CN107612407A - 高功率密度电力电子变压器拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了高功率密度电力电子变压器拓扑结构及其控制方法，通过在高压交流侧N个级联H桥子模块的桥臂支路上增加一组串联谐振电路(或其它元器件构成的带通滤波器)，并同时在调制波信号中叠加一个高频的信号，来将高压交流侧的能量以高频的方式传递给低压侧。本发明拓扑结构直接在高压侧通过级联H桥和L_rC_r串联谐振以及高频隔离变压器构成串联谐振电路，输出一个高频波形，实现能量的传递。节省了大量的DC‑DC变换模块，同时也大大降低了高压交流侧所使用的功率开关器件的数量，极大的降低了系统的体积和成本，提高了系统的工作效率，提高了电力电子变压器的功率密度。

Description

高功率密度电力电子变压器拓扑结构及其控制方法

技术领域

本发明属于变电技术领域，涉及变压器拓扑结构，更为具体地说是涉及具有高功率高密度的新型电力电子变压器拓扑及其控制方法。

背景技术

随着智能电网的迅速发展，传统的电力变压器已不足以应对现代电力系统的挑战。传统的工频变压器不仅体积较大，还缺少智能控制环节以及直流变换端口。而电力电子变压器是一种基于大功率电力电子变流技术的新型智能变压器，不仅可以替代传统的变压器，还具有灵活多变的可控性，以及多种交直流的端口，方便灵活的接入各种分布式能源、储能和负荷，为高效地解决智能电网面临的诸多难题提供了可能。

目前已有很多学者提出了多种电力电子变压器拓扑结构，但一般都是将高压交流电源先通过MMC或者级联全桥的结构转换成高压直流电源，再利用多个DC-DC变换器串并联将高压直流电变换为所需要的低压直流电。这些电力电子变压器拓扑结构具有较多的变换级数，且使用的功率器件和变压器数量比较多，体积比较大，功率密度比较小，成本比较高，很难实现大规模的使用。因此，亟待一种新型的结构简单的功率密度高的电力电子变压器，以解决现代电力系统所面临的难题。

发明内容

为解决上述问题，本发明公开了有高功率密度的新型电力电子变压器拓扑及其控制方法，通过在高压交流侧N个级联H桥子模块的桥臂支路上增加一组串联谐振电路，并同时在调制波信号中叠加一个高频的信号，来将高压交流侧的能量以高频的方式传递给低压侧。

为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

高功率密度电力电子变压器拓扑结构，包括高压交流级、高频隔离变压器及低压直流级，所述高压交流级包括高压交流电源、滤波电感、N个级联的全桥子模块、串联谐振电路，高压交流电源经过滤波电感之后连接到N个级联的全桥子模块的输入端，N个级联全桥子模块的输出端连接回到高压交流电源，构成工频信号的传递回路，串联谐振电路的一端与N个级联全桥子模块的输入端连接，另一端与高频隔离变压器原边的同名端连接，高频隔离变压器原边的异名端与N个级联全桥子模块的输出端连接，高频隔离变压器、串联谐振电路以及N个级联的全桥子模块一起构成串联谐振回路，输出高频波形，实现能量传递；所述高频隔离变压器用于进行能量传递和电气隔离，同时实现高频交流电压的升降调节；所述低压直流级包括全桥电路和滤波电容，用于将高频的交流电能转换为稳定的低压直流电能。

高功率密度电力电子变压器拓扑结构，包括高压交流级、高频隔离变压器及低压直流级，所述高压交流级包括高压交流电源、滤波电感、N个级联的全桥子模块、串联谐振电路，高压交流电源经过滤波电感之后连接到N个级联的全桥子模块的输入端，N个级联全桥子模块的输出端与高频隔离变压器原边的同名端相连，串联谐振电路的一端与N个级联全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器原边的异名端，高频隔离变压器原边的异名端连接回到高压交流电源，高压交流电源、N个级联的全桥子模块以及高频隔离变压器一起构成了工频信号的流通回路，N个级联的全桥子模块、高频隔离变压器以及串联谐振电路一起构成串联谐振回路，输出高频波形，实现能量传递；所述高频隔离变压器用于进行能量传递和电气隔离，同时实现高频交流电压的升降调节；所述低压直流级包括全桥电路和滤波电容，用于将高频的交流电能转换为稳定的低压直流电能。

进一步，N个级联的全桥子模块、串联谐振电路、高频隔离变压器均为多组，低压直流级包括多个H桥，多个H桥的输出串联或并联后作为低压侧的输出。

高功率密度电力电子变压器拓扑结构，扩展为三相结构，其中每相均采用上述高功率密度电力电子变压器拓扑结构，三相高频隔离变压器副边H桥的输出经过串联或并联后作为低压侧的输出。

进一步的，三相结构中的谐振电路共用一个谐振电容。

进一步的，使用高频隔离变压器中的漏感来代替串联谐振电路中的谐振电感，并将高频隔离变压器中的漏感和原副边视为一个整体的高频隔离变压器。

高功率密度电力电子变压器拓扑结构的控制方法，包括如下步骤：

步骤1，令串联谐振电路中的电感值以及电容值符合以下公式：

使得电路满足在工频以及开关频率处呈现的阻抗较大，在频率为f_h时电路处于串联谐振状态，且串联谐振电路的谐振频率与往调制波信号中叠加的高频信号的频率一致，为f_h；

步骤2，对高压交流级的控制采用电压外环电流内环的双闭环控制策略，同时对各子模块H桥的电容进行均压控制，将子模块H桥的电容电压作为电压外环控制对象，将高压交流侧的电流作为电流内环控制对象，经过PI调节和坐标变换得到调制波的信号，并且往得到的调制波信号中叠加一个高频的信号作为新的调制波信号，且该信号的频率f_h与谐振电路的谐振频率相等，大于工频，同时又小于开关频率，该高频信号的幅值远小于调制波信号的幅值；根据叠加了高频信号的新调制波信号，再对桥臂中N个H桥子模块的电容进行均压控制，同时使用载波移相控制，产生相应的PWM驱动信号；

步骤3，在使用了步骤2中的叠加了高频信号的调制波之后，桥臂中N个级联的全桥子模块等效成为一个交流电压源，该交流电压源由工频的正弦信号和高频信号组成，其中工频正弦信号与高压交流电源构成回路，而高频信号通过谐振电路流向变压器的原边并向低压直流级传递能量；

步骤4，低压直流级的控制采用对输出电压的闭环控制，当高压交流级的调制信号中叠加的是高频正弦信号时，采用电压外环电流内环的双闭环控制策略得到SPWM的调制波信号，且将低压侧的直流输出电压作为电压外环的控制对象，将高频变压器的原边电流作为电流内环控制对象；当高压交流级的调制信号中叠加的是高频方波信号时，则对低压直流级中的H桥采用移相控制，且通过对低压侧直流输出电压的闭环控制得到所需要的移相角。

