CN107565841A - 一种钳位级联倍频多电平功率变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种钳位级联倍频多电平功率变换器及其控制方法，多电平功率变换器由多个逆变模块级联而成，每个级联模块由一个钳位五电平H桥逆变单元构成。高压直流电源接在逆变器的输入端，由均压电阻平衡各个模块的直流输入电压，对各模块IGBT进行开关控制，实现单个模块输出五电平阶梯波，通过对多个模块输出波形的叠加，形成多电平电压输出。多电平功率变换器控制方法，是通过设置不同的模块载波相位初始值，使得每个模块IGBT的PWM控制信号异步输出，各个模块输出的电压阶梯波串联叠加后形成多电平输出电压。本发明采用模块化设计，模块化级联实现增加输出阶梯波阶梯个数，减少IGBT开关频率，降低开关损耗，大大减小了输出谐波。

Description

一种钳位级联倍频多电平功率变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及基于钳位级联倍频的多电平功率变换器，单个逆变模块使用的功率器件少，开关损耗较小，电能转换效率高，系统为多模块化级联，保证了更高的输出功率，多电平的交流电压也使得输出电压谐波含量低，仅含有少量固定的高次谐波，更适用于高压直流到高压交流变换的大功率应用场合。

背景技术

大容量电力电子逆变装置在能源与电能变换中起着重要作用，广泛应用于国民经济的各个领域，特别是在大型油气输送，液化天然气及抽水蓄能变频装备中，这些装备的特点是超大容量，装备容量可在20～120MW,电压也在10KV以上。而单个电力电子器件的耐压等级是有限的，由于目前电力电子开关器件性能水平达到了瓶颈，所以只能从优化拓扑结构和控制方式入手解决问题，因此研究多电平模块化级联结构的功率变换器拓扑具有重要意义。

多个功率器件直接串联可以满足高压需求，但当多个器件直接串联，器件的均压问题将变得难以解决。将多个逆变器模块级联使用是一种降低单个器件的耐压能力的有效解决办法，如果输入端的输入电压为U_dc，N个逆变模块级联，每个模块的电容实现均压，则每个模块的电容承受的电压为U_dc/N，大大降低了电容电压和IGBT的耐压值，解决了功率开关耐压不足与高压大功率驱动之间的矛盾。此外由于采用模块化设计，非常易于维修和冗余设计，大大减少系统的维修时间，提高系统的可靠性。

对于单个逆变模块结构，传统的逆变模块的输出电压为2电平阶梯波，输出电压频率为IGBT的开关频率，使得如果要输出高频率的电压，就要大大提高IGBT的开关频率，不仅存在开关损耗，还很容易导致开关噪声的产生。因此研究开关频率较低、各个逆变模块电压应力较低、控制更简单的拓扑结构具有十分重要意义。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种钳位级联倍频多电平功率变换器及其控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种钳位级联倍频多电平功率变换器，包括多个级联的逆变模块，每个所述逆变模块包括一个钳位五电平H桥逆变单元；所述钳位五电平H桥逆变单元包括2个电容、8个IGBT及与所述IGBT反向并联的二极管，第一、第二、第三、第四IGBT串联形成左桥臂；第五、第六、第七、第八IGBT串联形成右桥臂；左桥臂、右桥臂并联；两个电容串联后，与左桥臂并联；当左桥臂第一IGBT V_i1和第二IGBTVi₂开通时，逆变单元输出电平当左桥臂第三V_i3、第四V_i4开通时，逆变单元输出电平当左桥臂第二IGBT V_i2、第三IGBT V_i3开通时，由于二极管钳位作用，在H桥逆变单元输出端输出零电平，左桥臂第二IGBT V_i2、第三IGBT之间输出电压为三电平阶梯波；右桥臂与左桥臂原理相同，输出电压波形也为三电平阶梯波，但两者之间存在相位差，使得输出波形为五电平阶梯波。

本发明还提供了一种上述钳位级联倍频多电平功率变换器的控制方法，包括以下步骤：

1)当控制周期信号使能时，DSP发出电压指令Uout，为保证H桥逆变单元中串联的IGBT不同时导通，每个H桥逆变单元的IGBT都加入开通延迟时间，保证V_i1和V_i3或V_i2和V_i4不同时导通，使得输出的电压信号存在一定偏差，为改善电压质量，在调制信号中加入死区补偿Δu，得到调制波Uref：

Uref＝Uout+Δu；

2)DSP发出载波信号Ur_i，每个逆变模块的三角载波的相位差为用N个峰值1V、相位依次相差θ的三角载波Ur₁、Ur₂…Ur_N与调制波比较后得到每个逆变模块的PWM控制信号，控制H桥逆变单元左桥臂功率管的开关，其中N为逆变模块数量；

