结构，其特征在于，该拓扑结构包括：MMC结构、上H桥结构、下H桥结构与三绕组高频变压器；所述MMC结构包括直流侧及子模块SM1～SMn、SMn+1～SM2n、SM2n+1～SM3n、SM3n+1～SM4n；所述上H桥结构的前、后桥臂中点分别与三绕组高频变压器的第二绕组、第一电感右端相连；所述下H桥结构的前、后桥臂中点分别与三绕组高频变压器的第三绕组、第二电感右端相连；所述三绕组高频变压器的第一绕组两端与MMC结构的两桥臂中点相连，第二绕组一端与第一电感左端相连，第三绕组一端与第二电感左端相连；上H桥结构的输出连接第一负载，下H桥结构的输出连接第二负载；上H桥结构的下端与下H桥结构的上端相连为中性点N。
8.根据权利要求7所述的拓扑结构，其特征在于，该拓扑结构进行输出自平衡控制的过程是：先采集MMC结构的直流电源电压、第一负载电压、第二负载电压；对所述第一负载电压和第一负载参考电压做差，对所述电压差值进行PI调节，得到第一负载电流；对所述第二负载电压和第二负载参考电压做差，对所述电压差值进行PI调节，得到第二负载电流；将第一负载电压和第一负载电流相乘得到上H桥输出功率，第一负载电压和MMC直流电源电压相比得到第一电压传输比。将第二负载电压和第二负载电流相乘得到下H桥输出功率，第二负载电压和MMC直流电源电压相比得到第二电压传输比；将得到的上H桥输出功率、下H桥输出功率、第一电压传输比、第二电压传输比代入各个移相角的优化表达式计算得到MMC内移相角、上H桥内移相角、下H桥内移相角、第一外移相角和第二外移相角；根据各移相角的大小经过PWM调制确定对应开关管的驱动信号。
9.根据权利要求6所述的用于双极直流电网的MMC直流固态变压器拓扑结构，其特征在于，所述MMC结构的直流侧接入双极直流电源；直流侧两端与MMC电容并联；各个子模块SM1～SMn、SMn+1～SM2n的上下两个端子依次串联，构成MMC结构的前桥臂，且子模块SMn和子模块SMn+1的连接点为前桥臂的中点；各个子模块SM2n+1～SM3n、SM3n+1～SM4n的上下两个端子依次串联，构成MMC结构的后桥臂，且SM3n和SM3n+1的连接点为后桥臂的中点；MMC电容与MMC结构的前桥臂、后桥臂依次并联；所述子模块SMk包括：第2k-1开关管、第2k开关管、第k电容，第2k-1开关管的集电极与第2k开关管的发射极相连，第2k-1开关管的发射极与第k电容的负极相连，第2k开关管的集电极与第k电容的正极相连，第2k-1开关管的集电极与发射极为子模块SMk的两个端子，k＝1,2…n，n+1,…,2n,2n+1,…,3n,3n+1,…,4n。
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