CN116317650A - 对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法 - Google Patents

对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法 Download PDF

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CN116317650A CN202310354916.6A CN202310354916A CN116317650A CN 116317650 A CN116317650 A CN 116317650A CN 202310354916 A CN202310354916 A CN 202310354916A CN 116317650 A CN116317650 A CN 116317650A
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Abstract

本发明公开了一种对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，属于多电平变流器技术领域，该方法包括构建多电平变流器的对称电容解耦子模块拓扑；根据对称电容解耦子模块拓扑，建立电感电流模型和电容电压模型；根据电感电流模型和电容电压模型，进行电压电流双闭环控制，完成多电平变流器有源功率解耦控制。本发明解决了模块化多电平变流器直交流侧功率交换时传统的MMC子模块电容电压会具有基频和二倍频纹波的问题。

Description

对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法
技术领域
本发明属于多电平变流器技术领域，尤其涉及一种对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法。
背景技术
多电平技术是通过利用低耐压小电流的功率器件组成新型拓扑架构以实现中高压大功率场合应用的技术，并具有输出电平数多、输出电压谐波小、开关频率低和功率开关器件承受电压应力小等优势，在中高压大功率应用领域受到越来越多的关注和研究。常用多电平拓扑结构有：中点钳位型变换器(NPC)、级联H桥型变换器(CHB)和模块化多电平变换器(MMC)。
由于高度模块化设计，电压等级功率容量易于扩展，可冗余控制，输出品质好等优势广泛用于高压柔性直流输电领域和中压配电领域。该变换器每个子模块都有一个直流侧电容，其作用是充当直流源提供MMC运行时的电平，但在实现直交流侧功率交换时子模块电容电压会具有基频和二倍频纹波，当纹波过大时对器件应力、输出特性等带来影响。在工程应用中一般采用容值较大的电容来抑制电压纹波，较大电容会使系统硬件成本和体积大大增加。
现有的一种技术方法提出一种基于整流单相变换器的对称半桥结构有源功率解耦技术方案，该技术通过控制功率器件开关将特定频次的纹波转移至储能元件中。滤波解耦电路通过对称半桥两个电容储能，使两电容纹波电压大小相等，方向相反，电压直流分量之和为整流输出电压，同时保证有源功率解耦后对称电容功率纹波与原来相同，以保证变换器稳定运行。但是整流单相变换器系统结构简单，且通过有源功率解耦技术仅能处理电容电压纹波固有二倍频成分，并且该系统运算模型简单，有源解耦控制算法简易，仅采用一个电容电压直接给定的电压环控制方法。由于控制方案单一，系统稳定性较差，当负载突变或有外界干扰时，整流输出直流电压幅值波动较大且经过较长时间才稳定，动态响应慢。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法解决了模块化多电平变流器直交流侧功率交换时传统的MMC子模块电容电压会具有基频和二倍频纹波的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，包括以下步骤：
S1、构建多电平变流器的对称电容解耦子模块拓扑；
S2、根据对称电容解耦子模块拓扑，建立电感电流模型和电容电压模型；
S3、根据电感电流模型和电容电压模型，进行电压电流双闭环控制，完成多电平变流器有源功率解耦控制。
本发明的有益效果为：通过电感电流模型和电容电压模型控制对称电容解耦子模块电压为直流量，解决了模块化多电平变流器直交流侧功率交换时传统的MMC子模块电容电压会具有基频和二倍频纹波的问题。