3)将调试波Uref相位偏移180°得到Uref'，将Uref'与载波信号Ur_i比较后，得到控制H桥逆变单元右桥臂控制信号，控制H桥逆变单元右桥臂功率管的开关，使得每个模块IGBT的PWM控制信号异步输出，各个模块输出的电压阶梯波串联叠加后形成多电平输出电压。

Δu＝1.7us。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明采用了钳位级联倍频多电平功率变换器，高电压输入，多电平大功率输出，因为输入端采用同规格电容串联，并采用均压电阻，使得电容可以实现均等分压，提高了系统的耐压值，因采用模块化级联，输出电压为多电平，降低输出电压谐波，提高了输出交流电压的电能质量；同时模块化级联也提高系统的可靠性，大大减低了系统的维修时间。采用了多电平相移载波SPWM控制方法，PWM控制信号为调制波与载波比较产生，每个模块的载波信号Ur_i相位相差为π/N,使得每个模块输出阶梯电压存在相位差，将各个模块的输出电压串联，得到多电平电压。多电平电压降低了开关器件的耐压值，使得开关响应速度快，损耗小，改善了输出波形的质量。多电平电压经过LC滤波器，得到正弦波形。本发明采用模块化设计，模块化级联实现增加输出阶梯波阶梯个数，减少IGBT开关频率，降低开关损耗，大大减小了输出谐波。

附图说明

图1为钳位级联倍频多电平功率变换器结构示意图；

图2为二极管钳位H桥五电平逆变器结构示意图；

图3为二极管钳位H桥五电平逆变器工况示意图；

图4为左桥臂PWM波形原理；

图5为右桥臂PWM波形原理；

图6为钳位级联倍频多电平功率变换器控制方法；

图7为单极倍频载波移相调制示意图。

具体实施方式

如图1，本发明钳位级联倍频多电平功率变换器模块由多个逆变模块级联而成，每个模块由一个二极管钳位五电平H桥逆变单元构成，逆变输出电压串联，得到多电平阶梯波形。2个极性电容串联接在H桥逆变器的输入端，由高压直流电源向电容供电，逆变模块输出的多电平交流电压经过LC滤波器变成光滑的正弦波后连接于负载的两端。

如图2，二极管钳位H桥五电平逆变器由2个电容和8个IGBT及与之反向并联的二极管构成，钳位H桥五电平逆变器如图2所示，V_i1和V_i2开通时，逆变器输出电平当左桥臂V_i3和V_i4开通时，逆变器输出电平当左桥臂V_i2和V_i3开通时，由于二极管钳位作用，在逆变器输出端侧输出零电平，开关状态与输出电压关系如图3所示。右桥臂原理与左桥臂相同，输出电压波形也为三电平阶梯波，但两者之间存在相位差，输出的叠加波形为五电平阶梯波。使得输出频率较开关器件频率增加一倍，提高输出电压的频率，减少谐波，改善电能质量。将各H桥逆变输出电压串联后，接到LC滤波器后输出正弦波，其中，五电平H桥IGBT的PWM控制信号通过载波移相调制的方法产生。

本发明的方法包括以下步骤：

1)当控制周期信号使能时，DSP发出电压指令Uout,为了保证H桥逆变模块中串联的IGBT不同时导通，每个H桥逆变器的IGBT都加入开通延迟时间1.7us，保证V_i1和V_i3或V_i2和V_i4不同时导通。这使得输出的电压信号存在一定偏差，为改善电压质量，在调制信号中加入死区补偿Δu，得到调制波Uref:

Uref＝Uout+Δu

2)DSP发出载波信号Ur_i，因逆变系统含有多个逆变模块，每个模块的三角载波信号的相位差为用N个峰值为1V、相位依次相差θ的三角载波Ur₁、Ur₂…Ur_N与调制波比较后得到PWM控制信号，控制H逆变桥左桥臂V_i1和V_i3功率管的开关。其中控制H桥逆变器左桥臂V_i1和V_i3开关的电压信号为:Vs1_i。

Vs1_i＝Uref-Ur_i

当U_ref＞Ur_i时，控制V_i1的信号Vs1_i为高电平，开关V_i1导通，开关V_i3关断。当U_ref＜Ur_i时，开关V_i3导通，开关V_i1关断。为防止逆变模块短路，V_i1和V_i3不能同时导通，所以在保证V_i1和V_i3的驱动信号互补的同时也要加入死区时间，延迟开通时间。将载波向下平移一个单位，得到峰值为0的三角载波Un_i。