进一步的，所述步骤2具体实现过程包括如下子步骤：

2.1)对新型高功率密度电力电子变压器拓扑中高压侧级联H桥的第一个子模块的电容电压U_c1、高压交流电源电压U_ac以及高压交流侧滤波电感的电流i_ac进行采样；

2.2)对采样得到的高压交流电源电压U_ac进行进行PLL锁相环锁相得到相位角θ，对采样得到的高压交流侧滤波电感的电流i_ac进行坐标变换，分别得到d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q；计算过程如下所示：

i_d＝i_αcosθ+i_βsinθ (2)

i_q＝-i_αsinθ+i_βcosθ (3)

其中，

i_α＝i_ac(ωt+θ) (4)

2.3)将采样得到的子模块电容电压值U_c1与其参考电压值U_{c1_ref}进行比较，并对其输出的电压差值进行电压环PI调节，得到的输出作为d轴电流分量的给定值i_{d_ref}；q轴电流分量的给定值i_{q_ref}设置为0；

2.4)将2.3)中得到的d轴电流分量的给定值i_{d_ref}与2.2)中得到的d轴电流分量i_d进行比较，并对其输出的电流差值进行电流环的PI调节，得到输出i_{d_PI_out}；将q轴电流分量的给定值i_{q_ref}与2.2)中得到的q轴电流分量i_q进行比较，并对其输出的电流差值进行电流环的PI调节，得到输出i_{q_PI_out}；然后再分别对d轴分量和q轴分量进行解耦运算，得到d轴和q轴的最终输出量：

i_{d_out}＝i_{d_PI_out}-i_q*ωL_f (6)

i_{q_out}＝i_{q_PI_out}-i_d*ωL_f (7)

其中ω为电网电压的角频率，为100πrad/s，L_f为高压交流侧的滤波电感；

再对i_{d_out}和i_{q_out}进行坐标反变换得到交流电压的调制波信号U_{ac_ref}；

2.5)在2.4)中得到的交流电压调制波信号U_{ac_ref}中叠加一个高频的信号，且该信号的频率f_h与权利要求1步骤1)中谐振电路的谐振频率相等，大于工频，同时又小于开关频率；该高频信号的幅值远小于调制波信号的幅值；将叠加了一个高频信号的调制波信号作为新的调制波信号U_{ac_ref_new}；

2.6)对N个级联的H桥子模块的电容电压U_c1、U_c2……U_cN进行采样，并分别与子模块电容电压的给定值U_{c_ref}进行比较，对比较的结果分别进行电压环PI调节，再将N个PI调节的结果分别注入到调制波信号U_{ac_ref_new}中，得到控制每个H桥子模块的调制信号U_{c1_m}、U_{c2_m}……U_{cN_m}，再结合载波移相控制即可得到控制每个H桥子模块的PWM驱动信号。

进一步的，所述步骤4具体实现过程包括如下子步骤：

4.1)将采样得到的低压侧电容两端的输出电压U_dc与其参考电压值U_{dc_ref}进行比较，并对其输出的电压差值进行电压环PI调节，得到的输出为U_{dc_PI_out}，再将其乘以频率为f_h的单位正弦波，得到频率为f_h的输出信号U_{dc_PI_out_sin}；

4.2)当高压交流级的调制信号中叠加的是高频正弦信号时，对高频变压器的原边电流i_{_P}进行采样，并将4.1)中得到的U_{dc_PI_out_sin}作为电流i_{_P}的给定，与i_{_P}进行比较后对其输出的电流差进行电流环PI调节，得到的结果再和三角载波作比较产生PWM控制信号来驱动低压侧H桥的四个开关管；

4.3)当高压交流级的调制信号中叠加的是高频方波信号时，对低压直流级中的H桥采用移相控制，其驱动信号使用和叠加到调制信号中的高频方波信号频率一样的方波脉冲信号，但是其相位与高频方波信号的相位相差γ，当高频方波信号的相位超前于低压侧H桥控制信号相位γ角时，系统的能量由高压侧向低压侧传递，当高频方波信号的相位滞后于低压侧H桥控制信号相位γ角时，系统的能量由低压侧向高压侧传递，当γ为零时，系统不传递能量，通过控制移相角γ的正负可以实现能量的双向传递；将4.1)中得到的U_{dc_PI_out}作为移相控制的移相角γ。

作为前述高功率密度电力电子变压器拓扑结构的拓展，所述的串联谐振电路采用本发明中串联谐振电路以外的其他带通滤波器代替。

作为前述高功率密度电力电子变压器拓扑结构控制方法的拓展，所述的串联谐振电路采用本发明中串联谐振电路以外的其他带通滤波器代替。

与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果：

本发明提供的新型电力电子变压器拓扑结构直接在高压侧通过级联H桥和L_rC_r串联谐振以及高频隔离变压器构成串联谐振电路，输出一个高频波形，实现能量的传递。节省了大量的DC-DC变换模块，同时也大大降低了高压交流侧所使用的功率开关器件的数量，极大的降低了系统的体积和成本，提高了系统的工作效率，提高了电力电子变压器的功率密度。

附图说明

图1为实施例一提供的高功率密度电力电子变压器的单相拓扑结构，其中变压器原边同名端与串联谐振电路连接。

图2为N个全桥(H桥)子模块的级联电路。

图3为实施例二提供的高功率密度电力电子变压器的单相拓扑结构，其中变压器原边同名端与级联全桥电路连接。

图4为实施例三提供的单相桥臂串联多个新型高功率密度电力电子变压器拓扑的电路图，(a)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧串联输出。

图5为实施例三提供的单相桥臂串联多个新型高功率密度电力电子变压器拓扑的电路图，(a)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧串联输出。

图6为实施例四提供的高功率密度电力电子变压器的三相拓扑结构，(a)中为变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧串联输出。

图7为实施例四提供的高功率密度电力电子变压器的三相拓扑结构，(a)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧串联输出。

图8为实施例五提供的三相谐振电路共用一个谐振电容的高功率密度电力电子变压器三相拓扑结构，(a)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧串联输出。

图9为实施例五提供的三相谐振电路共用一个谐振电容的高功率密度电力电子变压器三相拓扑结构，(a)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧串联输出。