进一步地，所述步骤S1中对称电容解耦子模块拓扑包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、电感Lf、电容C1和电容C2；所述开关管S1的一端与开关管S2的一端连接，并外接电流；开关管S1的另一端分别与开关管S3的一端和电容C1的一端连接；开关管S2的另一端分别与开关管S4的一端和电容C2的一端连接；开关管S3的另一端分别与开关管S4的另一端和电感Lf的一端连接；电感Lf的另一端分别与电容C1的另一端和电容C2的另一端连接。
上述进一步方案的有益效果为：两个参数不同的电容互相配合进行充放电，大容值电容起主要储能作用，小容值电容起次要储能作用，解决了传统的MMC子模块电容电压会具有基频和二倍频纹波的问题；电感不做储能，仅作为两电容进行能量交换的媒介。
进一步地，所述步骤S2具体为：
S201、获取电容C1的理想电压和电容C2的理想电压：
Figure BDA0004163086370000031
Figure BDA0004163086370000032
其中，uc1为电容C1的理想电压；uc2为电容C2的理想电压；Uc1为电容C1的直流电压；Uc2为电容C2的直流电压；
Figure BDA0004163086370000033
为电容C1的交流电压；/>
Figure BDA0004163086370000034
为电容C2的交流电压；
S202、根据电容C1的理想电压和电容C2的理想电压，利用状态空间平均方程，得到电感Lf两端电压：
Figure BDA0004163086370000035
其中，
Figure BDA0004163086370000036
为电感Lf两端电压；d2为开关管S3的占空比；d'2为开关管S4的占空比；iL为电感Lf的电流；d为微分符号；t为时刻；
S203、根据电容C1的理想电压和电容C2的理想电压，得到电容C1的电流和电容C2的电流：
Figure BDA0004163086370000037
Figure BDA0004163086370000038
Figure BDA0004163086370000039
其中，ic1为电容C1的电流；ic2为电容C2的电流；Cc1为电容C1的电容；Cc2为电容C2的电容；
Figure BDA0004163086370000041
为电容C2的交流电流；/>
Figure BDA0004163086370000042
为电容C2的交流电流；
S204、根据电感Lf两端电压、电容C1的电流和电容C2的电流，利用基尔霍夫电流定律，得到电感Lf、电容C1和电容C2的电流关系：
Figure BDA0004163086370000043
其中，R(i)为电流关系；
S205、根据电感Lf、电容C1和电容C2的电流关系，得到电感电流和电容C1电压的关系以及电感-电容方程组：
Figure BDA0004163086370000044
Figure BDA0004163086370000045
其中，R(iL)为电感电流和电容C1电压的关系；P为电感-电容方程组；
S206、对电感电流和电容C1电压的关系进行拉普拉斯变换，得到占空比交流分量-电感电流传递函数，完成电感电流模型的构建：
Figure BDA0004163086370000046
其中，
Figure BDA0004163086370000047
为占空比交流分量-电感电流传递函数，为电感电流模型的目标函数；s为频域因子；iL(s)为频域电感电流；/>
Figure BDA0004163086370000048
为开关管S3的频域交流占空比；Lf为电感Lf的电感；Usm为对称电容解耦子模块电压；
S207、对电感-电容方程组进行拉普拉斯变换，分别得到交流分量传递函数组，完成电容电压模型的构建：
Figure BDA0004163086370000051
其中，P'为交流分量传递函数组；
Figure BDA0004163086370000052
为电感电流-电容C1电压交流分量传递函数；
Figure BDA0004163086370000053
为电感电流-电容C2电压交流分量传递函数；/>
Figure BDA0004163086370000054
为电容C1电压的频域交流分量；
Figure BDA0004163086370000055
为电容C2电压的频域交流分量。
上述进一步方案的有益效果为：简化对称电容解耦子模块拓扑，建立线性模型，为后续多电平变流器有源功率解耦控制方案提供理论依据和运算模型。
进一步地，所述步骤S3具体为：
S301、获取传统单相多电平变流器的开关管控制方案数据；
S302、控制开关管S1和开关管S2依照开关管控制方案数据进行运作，得到电压电流双闭环控制初始模型；
S303、获取对称电容解耦子模块电压反馈值，并基于电压电流双闭环控制初始模型进行电压外环运算，得到电感电流参考值；
