CN114552986B - 基于电压举升技术的模块化多电平dc-dc升压变换器及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电压举升技术的模块化多电平DC‑DC升压变换器及方法，包括第一输入电感、第二输入电感、第一输入二极管、第二输入二极管、输入电容、上桥臂、下桥臂、输出电感和滤波电容；上桥臂包含N个依次串联的上桥单元，下桥臂包含M个依次串联的下桥单元。本发明电路结构简单，具有可拓展的模块化单元结构，利于变换器的集成开发与维护。低压侧电源输入电流连续，负载电流连续，对电源损耗较小。投入电路的M个上桥单元和下桥单元中的电容串联与输出电感、滤波电容进行串联谐振工作，改变下桥臂串联的下桥单元数目能够使变换器获得可变的高的输出电压增益，具有开环情况下稳定工作的特性，可用于直流变压器与新能源发电。

Description

基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器及方法

技术领域

本发明涉及高压直流电力电子变换技术，尤其涉及一种基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器及方法。

背景技术

在可再生能源发电系统中，由于单个燃料电池和太阳能电池产生的直流电压均较低，无法满足当今用电设备的用电需求，故需要在其中接入能将低电压转换为高电压的高增益DC-DC升压变换器。同时，由于高压直流输电在大容量远距离传输上具有不可比拟的优势和宽广的应用前景，对具有高升压比的DC-DC变换器的研制和创新吸引了国内外众多学者的目光。但目前的研究都聚集在中低压小功率DC-DC变换器，能够应用在高压大功率场合的直流变换器仍然有待研究。在这种背景下，具有可变高增益的模块化多电平变换器越来越受到人们的关注。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及到的缺陷，提供一种基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器及方法。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器，包括第一输入电感、第二输入电感、第一输入二极管、第二输入二极管、输入电容、上桥臂、下桥臂、输出电感和滤波电容；

所述上桥臂包含N个依次串联的上桥单元，下桥臂包含M个依次串联的下桥单元；

所述上桥单元包含第一上桥IGBT、第二上桥IGBT和上桥电容，其中，所述第一上桥IGBT、第二上桥IGBT内均反并联二极管；所述第一上桥IGBT的漏极和所述上桥电容的正极板相连，源极和所述第二上桥IGBT的漏极相连；所述第二上桥IGBT的源极和所述上桥电容的负极板相连；所述第一上桥IGBT的源极作为上桥单元的输入端，第二上桥IGBT的源极作为上桥单元的输出端；

所述下桥单元包含下桥IGBT、下桥二极管和下桥电容，其中，下桥IGBT的源极和所述下桥二极管的阴极相连，漏极和所述下桥电容的正极板相连；所述下桥电容的负极板和所述下桥二极管的阳极相连；所述下桥IGBT的源极作为下桥单元的输入端，下桥电容的负极板作为下桥单元的输出端；

所述第p个上桥单元的输入端和第p-1个上桥单元的输出端相连，第q个下桥单元的输入端和第q-1个下桥单元的输出端相连，p为大于1小于等于N的自然数，q为大于1小于等于M的自然数；

所述第1个上桥单元的输入端和外界低压侧电压源的正极、滤波电容的正极板相连；

所述第一输入电感的一端分别和第一输入二极管的阴极、外界低压侧电压源的负极相连，另一端分别和输入电容的正极板、第二输入二极管的阴极相连；

所述第二输入电感的一端分别和第一输入二极管的阳极、输入电容的负极板相连，另一端分别和第二输入二极管的阳极、第N个上桥单元的输出端、第1个下桥单元的输入端相连；

所述第N个下桥单元的输出端和所述输出电感的一端相连；

所述输出电感的另一端和所述滤波电容的负极板相连；

所述滤波电容的两端用于连接负载，滤波电容值远大于上桥电容、下桥电容的电容值。

作为本发明基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器进一步的优化方案，所述N取1，此时，变换器能够在开环工作下实现上桥单元和各个下桥单元的电容电压自均衡。

作为本发明基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器进一步的优化方案，采用载波移相脉宽调制策略控制第一输入电感、输入电容、第二输入电感、N个上桥单元、M个下桥单元的充放电状态。

本发明还公开了一种该基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器的驱动方法，包含以下步骤：

步骤1)，令j＝1；

步骤2)，计算P＝mod(j+N，N)，Q＝mod(j+M，M)，mod为取余函数；

步骤3)，关断所有上桥单元的第一上桥IGBT，开通所有上桥单元的第二上桥IGBT，第一输入二极管、第二输入二极管承受正向压降导通，外界低压侧电压源分别对第一输入电感、输入电容和第二输入电感充电储能；