图10为实施例六提供的用变压器漏感代替谐振电感的高功率密度电力电子变压器单相拓扑，其中变压器原边同名端与串联谐振电路连接。

图11为实施例六提供的用变压器漏感代替谐振电感的高功率密度电力电子变压器单相拓扑，其中变压器原边同名端与级联全桥电路连接。

图12为实施例六提供的单相桥臂串联多个用变压器漏感代替谐振电感的高功率密度电力电子变压器拓扑的电路图，(a)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧并联输出，(b)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧串联输出。

图13为实施例六提供的单相桥臂串联多个用变压器漏感代替谐振电感的高功率密度电力电子变压器拓扑的电路图，(a)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧串联输出。

图14为实施例六提供的用变压器漏感代替谐振电感的高功率密度电力电子变压器的三相拓扑结构，(a)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧串联输出。

图15为实施例六提供的用变压器漏感代替谐振电感的高功率密度电力电子变压器的三相拓扑结构；(a)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧串联输出。

图16为实施例六提供的用变压器漏感代替谐振电感的三相谐振电路共用一个谐振电容的高功率密度电力电子变压器三相拓扑结构，(a)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与串联谐振电路连接，低压侧串联输出。

图17为实施例六提供的用变压器漏感代替谐振电感的三相谐振电路共用一个谐振电容的高功率密度电力电子变压器三相拓扑结构，(a)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧并联输出；(b)中变压器原边同名端与级联全桥电路连接，低压侧串联输出。

图18为本发明提供的高功率密度电力电子变压器拓扑结构高压交流侧的控制策略。

图19为高压交流侧桥臂子模块电容的均压控制策略。

图20为本发明提供的高功率密度电力电子变压器拓扑结构的等效电路图，其中变压器原边同名端与串联谐振电路连接。

图21为本发明提供的高功率密度电力电子变压器拓扑结构的等效电路图，其中变压器原边同名端与级联全桥电路连接。

图22为注入高频正弦波时低压侧H桥电路的控制策略。

图23为注入高频方波时低压侧H桥电路的控制策略。

具体实施方式

以下将结合具体实施例对本发明提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。

本发明提出的新型高功率密度电力电子变压器拓扑结构适用于中高压的交流电能与低压直流电能之间的转换。其拓扑结构由高压交流级、高频隔离变压器以及低压直流级组成，并在高压交流侧N个级联H桥子模块的桥臂支路上增加一组串联谐振电路。该新型拓扑每相只使用了一个桥臂，相比于传统每相使用2个桥臂的电力电子变压器而言，节省了一半的功率开关器件，且每相只使用了一个高频隔离变压器，因此也同时减少了变压器和低压侧H桥的数量，每相仅仅增加了一组串联谐振电路，从而极大的降低了系统的体积、重量以及制造成本，提高了电力电子变压器功率密度，从而提高了系统的工作效率。

高压交流级的每相包括N个级联的全桥子模块和L_rC_r串联谐振电路(或其它元器件构成的带通滤波器)。高频隔离变压器实现能量的传递和电气隔离。低压直流级由全桥或半桥电路和滤波电容构成。串联谐振电路由电感L_r和电容C_r串联组成，本发明也可以使用其它的模块或元器件代替电感L_r和电容C_r组成的串联谐振电路来构成带通滤波器，以达到同样的效果。

实施例一：

如图1所示的高功率密度电力电子变压器拓扑结构由高压交流级、高频隔离变压器以及低压直流级组成，其中高压交流级采用了一种新的拓扑结构，高压交流电源经过滤波电感L_f之后连接到N个级联的全桥子模块的输入端a，输入端a连接到第一个全桥子模块的左边桥臂的中间点。如图2所示，第一个全桥子模块右边桥臂的中间点连接到第二个全桥子模块左边桥臂的中间点，以此类推，第N-1个全桥子模块右边桥臂的中间点连接到第N个全桥子模块左边桥臂的中间点，第N个全桥子模块右边桥臂的中间点连到b点，且直接连接回到高压交流电源，构成工频信号的传递回路。这种新的拓扑结构同时在每相中增加了一组带通滤波器，由电感L_r和电容C_r串联组成，也可以由其它的器件组成，以实现同样的效果。串联谐振L_rC_r的一端与N个级联全桥子模块的输入端a连接，另一端与高频隔离变压器原边的同名端连接，而高频隔离变压器原边的异名端与N个级联全桥子模块的输出端b连接。高频隔离变压器、L_rC_r串联谐振以及N个级联的H桥一起构成串联谐振回路，输出一个高频的波形，实现能量的传递。其中高频隔离变压器起到能量传递和电气隔离的作用，同时实现高频交流电压的升降调节。低压直流级由一个全桥电路和滤波电容构成，主要负责将高频的交流电能转换为稳定的低压直流电能。

实施例二：

本例在实施例一的基础上进行扩展和变化。整个拓扑结构依然由高压交流级、高频隔离变压器以及低压直流级组成，如图3所示。高压交流电源经过滤波电感L_f之后连接到N个级联的全桥子模块的输入端a，N个级联的全桥子模块的结构和实施例一中所述的一致，N个级联全桥子模块的输出与高频隔离变压器原边的同名端相连，高频隔离变压器原边的异名端连接回到高压交流电源。L_rC_r串联谐振电路的一端与N个级联全桥子模块的输入端a连接，另一端连接到高频隔离变压器原边的异名端b。高压交流电源、N个级联的全桥子模块以及高频隔离变压器一起构成了工频信号的流通回路；N个级联的全桥子模块、高频隔离变压器以及L_rC_r串联谐振一起构成了串联谐振回路，输出一个高频的波形，实现能量的传递。高频隔离变压器以及低压直流级部分与实施例一中所述的一致。

更进一步的，当高压交流电源的电压等级比较高时，为了降低开关管的电压应力和开关损耗，可以在高压交流级的每相桥臂电路中使用两个或多个实施例一或实施例二中的拓扑结构串联的形式。如实施例三。