S304、获取电感电流反馈值，并根据电感电流反馈值和电感电流参考值，基于电压电流双闭环控制初始模型进行电流内环运算，得到开关管S3交流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号；
S305、获取传统单相多电平变流器原有参数，并根据传统单相多电平变流器原有参数分别计算开关管S3直流调制数据信号和开关管S4直流调制数据信号；
S306、根据开关管S3直流调制数据信号和开关管S3交流调制数据信号，得到开关管S3调制数据信号；
S307、根据开关管S4直流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号，得到开关管S4调制数据信号；
S308、根据开关管S3调制数据信号和开关管S4调制数据信号，通过调制技术依次经过电感电流模型和电容电压模型，控制对称电容解耦子模块电压为直流量，完成多电平变流器有源功率解耦控制。
上述进一步方案的有益效果为：电压和电流双闭环控制方案，控制系统稳定，反应迅速，动态跟踪性能突出，并且进行交流直流解耦有源功率控制：
进一步地，所述步骤S303具体为：
S3031、根据电压电流双闭环控制初始模型和电容电压模型，得到对称电容解耦子模块电压反馈值；
S3032、获取对称电容解耦子模块电压参考值，并将对称电容解耦子模块电压参考值和对称电容解耦子模块电压反馈值作差，得到电压差；
S3033、根据电压差，采样准谐振控制技术，得到电容C2交流电压参考值；
S3034、将电容C2交流电压参考值进行微分控制和比例运算，得到电感电流参考值。
上述进一步方案的有益效果为：电压外环运算可以从对称电容解耦子模块电压反馈值中通过系列技术控制手段最终得到理想的电感电流参考值，为电流内环运算做准备。
进一步地，所述步骤S304具体为：
S3041、根据电压电流双闭环控制初始模型和电感电流模型，获取电感电流反馈值；
S3042、将电感电流反馈值和电感电流参考值作差，得到电流差值；
S3043、对电流差值进行采样比例运算，得到第一数据；
S3044、将第一数据和电容C2交流电压参考值线性叠加，并采用比例归一化，得到开关管S3交流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号。
上述进一步方案的有益效果为：电流内环运算从电感电流的参考值和反馈值的差值通过控制手段得到开关管S3、S4交流的调制信号，直流调制信号可根据系统固有参数进行计算直接给定，最终实现交直流解耦，简化控制过程。
附图说明
图1为本发明的方法流程图。
图2为本发明中对称电容解耦子模块拓扑图。
图3为本发明中对称电容子模块拓扑交直流解耦模型示意图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1所示，在本发明的一个实施例中，一种对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，包括以下步骤：
S1、构建多电平变流器的对称电容解耦子模块拓扑；
S2、根据对称电容解耦子模块拓扑，建立电感电流模型和电容电压模型；
S3、根据电感电流模型和电容电压模型，进行电压电流双闭环控制，完成多电平变流器有源功率解耦控制。
本实施例中，对于单相MMC(多电平变流器)拓扑已知其输出电压、电流：
Figure BDA0004163086370000071
上桥臂电压和下桥臂电压为：
Figure BDA0004163086370000081
上桥臂电流和下桥臂电流为：
Figure BDA0004163086370000082
上式中，Idc表示MMC环流，只包含直流成分，并且桥臂功率可以表示成桥臂电压和电流的乘积：
Figure BDA0004163086370000083
在系统正常运行的情况下，桥臂功率是一个完全的交流成分，低频分量以基频和二倍频纹波为主。交流的桥臂功率致使MMC子模块电容电压具有一定的纹波，当纹波过大时会对系统开关器件应力、环流及交直流端口的输出特性都会带来影响。
如图2所示，所述步骤S1中对称电容解耦子模块拓扑包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、电感Lf、电容C1和电容C2；所述开关管S1的一端与开关管S2的一端连接，并外接电流；开关管S1的另一端分别与开关管S3的一端和电容C1的一端连接；开关管S2的另一端分别与开关管S4的一端和电容C2的一端连接；开关管S3的另一端分别与开关管S4的另一端和电感Lf的一端连接；电感Lf的另一端分别与电容C1的另一端和电容C2的另一端连接。