开通所有下桥单元中的下桥IGBT，所有下桥单元中的下桥二极管承受反向压降截止，M个下桥单元中的下桥电容、输出电感、滤波电容串联谐振工作，由于滤波电容值远大于下桥单元中下桥电容的电容值，此时谐振频率由输出电感和M个下桥单元中的下桥电容决定，滤波电容释放能量为负载供电；

步骤4)，开通第P个上桥单元中的第一上桥IGBT，关断剩余上桥单元中的第一上桥IGBT；关断第P个上桥单元中的第二上桥IGBT，开通剩余上桥单元中的第二上桥IGBT；第一输入二极管、第二输入二极管承受反向压降截止，第一输入电感、输入电容、第二输入电感和外界低压侧电压源串联给第P个上桥单元中的上桥电容充电，第一输入电感、第二输入电感中的电流下降；

关断第Q个下桥单元的下桥IGBT，开通剩余下桥单元的下桥IGBT；第Q个下桥单元的下桥二极管承受正向压降导通，剩余下桥单元的下桥二极管承受反向压降截止，使得除去第Q个下桥单元以外的下桥单元的下桥电容、第P个上桥单元中的上桥电容、输出电感、滤波电容串联谐振工作；由于滤波电容值远大于上桥电容、下桥电容电容值，此时谐振频率由第P个上桥单元中的上桥电容、除去第Q个下桥单元以外的下桥单元的下桥电容、输出电感决定，当上桥电容、下桥电容的电容值相等时，谐振频率和步骤2)的谐振频率相同；

步骤5)，令j＝j+1，跳转执行步骤2)。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

结合电压举升技术，在相同的输入电压和工作占空比情况下，本发明公开的基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器可通过改变下桥臂串联配置的子模块数量，实现可变的电压增益；通过载波移相脉宽调制策略依次切换下桥臂投入电路的子模块，改变下桥臂串联的电容数量，与投入电路的上桥单元的电容工作匹配，使在每个工作模态下，均有M个电容与输出电感、滤波电容串联谐振。当下桥臂采用M个下桥单元情况下，本发明的电压增益为：G＝2M/(1-d)，d为电感充电比，为模态一在一个工作周期内的时间占比，也即，上桥单元中下IGBT的占空比，设下桥单元中开关管的占空比为D时，则d＝1-M(1-D)；此外，本发明电路输入电源电流连续，负载电流连续，不存在电路启动冲击电流问题，能够极大的延长输入电源的使用寿命，具有很广泛的应用前景。

附图说明

图1是本发明的电路示意图；

图2是本发明选择N＝1，M＝3时的电路图；

图3(a)、图3(b)分别是本发明中步骤3)、步骤4)的电路通断示意图；

图4(a)为本发明电路在Matlab/Simulink中高压侧输出电压V_H和低压侧电压源输入电压V_L的仿真波形；

图4(b)为本发明电路在Matlab/Simulink中第一输入电感L₁、第二输入电感L₂的电流波形的仿真波形；

图4(c)为本发明电路在Matlab/Simulink中第一个上桥单元、第一个下桥单元、第二个下桥单元、第三个下桥单元的输入输出端口电压的仿真波形；

图4(d)为本发明电路在Matlab/Simulink中负载电流i_o的仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。

应当理解，尽管这里可以使用术语第一、第二、第三等描述各个元件、组件和/或部分，但这些元件、组件和/或部分不受这些术语限制。这些术语仅仅用于将元件、组件和/或部分相互区分开来。因此，下面讨论的第一元件、组件和/或部分在不背离本发明教学的前提下可以成为第二元件、组件或部分。

参考图1，本发明公开了一种基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器电路，其包括：第一输入电感，第一输入二极管，输入电容，第二输入二极管，第二输入电感；上桥臂及与上桥臂串联的下桥臂以及输出电感、滤波电容组成的输出回路。其中，上桥臂串联N个上桥单元，分别为子模块1、2…N，子模块1、2…N均由同一结构的半桥电路构成，该半桥电路由两个反并联二极管的IGBT串联，两端再与一个电容并联组成；下桥臂串联M个半桥子模块，分别为子模块N+1、N+2…N+M，子模块N+1、N+2…N+M均由同一结构的半桥电路组成，该半桥电路由一个反并联二极管的IGBT与一个二极管串联，两端再与一个电容并联组成。