实施例三：

如图4(a)、图4(b)所示，整个拓扑结构依然由高压交流级、高频隔离变压器以及低压直流级组成，且高压侧级联的全桥个数、LC串联电路、高频隔离变压器以及低压侧H桥的数量是实施例一或实施例二中所述拓扑的多倍。当高压交流级每相桥臂电路中使用两个实施例一中所述拓扑结构串联的方式时，高压交流级电路的每相桥臂由2N个级联的全桥子模块构成。高压交流电源经过滤波电感L_f之后连接到2N个级联的全桥子模块的输入端a1，2N个级联的全桥子模块的结构和实施例一中所述的一致，2N个级联全桥子模块的输出端b2直接连接回到高压交流电源，构成工频信号的传递回路。L_r1C_r1串联谐振电路的一端与2N个级联全桥子模块中的第一个子模块的输入端a1连接，另一端与高频隔离变压器T₁原边的同名端连接，高频隔离变压器T₁原边的异名端与第N个全桥子模块的输出端b1连接。L_r2C_r2串联谐振电路的一端与第N+1个全桥子模块的输入端b1连接，另一端与高频隔离变压器T₂原边的同名端连接，高频隔离变压器T₂原边的异名端与第2N个全桥子模块的输出端b2连接。高压交流电源和2N个级联的全桥子模块一起构成了工频信号的流通回路。第1到第N个级联的全桥子模块、高频隔离变压器T₁以及L_r1C_r1串联谐振一起构成了第一个串联谐振回路；第N+1到第2N个级联的全桥子模块、高频隔离变压器T₂以及L_r2C_r2串联谐振一起构成了第二个串联谐振回路；这两个串联谐振回路都输出一个高频的波形，实现能量的传递。两个高频隔离变压器的作用与实施例一中所述的一致。低压直流级由两个H桥组成，如图4所示，两个H桥的输出既可以串联也可以并联来作为低压侧的输出。高频隔离变压器T₁副边的同名端与低压侧第一个H桥左边桥臂的中间点c1连接，T₁副边的异名端与低压侧第一个H桥右边桥臂的中间点d1连接。高频隔离变压器T₂副边的同名端与低压侧第二个H桥左边桥臂的中间点c2连接，T₂副边的异名端与低压侧第二个H桥右边桥臂的中间点d2连接。两个H桥的滤波电容C_dc1与C_dc2两端的电压串联或者并联后作为低压直流级的输出电压U_dc。

当高压交流级每相桥臂电路中使用两个实施例二中所述拓扑结构串联的方式时，高压交流级电路的每相桥臂由2个N个级联的全桥子模块以及2个高频隔离变压器构成，如图5(a)和图5(b)所示，高压交流电源经过滤波电感L_f之后连接到N个级联的全桥子模块中第一个子模块的输入端a1，第1个到第N个级联的全桥子模块的结构和实施例一中所述的一致，第N个级联的全桥子模块的输出端与高频隔离变压器T₁原边的同名端连接，高频隔离变压器T₁原边的异名端与第N+1个级联的全桥子模块的输入端b1连接，第N+1个到第2N个级联的全桥子模块的结构和实施例一中所述的一致，第2N个级联的全桥子模块的输出端与高频隔离变压器T₂原边的同名端连接，高频隔离变压器T₂原边的异名端b2直接连接回到高压交流电源。L_r1C_r1串联谐振电路的一端与级联的第1个全桥子模块的输入端a1连接，另一端连接到高频隔离变压器T₁原边的异名端。L_r2C_r2串联谐振电路的一端与级联的第N+1个全桥子模块的输入端b1连接，另一端连接到高频隔离变压器T₂原边的异名端b2。高压交流电源、第1到第N个级联的全桥子模块、第N+1到第2N个级联的全桥子模块以及两个高频隔离变压器一起构成了工频信号的流通回路。第1到第N个级联的全桥子模块、高频隔离变压器T₁以及L_r1C_r1串联谐振一起构成了第一个串联谐振回路；第N+1到第2N个级联的全桥子模块、高频隔离变压器T₂以及L_r2C_r2串联谐振一起构成了第二个串联谐振回路；这两个串联谐振回路都输出一个高频的波形，以实现能量的传递。两个高频隔离变压器的作用与实施例一中所述的一致。低压直流级由两个H桥组成，如图5所示，两个H桥的输出既可以串联也可以并联来作为低压侧的输出。高频隔离变压器T₁副边的同名端与低压侧第一个H桥左边桥臂的中间点c1连接，T₁副边的异名端与低压侧第一个H桥右边桥臂的中间点d1连接。高频隔离变压器T₂副边的同名端与低压侧第二个H桥左边桥臂的中间点c2连接，T₂副边的异名端与低压侧第二个H桥右边桥臂的中间点d2连接。两个H桥的滤波电容C_dc1与C_dc2两端的电压串联或者并联后作为低压直流级的输出电压U_dc。

实施例四：

进一步的，当把实施例一中所述的新型高功率密度电力电子变压器拓扑结构由单相扩展到三相时，整个拓扑结构依然由高压交流级、高频隔离变压器以及低压直流级组成。如图6(a)、(b)所示，高压交流级电路的每相桥臂由N个级联的全桥子模块、LC串联谐振电路以及高频隔离变压器组成，三相高压交流电源经过滤波电感L_f之后分别连接到三相N个级联的全桥子模块的输入端，L_r1C_r1串联谐振电路的一端与A相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_a原边的同名端；L_r2C_r2串联谐振电路的一端与B相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_b原边的同名端；L_r3C_r3串联谐振电路的一端与C相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_c原边的同名端；三相N个级联的全桥子模块的输出端、高频隔离变压器T_a原边的异名端、高频隔离变压器T_b原边的异名端以及高频隔离变压器T_c原边的异名端连在一起，构成电能的流通回路。三相高压交流电源和三相桥臂中的N个级联的全桥子模块一起构成了工频信号的流通回路。三相桥臂中的N个级联的全桥子模块分别与三个L_rC_r谐振电路以及三个高频隔离变压器构成三个串联谐振回路，三个串联谐振回路都输出一个高频的波形，以实现能量的传递。高频隔离变压器的作用与实施例一中所述的一致。低压直流级由三个H桥组成，三个H桥的输出既可以串联也可以并联来作为低压侧的输出。高频隔离变压器T_a副边的同名端与低压侧第一个H桥左边桥臂的中间点e1连接，T_a副边的异名端与低压侧第一个H桥右边桥臂的中间点f1连接。高频隔离变压器T_b副边的同名端与低压侧第二个H桥左边桥臂的中间点e2连接，T_b副边的异名端与低压侧第二个H桥右边桥臂的中间点f2连接。高频隔离变压器T_c副边的同名端与低压侧第三个H桥左边桥臂的中间点e3连接，T_c副边的异名端与低压侧第三个H桥右边桥臂的中间点f3连接。将3个H桥的滤波电容C_dc1、C_dc2和C_dc3两端的电压进行串联或者并联后作为低压直流级的输出电压U_dc。