所述步骤S2具体为：
S201、获取电容C1的理想电压和电容C2的理想电压：
Figure BDA0004163086370000084
Figure BDA0004163086370000085
其中，uc1为电容C1的理想电压；uc2为电容C2的理想电压；Uc1为电容C1的直流电压；Uc2为电容C2的直流电压；
Figure BDA0004163086370000091
为电容C1的交流电压；/>
Figure BDA0004163086370000092
为电容C2的交流电压；
S202、根据电容C1的理想电压和电容C2的理想电压，利用状态空间平均方程，得到电感Lf两端电压：
Figure BDA0004163086370000093
其中，
Figure BDA0004163086370000094
为电感Lf两端电压；d2为开关管S3的占空比；d'2为开关管S4的占空比；iL为电感Lf的电流；d为微分符号；t为时刻；
S203、根据电容C1的理想电压和电容C2的理想电压，得到电容C1的电流和电容C2的电流：
Figure BDA0004163086370000095
Figure BDA0004163086370000096
Figure BDA0004163086370000097
其中，ic1为电容C1的电流；ic2为电容C2的电流；Cc1为电容C1的电容；Cc2为电容C2的电容；
Figure BDA0004163086370000098
为电容C2的交流电流；/>
Figure BDA0004163086370000099
为电容C2的交流电流；
S204、根据电感Lf两端电压、电容C1的电流和电容C2的电流，利用基尔霍夫电流定律，得到电感Lf、电容C1和电容C2的电流关系：
Figure BDA00041630863700000910
其中，R(i)为电流关系；
S205、根据电感Lf、电容C1和电容C2的电流关系，得到电感电流和电容C1电压的关系以及电感-电容方程组：
Figure BDA00041630863700000911
Figure BDA0004163086370000101
其中，R(iL)为电感电流和电容C1电压的关系；P为电感-电容方程组；
S206、对电感电流和电容C1电压的关系进行拉普拉斯变换，得到占空比交流分量-电感电流传递函数，完成电感电流模型的构建：
Figure BDA0004163086370000102
其中，
Figure BDA0004163086370000108
为占空比交流分量-电感电流传递函数，为电感电流模型的目标函数；s为频域因子；iL(s)为频域电感电流；/>
Figure BDA0004163086370000103
为开关管S3的频域交流占空比；Lf为电感Lf的电感；Usm为对称电容解耦子模块电压；
S207、对电感-电容方程组进行拉普拉斯变换，分别得到交流分量传递函数组，完成电容电压模型的构建：
Figure BDA0004163086370000104
其中，P'为交流分量传递函数组；
Figure BDA0004163086370000109
为电感电流-电容C1电压交流分量传递函数；/>
Figure BDA0004163086370000105
为电感电流-电容C2电压交流分量传递函数；/>
Figure BDA0004163086370000106
为电容C1电压的频域交流分量；
Figure BDA0004163086370000107
为电容C2电压的频域交流分量。
本实施例中，对于图2所示的对称电容解耦子模块拓扑，若要保证其能想传统MMC子模块拓扑一样正常运行，必须保证子模块电压为USM＝Udc/N，并且两个电容功率之和等于原来桥臂功率。由于电感储能能力远远弱于电容储能，所以忽略电感功率，并且假设桥臂功率均匀分布在N个子模块，以上桥臂分析为例则有如下表达式：
Figure BDA0004163086370000111
得到电容C1、C2上的理想电压表达式为：
Figure BDA0004163086370000112
其中，b是一个直流常数量，用以确保根号下的值始终大于0。从上式可以看出电容电压为直流量和交流量叠加，即可以表示为如下：
Figure BDA0004163086370000113
其中两个交流分量大小相等、方向相反，即
Figure BDA0004163086370000114
且直流分量之和为USM，即Uc1+Uc2＝USM。所以该拓扑工作原理：通过有源功率解耦技术，控制两个电容电压交流分量之和为零，消除基频和二倍频纹波，同时保证直流分量之和为子模块电容电压USM，这样既能保证MMC正常运行时必有的桥臂功率，同时又保证子模块电容电压波动尽可能小，为直流量USM。