Un_i＝Ur_i-1

Un_i与调制波Uref比较后得到V_i2和V_i4开关的控制信号：Vs2_i。

Vs2_i＝Uref-Un_i

当Uref＞Un_i时，控制V_i2的信号Vs2_i为高电平，开关V_i2导通，开关V_i4关断。当Uref＜Un_i

时，开关V_i4导通，开关V_i2关断。为防止逆变模块短路，V_i2和V_i4不能同时导通，所以在保证V_i2和V_i4的驱动信号互补的同时也要加入死区时间，延迟开通时间。

因调制波为正弦波，在正半周期Vs2_i为高电平，V_i2恒通，V_i4恒断。Vs1_i为PWM调制波，V_i1交替开通。在负半周期Vs1_i为低电平，V_i3恒通，V_i1恒断，Vs2_i为PWM调制波，V_i4交替开通，波形如图4所示。

3)将调试波Uref相位偏移180°得到Uref'，将Uref'与载波Ur_i比较后，得到控制H桥右桥臂V_i1'和V_i3'的控制信号，将Uref'与载波Un_i比较后，得到控制H桥右桥臂V_i2'和V_i4'的控制信号，波形如图5所示。

二极管钳位H桥五电平逆变器由2个电容和8个IGBT及与之反向并联的二极管构成，当左桥臂V_i1和Vi₂开通时，逆变器输出电平当左桥臂V_i3和V_i4开通时，逆变器输出电平当左桥臂V_i2和V_i3开通时，由于二极管钳位作用，在逆变器输出端侧输出零电平，左桥臂Uan侧输出电压为三电平阶梯波；右桥臂原理与左桥臂相同，输出电压波形也为三电平阶梯波，但两者之间存在相位差，输出的叠加波形为五电平阶梯波。使得输出频率较开关器件频率增加一倍，提高输出电压的频率，减少谐波，改善电能质量。其中五电平H桥IGBT的PWM控制信号通过载波移相调制的方法产生。H桥逆变采用的是单极倍频载波移相调制，如图7所示，具体描述为，设一共有n个模块，则需要n个三角载波，每个载波之间错开相位，以第一个载波为起点，则第二个载波与第一个载波错开度，第三个与第一个载波错开度，依次类推，第n个模块的载波与第一个载波错开度。针对H桥的左右两个桥臂，将调制波与n个移相的载波调制后分别送入n各模块的左桥臂。将调制波反向后与同样的n个载波调制后送入H桥的右桥臂。从而产生多电平的交流信号，输出电压串联后通过LC滤波后变成光滑的正弦波后，供负载使用。

Claims (3)

1.一种钳位级联倍频多电平功率变换器，包括多个级联的逆变模块，每个所述逆变模块包括一个钳位五电平H桥逆变单元；其特征在于，所述钳位五电平H桥逆变单元包括2个电容、8个IGBT及与所述IGBT反向并联的二极管，第一、第二、第三、第四IGBT串联形成左桥臂；第五、第六、第七、第八IGBT串联形成右桥臂；左桥臂、右桥臂并联；两个电容串联后，与左桥臂并联；当左桥臂第一IGBT V_i1和第二IGBT Vi₂开通时，逆变单元输出电平当左桥臂第三V_i3、第四V_i4开通时，逆变单元输出电平当左桥臂第二IGBT V_i2、第三IGBT V_i3开通时，由于二极管钳位作用，在H桥逆变单元输出端输出零电平，左桥臂第二IGBT V_i2、第三IGBT之间输出电压为三电平阶梯波；右桥臂与左桥臂原理相同，输出电压波形也为三电平阶梯波，但两者之间存在相位差，使得输出波形为五电平阶梯波。

2.一种权利要求1所述钳位级联倍频多电平功率变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)当控制周期信号使能时，DSP发出电压指令Uout，为保证H桥逆变单元中串联的IGBT不同时导通，每个H桥逆变单元的IGBT都加入开通延迟时间，保证V_i1和V_i3或V_i2和V_i4不同时导通，使得输出的电压信号存在一定偏差，为改善电压质量，在调制信号中加入死区补偿Δu，得到调制波Uref：

Uref＝U out+Δu；

2)DSP发出载波信号Ur_i，每个逆变模块的三角载波的相位差为用N个峰值1V、相位依次相差θ的三角载波Ur₁、Ur₂…Ur_N与调制波比较后得到每个逆变模块的PWM控制信号，控制H桥逆变单元左桥臂功率管的开关，其中N为逆变模块数量；

3)将调试波Uref相位偏移180°得到Uref'，将Uref'与载波信号Ur_i比较后，得到控制H桥逆变单元右桥臂控制信号，控制H桥逆变单元右桥臂功率管的开关，使得每个模块IGBT的PWM控制信号异步输出，各个模块输出的电压阶梯波串联叠加后形成多电平输出电压。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，Δu＝1.7us。