当把实施例二中所述的新型高功率密度电力电子变压器拓扑结构由单相扩展到三相时，整个拓扑结构依然由高压交流级、高频隔离变压器以及低压直流级组成。如图7(a)和图7(b)所示，高压交流级电路的每相桥臂由N个级联的全桥子模块、LC串联谐振电路以及高频隔离变压器组成，三相高压交流电源经过滤波电感L_f之后分别连接到三相N个级联的全桥子模块的输入端，L_r1C_r1串联谐振电路的一端与A相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_a原边的异名端，高频隔离变压器T_a原边的同名端与A相N个级联的全桥子模块的输出端连接；L_r2C_r2串联谐振电路的一端与B相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_b原边的异名端，高频隔离变压器T_b原边的同名端与B相N个级联的全桥子模块的输出端连接；L_r3C_r3串联谐振电路的一端与C相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_c原边的异名端，高频隔离变压器T_c原边的同名端与C相N个级联的全桥子模块的输出端连接。高频隔离变压器T_a原边的异名端、高频隔离变压器T_b原边的异名端以及高频隔离变压器T_c原边的异名端连在一起，构成电能的流通回路。三相高压交流电源和三相桥臂中的N个级联的全桥子模块一起构成了工频信号的流通回路。三相桥臂中的N个级联的全桥子模块分别与三个L_rC_r谐振电路以及三个高频隔离变压器构成三个串联谐振回路，三个串联谐振回路都输出一个高频的波形，以实现能量的传递。高频隔离变压器的作用与实施例一中所述的一致。低压直流级由三个H桥组成，三个H桥的输出既可以串联也可以并联来作为低压侧的输出。高频隔离变压器T_a副边的同名端与低压侧第一个H桥左边桥臂的中间点e1连接，T_a副边的异名端与低压侧第一个H桥右边桥臂的中间点f1连接。高频隔离变压器T_b副边的同名端与低压侧第二个H桥左边桥臂的中间点e2连接，T_b副边的异名端与低压侧第二个H桥右边桥臂的中间点f2连接。高频隔离变压器T_c副边的同名端与低压侧第三个H桥左边桥臂的中间点e3连接，T_c副边的异名端与低压侧第三个H桥右边桥臂的中间点f3连接。将3个H桥的滤波电容C_dc1、C_dc2和C_dc3两端的电压进行串联或者并联后作为低压直流级的输出电压U_dc。

实施例五：

更进一步的，为了减少实施例四中所述的三相新型高功率密度电力电子变压器拓扑中器件的使用数量，进一步提高电力电子变压器的功率密度。在实施例四中根据实施例一扩展的三相拓扑的基础上，删去三相L_rC_r串联谐振电路中的电容C_r1、C_r2和C_r3，如图8(a)和图8(b)所示，直接将每相谐振电感L_r的一端与N个级联全桥子模块的输入端连接，另一端与高频隔离变压器原边的同名端连接，同时将三相N个级联的全桥子模块的输出端连在一起，将高频隔离变压器T_a、T_b和T_c原边的异名端连在一起，并在三相N个级联的全桥子模块的输出端以及三个高频隔离变压器T_a、T_b和T_c原边的异名端之间增加一个串联谐振电容C_r来代替原来的三个谐振电容。高频隔离变压器以及低压直流级与实施例四中所述的一致。

在实施例四中根据实施例二扩展的三相拓扑的基础上，删去三相L_rC_r串联谐振电路中的电容C_r1、C_r2和C_r3，直接将每相谐振电感L_r1、L_r2和L_r3的一端与每相N个级联全桥子模块的输入端连接，另一端连在一起与电容C_r的一端连接，C_r的另一端与三个高频隔离变压器T_a、T_b和T_c原边的异名端连接，从而来代替原来的三个谐振电容，如图9(a)和图9(b)所示，高频隔离变压器以及低压直流级与实施例四中所述的一致。

实施例六：

更进一步的，本发明所提出的拓扑中，L_rC_r串联谐振电路总是与高频隔离变压器连接的，因此为了降低上述实施例所述电路中器件的数量，可以使用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替串联谐振电路中的谐振电感L_r，并将高频隔离变压器中的漏感和原副边视为一个整体的高频隔离变压器，这样整个串联谐振电路只有一个电容C_r。实施例一所述的拓扑中，使用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替串联谐振电路中的电感L_r，串联谐振电路只由一个电容C_r组成。如图10所示，电容C_r的一端与N个级联全桥子模块的输入端a连接，另一端与高频隔离变压器原边的同名端连接，其他模块的连接方式和工作方式与实施例一一致。实施例二所述的拓扑中，使用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替串联谐振电路中的电感L_r，串联谐振电路只由一个电容C_r组成。如图11所示，电容C_r的一端与N个级联全桥子模块的输入端a连接，另一端与高频隔离变压器原边的异名端连接，其他模块的连接方式和工作方式与实施例二一致。实施例三中，当高压交流级每相桥臂电路中使用两个实施例一中所述拓扑结构串联的方式时，使用高频隔离变压器中的漏感L_lk1来代替串联谐振电路中的电感L_r1，串联谐振电路只由一个电容C_r1组成，如图12(a)和图12(b)所示，电容C_r1的一端与级联的第一个全桥子模块的输入端a1连接，另一端与高频隔离变压器T₁原边的同名端连接；使用高频隔离变压器中的漏感L_lk2来代替串联谐振电路中的电感L_r2，串联谐振电路只由一个电容C_r2组成，电容C_r2的一端与级联的第n+1个全桥子模块的输入端a2连接，另一端与高频隔离变压器T₂原边的同名端连接。其他模块的连接方式和工作方式与实施例三所述一致。实施例三中，当高压交流级每相桥臂电路中使用两个实施例二中所述拓扑结构串联的方式时，使用高频隔离变压器中的漏感L_lk1来代替串联谐振电路中的电感L_r1，串联谐振电路只由一个电容C_r1组成，如图13(a)和图13(b)所示，电容C_r1的一端与级联的第一个全桥子模块的输入端a1连接，另一端与高频隔离变压器T₁原边的异名端连接，使用高频隔离变压器中的漏感L_lk2来代替串联谐振电路中的电感L_r2，串联谐振电路只由一个电容C_r2组成，电容C_r2的一端与级联的第n+1个全桥子模块的输入端a2连接，另一端与高频隔离变压器T₂原边的异名端连接。其他模块的连接方式和工作方式与实施例三所述一致。在实施例四中根据实施例一扩展的三相拓扑的基础上，L_rC_r串联谐振电路中的电感L_r也可以使用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替，分别用漏感L_lk1、L_lk2和L_lk3代替谐振电感L_r1、L_r2和L_r3，三相的串联谐振电路分别只由一个电容C_r1、C_r2和C_r3组成，如图14(a)和图14(b)所示，电容C_r1、C_r2和C_r3的两端分别与三相N个级联子模块的输入端和三个高频隔离变压器T_a、T_b和T_c原边的同名端连接，其他模块的连接方式和工作方式与实施例四所述一致。在实施例四中根据实施例二扩展的三相拓扑的基础上，L_rC_r串联谐振电路中的电感L_r也可以使用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替，分别用漏感L_lk1、L_lk2和L_lk3代替谐振电感L_r1、L_r2和L_r3，三相的串联谐振电路分别只由一个电容C_r1、C_r2和C_r3组成，如图15(a)和图15(b)所示，电容C_r1、C_r2和C_r3的两端分别与三相N个级联子模块的输入端和三个高频隔离变压器T_a、T_b和T_c原边的异名端连接，其他模块的连接方式和工作方式与实施例四所述一致。实施例五中根据实施例一扩展的三相拓扑结构中串联谐振电路的电感L_r也可以使用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替，分别用漏感L_lk1、L_lk2和L_lk3代替谐振电感L_r1、L_r2和L_r3，高频隔离变压器T_a、T_b和T_c原边的同名端分别直接与三相N个级联子模块的输入端连接，如图16(a)和图16(b)所示，其他模块的连接方式和工作方式与实施例五所述一致。实施例五中根据实施例二扩展的三相拓扑结构中串联谐振电路的电感L_r也可以使用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替，分别用漏感L_lk1、L_lk2和L_lk3代替谐振电感L_r1、L_r2和L_r3，三相高压交流电经过滤波电感之后直接连接到谐振电容C_r的一端，谐振电容C_r的另一端与高频隔离变压器T_a、T_b和T_c原边的异名端连接，如图17(a)和图17(b)所示，其他模块的连接方式和工作方式与实施例五所述一致。