根据状态空间平均方程，可以得到电感两端电压：
Figure BDA0004163086370000115
其中d2表示开关管S3的占空比，d'2表示开关管S4的占空比，由于开关管S3和S4信号是互补关系，则有d2+d'2＝1。交直流解耦，iL包含直流量IL和交流量
Figure BDA0004163086370000116
uc1包含直流量Uc1和交流量/>
Figure BDA0004163086370000117
uc2包含直流量Uc2和交流量/>
Figure BDA0004163086370000118
d2包含直流量D2和交流量/>
Figure BDA0004163086370000119
则公式可改写如下：
Figure BDA00041630863700001110
式中，D2+D2'＝1。
可以得到，对应直流成分和交流成分分别为：
Figure BDA0004163086370000121
MMC系统在稳态运行时，在解耦拓扑中，若电感电压中存在直流成分，电感电流就会线性上升，造成系统不稳定。因此在稳态时，电感电压中无直流分量，即：
Figure BDA0004163086370000122
当子模块电压控制为恒定直流时，有Uc1+Uc2＝USM，可以得到下式：
Figure BDA0004163086370000123
上式表明容电压直流分量仅与占空比中的直流分量成比例关系。并且公式中交流部分可以改写为：
Figure BDA0004163086370000124
可以看出，在实现解耦控制过程中，控制目标仅与两个电容中的纹波电压有关，与电压的直流偏置无关。
综上所述，得到：
Figure BDA0004163086370000125
分析两个对称结构电容的电流与Cc1、Cc2之间的关系，根据电容电压与电流的关系，以得出：
Figure BDA0004163086370000131
由于
Figure BDA0004163086370000137
可以得到：
Figure BDA0004163086370000132
由上式可知，流过电容的电流只有交流分量，没有直流分量，并且流过两个电容的电流按照各自的电容值进行比例分配。
根据基尔霍夫电流定律可以得到电感电流iL与电容C1和电容C2的电流关系：
Figure BDA0004163086370000133
即：
Figure BDA0004163086370000134
可以得到电感电流iL和电容电压uc1关系：
Figure BDA0004163086370000135
对上式进行拉普拉斯变换，可得到频域表达式：
Figure BDA0004163086370000136
对上式进一步化简，可以得到占空比交流分量--电感电流传递函数：
Figure BDA0004163086370000141
结合上式可以得到对称电容子模块拓扑交直流解耦模型，如图3所示。
可得到如下表达式：
Figure BDA0004163086370000142
对上式进行拉普拉斯变换，可以得到频域表达式：
Figure BDA0004163086370000143
则可以分别得到电感电流—电容C1电压交流分量和电感电流—电容C2电压交流分量传递函数：
Figure BDA0004163086370000144
所述步骤S3具体为：
S301、获取传统单相多电平变流器的开关管控制方案数据；
S302、控制开关管S1和开关管S2依照开关管控制方案数据进行运作，得到电压电流双闭环控制初始模型；
S303、获取对称电容解耦子模块电压反馈值，并基于电压电流双闭环控制初始模型进行电压外环运算，得到电感电流参考值；
S304、获取电感电流反馈值，并根据电感电流反馈值和电感电流参考值，基于电压电流双闭环控制初始模型进行电流内环运算，得到开关管S3交流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号；
S305、获取传统单相多电平变流器原有参数，并根据传统单相多电平变流器原有参数分别计算开关管S3直流调制数据信号和开关管S4直流调制数据信号；
S306、根据开关管S3直流调制数据信号和开关管S3交流调制数据信号，得到开关管S3调制数据信号；
S307、根据开关管S4直流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号，得到开关管S4调制数据信号；
S308、根据开关管S3调制数据信号和开关管S4调制数据信号，通过调制技术依次经过电感电流模型和电容电压模型，控制对称电容解耦子模块电压为直流量，完成多电平变流器有源功率解耦控制。