本发明对高压交流级的控制采用电压外环电流内环的双闭环控制策略，并往得到的调制波信号中叠加一个高频的信号作为新的调制波信号，且该信号的频率与谐振电路的谐振频率相等，大于工频，同时又小于开关频率。高压交流级中的级联H桥和L_rC_r串联谐振以及高频隔离变压器构成串联谐振电路，输出一个高频波形，实现能量的传递。对低压直流级全桥或半桥电路的控制采用调制方法也获得一个高频波形，从而实现高压侧与低压侧的能量传递。具体见以下实施例。

实施例七：

实施例一至实施例六中提供的高功率密度电力电子变压器拓扑结构的控制方法如下：

步骤1，对串联谐振电路中的电感L_r值以及电容C_r值进行设计与选取的时候，要使电路满足在工频以及开关频率处呈现的阻抗较大，在频率为f_h时电路处于串联谐振状态，且串联谐振电路的谐振频率与往调制波信号中叠加的高频信号的频率一致，为f_h。串联电感L_r以及串联电容C_r值的计算方法为：

当使用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替串联谐振电路中的谐振电感L_r时，漏感L_lk以及串联电容C_r值的计算方法也应符合以上公式，即用L_lk代替上式中L_r。

步骤2，对高压交流级的控制采用电压外环电流内环的双闭环控制策略，如图18所示，同时对各子模块H桥的电容进行均压控制，如图19所示。将子模块H桥的电容电压作为电压外环控制对象，将高压交流侧的电流作为电流内环控制对象，经过PI调节和坐标变换得到调制波的信号，并且往得到的调制波信号中叠加一个高频的信号作为新的调制波信号，且该信号的频率f_h与谐振电路的谐振频率相等，大于工频，同时又小于开关频率。该高频信号的幅值远小于调制波信号的幅值。根据叠加了高频信号的新调制波信号，再对桥臂中N个H桥子模块的电容进行均压控制，同时使用载波移相控制，产生相应的PWM驱动信号。本步骤通过在调制信号中叠加一个高频的信号来使得串联谐振电路工作，该高频信号既可以是高频的正弦信号，也可以是高频的方波信号，还可以是高频正弦信号和高频方波信号的叠加信号或者其他形式的信号。本步骤给出了叠加的高频信号是高频正弦信号和高频方波信号时的控制策略，叠加其他形式的高频信号时的控制策略与此类似。

具体实现过程为：

2.1)对新型高功率密度电力电子变压器拓扑中高压侧级联H桥的第一个子模块的电容电压U_c1、高压交流电源电压U_ac以及高压交流侧滤波电感的电流i_ac进行采样；

2.2)对采样得到的高压交流电源电压U_ac进行进行PLL锁相环锁相得到相位角θ。对采样得到的高压交流侧滤波电感的电流i_ac进行坐标变换，分别得到d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q；计算过程如下所示：

i_d＝i_αcosθ+i_βsinθ (2)

i_q＝-i_αsinθ+i_βcosθ (3)

其中，

i_α＝i_ac(ωt+θ) (4)

2.3)将采样得到的子模块电容电压值U_c1与其参考电压值U_{c1_ref}进行比较，并对其输出的电压差值进行电压环PI调节，得到的输出作为d轴电流分量的给定值i_{d_ref}；q轴电流分量的给定值i_{q_ref}设置为0；

2.4)将2.3)中得到的d轴电流分量的给定值i_{d_ref}与2.2)中得到的d轴电流分量i_d进行比较，并对其输出的电流差值进行电流环的PI调节，得到输出i_{d_PI_out}；将q轴电流分量的给定值i_{q_ref}与2.2)中得到的q轴电流分量i_q进行比较，并对其输出的电流差值进行电流环的PI调节，得到输出i_{q_PI_out}；然后再分别对d轴分量和q轴分量进行解耦运算，得到d轴和q轴的最终输出量：

i_{d_out}＝i_{d_PI_out}-i_q*ωL_f (6)

i_{q_out}＝i_{q_PI_out}-i_d*ωL_f (7)

其中ω为电网电压的角频率，为100πrad/s，L_f为高压交流侧的滤波电感。

再对i_{d_out}和i_{q_out}进行坐标反变换得到交流电压的调制波信号U_{ac_ref}；

2.5)在2.4)中得到的交流电压调制波信号U_{ac_ref}中叠加一个高频的信号，且该信号的频率f_h与权利要求1步骤1)中谐振电路的谐振频率相等，大于工频，同时又小于开关频率。该高频信号的幅值远小于调制波信号的幅值。将叠加了一个高频信号的调制波信号作为新的调制波信号U_{ac_ref_new}；

2.6)对N个级联的H桥子模块的电容电压U_c1、U_c2……U_cN进行采样，并分别与子模块电容电压的给定值U_{c_ref}进行比较(N个子模块电容电压的给定值相同)，对比较的结果分别进行电压环PI调节，再将N个PI调节的结果分别注入到调制波信号U_{ac_ref_new}中，得到控制每个H桥子模块的调制信号U_{c1_m}、U_{c2_m}……U_{cN_m}，再结合载波移相控制即可得到控制每个H桥子模块的PWM驱动信号。

步骤3，在使用了步骤2中的叠加了高频信号的调制波之后，桥臂中N个级联的全桥子模块可以等效成为一个交流电压源V_a，如图20和图21所示，该交流电压源V_a由工频的正弦信号V_l和高频信号V_h组成，其中工频正弦信号与高压交流电源构成回路，而高频信号通过谐振电路流向变压器的原边并向低压直流级传递能量。

步骤4，低压直流级的控制采用对输出电压U_dc的闭环控制，如图22和图23所示。当高压交流级的调制信号中叠加的是高频正弦信号时，采用电压外环电流内环的双闭环控制策略得到SPWM的调制波信号，且将低压侧的直流输出电压U_dc作为电压外环的控制对象，将高频变压器的原边电流作为电流内环控制对象。当高压交流级的调制信号中叠加的是高频方波信号时，则对低压直流级中的H桥采用移相控制，且通过对低压侧直流输出电压U_dc的闭环控制得到所需要的移相角γ。当叠加的高频信号是其他形式时，可以采用相似的控制策略。具体实现过程为：

4.1)将采样得到的低压侧电容两端的输出电压U_dc与其参考电压值U_{dc_ref}进行比较，并对其输出的电压差值进行电压环PI调节，得到的输出为U_{dc_PI_out}，再将其乘以频率为f_h的单位正弦波，得到频率为f_h的输出信号U_{dc_PI_out_sin}；

4.2)如图22所示，当高压交流级的调制信号中叠加的是高频正弦信号时，对高频变压器的原边电流i_{_P}进行采样，并将4.1)中得到的U_{dc_PI_out_sin}作为电流i_{_P}的给定，与i_{_P}进行比较后对其输出的电流差进行电流环PI调节，得到的结果再和三角载波作比较产生PWM控制信号来驱动低压侧H桥的四个开关管。

4.3)如图23所示，当高压交流级的调制信号中叠加的是高频方波信号时，对低压直流级中的H桥采用移相控制，其驱动信号使用和叠加到调制信号中的高频方波信号频率一样的方波脉冲信号，但是其相位与高频方波信号的相位相差γ，当高频方波信号的相位超前于低压侧H桥控制信号相位γ角时，系统的能量由高压侧向低压侧传递，当高频方波信号的相位滞后于低压侧H桥控制信号相位γ角时，系统的能量由低压侧向高压侧传递，当γ为零时，系统不传递能量，通过控制移相角γ的正负可以实现能量的双向传递。将4.1)中得到的U_{dc_PI_out}作为移相控制的移相角γ。

上述对高压交流级和低压直流级的控制方法是基于单相的新型高功率密度电力电子变压器拓扑，该控制方法同样适用于三相的新型高功率密度电力电子变压器拓扑，也适用于与本发明所提拓扑类似的其他拓扑。

本发明提供的新型高功率密度电力电子变压器拓扑及方法，可以实现能量的双向传递，能量既可以正向传递，由高压交流侧流向低压直流侧，也可以反向传递，由低压直流侧流向高压交流侧。

本发明直接在高压侧通过级联H桥和L_rC_r串联谐振以及高频隔离变压器构成串联谐振电路，输出一个高频波形，实现能量的传递。节省了大量的DC-DC变换模块，同时也大大降低了高压交流侧所使用的功率开关器件的数量，极大的降低了系统的体积和成本，提高了系统的工作效率，提高了电力电子变压器的功率密度。

本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.高功率密度电力电子变压器拓扑结构，其特征在于：所提的电力电子变压器拓扑包括高压交流级、高频隔离变压器及低压直流级，高压交流级包括高压交流电源、滤波电感、N个级联的全桥子模块、串联谐振电路，高压交流电源经过滤波电感之后连接到N个级联的全桥子模块的输入端，N个级联全桥子模块的输出端连接回到高压交流电源，构成工频信号的传递回路，串联谐振电路的一端与N个级联全桥子模块的输入端连接，另一端与高频隔离变压器原边的同名端连接，高频隔离变压器原边的异名端与N个级联全桥子模块的输出端连接，高频隔离变压器、串联谐振电路以及N个级联的全桥子模块一起构成串联谐振回路，输出高频波形，实现能量传递；所述高频隔离变压器用于进行能量传递和电气隔离，同时实现高频交流电压的升降调节；所述低压直流级包括全桥电路和滤波电容，用于将高频的交流电能转换为稳定的低压直流电能。

2.根据权利要求1所述的高功率密度电力电子变压器拓扑结构，其特征在于：所提的电力电子变压器拓扑包括高压交流级、高频隔离变压器及低压直流级，高压交流级包括高压交流电源、滤波电感、N个级联的全桥子模块、串联谐振电路，高压交流电源经过滤波电感之后连接到N个级联的全桥子模块的输入端，N个级联全桥子模块的输出端与高频隔离变压器原边的同名端相连，串联谐振电路的一端与N个级联全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器原边的异名端，高频隔离变压器原边的异名端连接回到高压交流电源，高压交流电源、N个级联的全桥子模块以及高频隔离变压器一起构成了工频信号的流通回路，N个级联的全桥子模块、高频隔离变压器以及串联谐振电路一起构成串联谐振回路，输出高频波形，实现能量传递；所述高频隔离变压器用于进行能量传递和电气隔离，同时实现高频交流电压的升降调节；所述低压直流级包括全桥电路和滤波电容，用于将高频的交流电能转换为稳定的低压直流电能。

3.根据权利要求1或2所述的高功率密度电力电子变压器拓扑结构，其特征在于：N个级联的全桥子模块、串联谐振电路、高频隔离变压器均为多组，低压直流级包括多个H桥，多个H桥的输出串联或并联后作为低压侧的输出。

4.高功率密度电力电子变压器拓扑结构，扩展为三相结构，其特征在于：其中每相均采用根据权利要求1或2所述的高功率密度电力电子变压器拓扑结构，三相高频隔离变压器副边H桥的输出经过串联或并联后作为低压侧的输出。

5.根据权利要求4所述的高功率密度电力电子变压器拓扑结构，其特征在于：三相的谐振电路共用一个谐振电容。

6.高功率密度电力电子变压器拓扑结构，其特征在于：采用根据权利要求1～5中任意一项所述的高功率密度电力电子变压器拓扑结构，并使用高频隔离变压器中的漏感来代替串联谐振电路中的谐振电感，并将高频隔离变压器中的漏感和原副边视为一个整体的高频隔离变压器。

7.高功率密度电力电子变压器拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，令串联谐振电路中的电感值以及电容值符合以下公式：

<mrow> <msqrt> <mfrac> <mn>1</mn> <mrow> <mi>L</mi> <mi>C</mi> </mrow> </mfrac> </msqrt> <mo>=</mo> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>r</mi> </msub> <mo>=</mo> <mn>2</mn> <msub> <mi>&amp;pi;f</mi> <mi>h</mi> </msub> </mrow>