本实施例中，由于在实际控制中两个电容电压的交流分量(基频、二倍频)不可能完全做到幅值相等、方向相反，所以子模块端电压含有幅值很小的低频交流分量。子模块端电压设定值与反馈值做差，经过一个准谐振控制器(QPR)，对低频交流分量放大可以得到电容C1电压的交流分量参考值。对其求导得到流经电容C2的电流，然后经过一定比例可得到电感电流参考值。电感电流参考值与反馈值做差，然后经过一个比例控制器可得到电感电压。由于两个电容电压的交流分量大小相等方向相反，电感电压与电容C1电压交流分量相减等同于电感电压与电容C2电压交流分量相加，然后经过一定比例进行归一化，最终得到开关管占空比的交流分量。
所述步骤S303具体为：
S3031、根据电压电流双闭环控制初始模型和电容电压模型，得到对称电容解耦子模块电压反馈值；
S3032、获取对称电容解耦子模块电压参考值，并将对称电容解耦子模块电压参考值和对称电容解耦子模块电压反馈值作差，得到电压差；
S3033、根据电压差，采样准谐振控制技术，得到电容C2交流电压参考值；
S3034、将电容C2交流电压参考值进行微分控制和比例运算，得到电感电流参考值。
所述步骤S304具体为：
S3041、根据电压电流双闭环控制初始模型和电感电流模型，获取电感电流反馈值；
S3042、将电感电流反馈值和电感电流参考值作差，得到电流差值；
S3043、对电流差值进行采样比例运算，得到第一数据；
S3044、将第一数据和电容C2交流电压参考值线性叠加，并采用比例归一化，得到开关管S3交流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号。

Claims (6)

1.一种对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、构建多电平变流器的对称电容解耦子模块拓扑；
S2、根据对称电容解耦子模块拓扑，建立电感电流模型和电容电压模型；
S3、根据电感电流模型和电容电压模型，进行电压电流双闭环控制，完成多电平变流器有源功率解耦控制。
2.根据权利要求1所述对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，其特征在于，所述步骤S1中对称电容解耦子模块拓扑包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、电感Lf、电容C1和电容C2；所述开关管S1的一端与开关管S2的一端连接，并外接电流；开关管S1的另一端分别与开关管S3的一端和电容C1的一端连接；开关管S2的另一端分别与开关管S4的一端和电容C2的一端连接；开关管S3的另一端分别与开关管S4的另一端和电感Lf的一端连接；电感Lf的另一端分别与电容C1的另一端和电容C2的另一端连接。
3.根据权利要求2所述对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，其特征在于，所述步骤S2具体为：
S201、获取电容C1的理想电压和电容C2的理想电压：
Figure FDA0004163086360000011
Figure FDA0004163086360000012
其中，uc1为电容C1的理想电压；uc2为电容C2的理想电压；Uc1为电容C1的直流电压；Uc2为电容C2的直流电压；
Figure FDA0004163086360000013
为电容C1的交流电压；/>
Figure FDA0004163086360000014
为电容C2的交流电压；
S202、根据电容C1的理想电压和电容C2的理想电压，利用状态空间平均方程，得到电感Lf两端电压：
Figure FDA0004163086360000021
其中，
Figure FDA0004163086360000022
为电感Lf两端电压；d2为开关管S3的占空比；d'2为开关管S4的占空比；iL为电感Lf的电流；d为微分符号；t为时刻；
S203、根据电容C1的理想电压和电容C2的理想电压，得到电容C1的电流和电容C2的电流：
Figure FDA0004163086360000023
Figure FDA0004163086360000024
Figure FDA00041630863600000210
其中，ic1为电容C1的电流；ic2为电容C2的电流；Cc1为电容C1的电容；Cc2为电容C2的电容；
Figure FDA0004163086360000025
为电容C2的交流电流；/>
Figure FDA0004163086360000026
为电容C2的交流电流；