使得电路满足在工频以及开关频率处呈现的阻抗较大，在频率为f_h时电路处于串联谐振状态，且串联谐振电路的谐振频率与往调制波信号中叠加的高频信号的频率一致，为f_h；

步骤2，对高压交流级的控制采用电压外环电流内环的双闭环控制策略，同时对各子模块H桥的电容进行均压控制，将子模块H桥的电容电压作为电压外环控制对象，将高压交流侧的电流作为电流内环控制对象，经过PI调节和坐标变换得到调制波的信号，并且往得到的调制波信号中叠加一个高频的信号作为新的调制波信号，且该信号的频率f_h与谐振电路的谐振频率相等，大于工频，同时又小于开关频率，该高频信号的幅值远小于调制波信号的幅值；根据叠加了高频信号的新调制波信号，再对桥臂中N个H桥子模块的电容进行均压控制，同时使用载波移相控制，产生相应的PWM驱动信号；

步骤3，在使用了步骤2中的叠加了高频信号的调制波之后，桥臂中N个级联的全桥子模块等效成为一个交流电压源，该交流电压源由工频的正弦信号和高频信号组成，其中工频正弦信号与高压交流电源构成回路，而高频信号通过谐振电路流向变压器的原边并向低压直流级传递能量；

步骤4，低压直流级的控制采用对输出电压的闭环控制，当高压交流级的调制信号中叠加的是高频正弦信号时，采用电压外环电流内环的双闭环控制策略得到SPWM的调制波信号，且将低压侧的直流输出电压作为电压外环的控制对象，将高频变压器的原边电流作为电流内环控制对象；当高压交流级的调制信号中叠加的是高频方波信号时，则对低压直流级中的H桥采用移相控制，且通过对低压侧直流输出电压的闭环控制得到所需要的移相角。

8.根据权利要求7所述的高功率密度电力电子变压器拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述步骤2具体实现过程包括如下子步骤：

2.1)对新型高功率密度电力电子变压器拓扑中高压侧级联H桥的第一个子模块的电容电压U_c1、高压交流电源电压U_ac以及高压交流侧滤波电感的电流i_ac进行采样；

2.2)对采样得到的高压交流电源电压U_ac进行进行PLL锁相环锁相得到相位角θ，对采样得到的高压交流侧滤波电感的电流i_ac进行坐标变换，分别得到d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q；计算过程如下所示：

i_d＝i_αcosθ+i_βsinθ (2)

i_q＝-i_αsinθ+i_βcosθ (3)

其中，

i_α＝i_ac(ωt+θ) (4)

<mrow> <msub> <mi>i</mi> <mi>&amp;beta;</mi> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>i</mi> <mrow> <mi>a</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mi>&amp;theta;</mi> <mo>+</mo> <mfrac> <mi>&amp;pi;</mi> <mn>2</mn> </mfrac> <mo>)</mo> </mrow> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>5</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>

2.3)将采样得到的子模块电容电压值U_c1与其参考电压值U_{c1_ref}进行比较，并对其输出的电压差值进行电压环PI调节，得到的输出作为d轴电流分量的给定值i_{d_ref}；q轴电流分量的给定值i_{q_ref}设置为0；

2.4)将2.3)中得到的d轴电流分量的给定值i_{d_ref}与2.2)中得到的d轴电流分量i_d进行比较，并对其输出的电流差值进行电流环的PI调节，得到输出i_{d_PI_out}；将q轴电流分量的给定值i_{q_ref}与2.2)中得到的q轴电流分量i_q进行比较，并对其输出的电流差值进行电流环的PI调节，得到输出i_{q_PI_out}；然后再分别对d轴分量和q轴分量进行解耦运算，得到d轴和q轴的最终输出量：

i_{d_out}＝i_{d_PI_out}-i_q*ωL_f (6)

i_{q_out}＝i_{q_PI_out}-i_d*ωL_f (7)

其中ω为电网电压的角频率，为100πrad/s，L_f为高压交流侧的滤波电感；

再对i_{d_out}和i_{q_out}进行坐标反变换得到交流电压的调制波信号U_{ac_ref}；

2.5)在2.4)中得到的交流电压调制波信号U_{ac_ref}中叠加一个高频的信号，且该信号的频率f_h与权利要求1步骤1)中谐振电路的谐振频率相等，大于工频，同时又小于开关频率；该高频信号的幅值远小于调制波信号的幅值；将叠加了一个高频信号的调制波信号作为新的调制波信号U_{ac_ref_new}；

2.6)对N个级联的H桥子模块的电容电压U_c1、U_c2……U_cN进行采样，并分别与子模块电容电压的给定值U_{c_ref}进行比较，对比较的结果分别进行电压环PI调节，再将N个PI调节的结果分别注入到调制波信号U_{ac_ref_new}中，得到控制每个H桥子模块的调制信号U_{c1_m}、U_{c2_m}……U_{cN_m}，再结合载波移相控制即可得到控制每个H桥子模块的PWM驱动信号。

9.根据权利要求7所述的高功率密度电力电子变压器拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述步骤4具体实现过程包括如下子步骤：

4.1)将采样得到的低压侧电容两端的输出电压U_dc与其参考电压值U_{dc_ref}进行比较，并对其输出的电压差值进行电压环PI调节，得到的输出为U_{dc_PI_out}，再将其乘以频率为f_h的单位正弦波，得到频率为f_h的输出信号U_{dc_PI_out_sin}；

4.2)当高压交流级的调制信号中叠加的是高频正弦信号时，对高频变压器的原边电流i_{_P}进行采样，并将4.1)中得到的U_{dc_PI_out_sin}作为电流i_{_P}的给定，与i_{_P}进行比较后对其输出的电流差进行电流环PI调节，得到的结果再和三角载波作比较产生PWM控制信号来驱动低压侧H桥的四个开关管；

4.3)当高压交流级的调制信号中叠加的是高频方波信号时，对低压直流级中的H桥采用移相控制，其驱动信号使用和叠加到调制信号中的高频方波信号频率一样的方波脉冲信号，但是其相位与高频方波信号的相位相差γ，当高频方波信号的相位超前于低压侧H桥控制信号相位γ角时，系统的能量由高压侧向低压侧传递，当高频方波信号的相位滞后于低压侧H桥控制信号相位γ角时，系统的能量由低压侧向高压侧传递，当γ为零时，系统不传递能量，通过控制移相角γ的正负可以实现能量的双向传递；将4.1)中得到的U_{dc_PI_out}作为移相控制的移相角γ。

10.根据权利要求1～9中任意一项所述的高功率密度电力电子变压器拓扑结构及其控制方法，其特征在于：所述的串联谐振电路采用其他带通滤波器代替。