S204、根据电感Lf两端电压、电容C1的电流和电容C2的电流，利用基尔霍夫电流定律，得到电感Lf、电容C1和电容C2的电流关系：
Figure FDA0004163086360000027
其中，R(i)为电流关系；
S205、根据电感Lf、电容C1和电容C2的电流关系，得到电感电流和电容C1电压的关系以及电感-电容方程组：
Figure FDA0004163086360000028
Figure FDA0004163086360000029
其中，R(iL)为电感电流和电容C1电压的关系；P为电感-电容方程组；
S206、对电感电流和电容C1电压的关系进行拉普拉斯变换，得到占空比交流分量-电感电流传递函数，完成电感电流模型的构建：
Figure FDA0004163086360000031
其中，
Figure FDA0004163086360000032
为占空比交流分量-电感电流传递函数，为电感电流模型的目标函数；s为频域因子；iL(s)为频域电感电流；/>
Figure FDA0004163086360000033
为开关管S3的频域交流占空比；Lf为电感Lf的电感；Usm为对称电容解耦子模块电压；
S207、对电感-电容方程组进行拉普拉斯变换，分别得到交流分量传递函数组，完成电容电压模型的构建：
Figure FDA0004163086360000034
其中，P'为交流分量传递函数组；
Figure FDA0004163086360000035
为电感电流-电容C1电压交流分量传递函数；/>
Figure FDA0004163086360000036
为电感电流-电容C2电压交流分量传递函数；/>
Figure FDA0004163086360000037
为电容C1电压的频域交流分量；/>
Figure FDA0004163086360000038
为电容C2电压的频域交流分量。
4.根据权利要求3所述对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，其特征在于，所述步骤S3具体为：
S301、获取传统单相多电平变流器的开关管控制方案数据；
S302、控制开关管S1和开关管S2依照开关管控制方案数据进行运作，得到电压电流双闭环控制初始模型；
S303、获取对称电容解耦子模块电压反馈值，并基于电压电流双闭环控制初始模型进行电压外环运算，得到电感电流参考值；
S304、获取电感电流反馈值，并根据电感电流反馈值和电感电流参考值，基于电压电流双闭环控制初始模型进行电流内环运算，得到开关管S3交流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号；
S305、获取传统单相多电平变流器原有参数，并根据传统单相多电平变流器原有参数分别计算开关管S3直流调制数据信号和开关管S4直流调制数据信号；
S306、根据开关管S3直流调制数据信号和开关管S3交流调制数据信号，得到开关管S3调制数据信号；
S307、根据开关管S4直流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号，得到开关管S4调制数据信号；
S308、根据开关管S3调制数据信号和开关管S4调制数据信号，通过调制技术依次经过电感电流模型和电容电压模型，控制对称电容解耦子模块电压为直流量，完成多电平变流器有源功率解耦控制。
5.根据权利要求4所述对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，其特征在于，所述步骤S303具体为：
S3031、根据电压电流双闭环控制初始模型和电容电压模型，得到对称电容解耦子模块电压反馈值；
S3032、获取对称电容解耦子模块电压参考值，并将对称电容解耦子模块电压参考值和对称电容解耦子模块电压反馈值作差，得到电压差；
S3033、根据电压差，采样准谐振控制技术，得到电容C2交流电压参考值；
S3034、将电容C2交流电压参考值进行微分控制和比例运算，得到电感电流参考值。
6.根据权利要求5所述对称电容子模块多电平变流器有源功率解耦控制方法，其特征在于，所述步骤S304具体为：
S3041、根据电压电流双闭环控制初始模型和电感电流模型，获取电感电流反馈值；
S3042、将电感电流反馈值和电感电流参考值作差，得到电流差值；
S3043、对电流差值进行采样比例运算，得到第一数据；
S3044、将第一数据和电容C2交流电压参考值线性叠加，并采用比例归一化，得到开关管S3交流调制数据信号和开关管S4交流调制数据信号。
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