图1所示基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器电路中各器件的连接关系如下：低压侧电压源V_L的正极与上桥单元1的输入端口和滤波电容正极板连接，低压侧电压源V_L的负极与第一输入电感的一端和第一输入二极管的阴极连接，第一输入电感的另一端与输入电容的正极板、第二输入二极管的阴极连接；第二输入电感的一端与第一输入二极管的阳极、输入电容的负极板连接，第二输入电感的另一端与第二输入二极管的阳极和上、下桥臂的接点连接；变换器上桥臂串联N个相同的上桥单元：子模块1、2…N；下桥臂串联M个相同的下桥单元：子模块N+1、N+2…N+M；上桥单元N的输出端口与下桥单元N+1的输入端口连接，其连接点即为上、下桥臂的接点；输出电感的一端与下桥单元N+M的输出端口连接，输出电感另一端与滤波电容负极板连接，负载并联在滤波电容两端。

为说明变换器工作原理，本发明一实施例选取N＝1，M＝3，参考图2，上、下桥单元分别命名为：子模块1，子模块2，子模块3和子模块4，同时设置子模块电容C₂、C₃、C₄、C₅电容值相等。故稳态时，各子模块的直流侧电容电压平均值相等。输出电压值等于上、下桥臂投入电路的串联电容电压值之和。

本发明中，下桥单元开关管开关频率为f_s，上桥单元开关管开关频率为f_e，变换器工作频率为f_e，且变换器工作频率f_e等于M倍的下桥单元开关频率f_s。故在一个下桥臂开关周期T_s内，有M个工作周期T_e，且每一个工作周期T_e＝T_s/M。本实施例中，M＝3，故f_e＝3f_s，T_e＝T_s/3。

本发明电路在一实施例如图2所示情况下，一个周期的工作模态及具体实施方式：

模态一：

如图3(a)所示，变换器上桥单元1的下IGBT S₂导通，上IGBT S₁关断，此时电容C₂被旁路，第一输入二极管D₁和第二二级管D₂承受正向压降导通，第一输入电感L₁、输入电容C₁和第二输入电感L₂并联在低压侧电压源V_L两端，电压源V_L通过上桥单元1的下IGBT S₂和第二输入二极管D₂对第一输入电感L₁充电储能，同时，电压源V_L通过上桥单元1的下IGBT S₂和第一输入二极管D₁、第二输入二极管D₂对输入电容C₁充电储能，电压源V_L通过上桥单元1的下IGBT S₂和第一输入二极管D₁对第二输入电感L₂充电储能。显然，第一输入电感L₁、第二输入电感L₂在模态一阶段储存的能量与充电时间有关，令模态一在一个工作周期内的时间占比为d(d＝模态一持续时间/工作周期T_e)，且命名为电感充电比。同时，开通变换器下桥单元2、3、4的IGBT S₃、S₄和S₅，下桥单元2、3、4中的二极管承受反向压降截止，下桥臂的3个电容C₃、C₄、C₅与输出电感L_S、滤波电容C_H串联构成串联谐振回路。由于滤波电容C_H的电容值比子模块中的电容C₃、C₄、C₅的电容值大得多，所以在C₃、C₄、C₅、C_H、L_S串联谐振工作情况下，滤波电容C_H可忽略，故本实施例谐振回路的谐振频率为：

该模态下，高压侧大电容C_H释放能量对负载供电。

模态二：

如图3(b)所示，变换器上桥单元1的下IGBT S₂关断，上IGBT S₁导通，此时电容C₂被投入电路，第一输入二极管D₁和第二二级管D₂承受反向压降截止，第一输入电感L₁、输入电容C₁、第二输入电感L₂串联并通过上桥单元上IGBT S₁与电容C₂和低压侧电压源V_L形成回路放电，第一输入电感L₁电流i_L1和第二输入电感L₂电流i_L2线性下降至最小值。同时，关断下桥单元2的IGBT，下桥单元2中的二极管自动换向导通，电容C₃被旁路，开通下桥单元3和4的IGBT，下桥单元3和4的二极管承受反向压降截止，电容C₂、C₄、C₅与输出电感L_S、滤波电容C_H形成串联谐振回路。由于此时串联谐振工作的电容数量与模态一时相同，且各子模块中电容值相等，故模态二的谐振频率维持在f_r不变。

在模态一时，电容C₃、C₄、C₅串联为输出端V_H供电，电容器两端电压设为V_Cj(j＝3,4,5)，故高压侧电压V_H可表示为：V_H＝V_C3+V_C4+V_C5；在模态二时，电容器C₂、C₄、C₅串联为输出端V_H供电，故高压侧电压V_H可表示为：V_H＝V_C2+V_C4+V_C5。由于滤波电容C_H足够大，高压侧电压V_H可视为恒定，通过比较上述两式可知：V_C2＝V_C3。该变换器采用载波移相脉宽调制策略，结合下面工作周期的子模块电容投切状态，易得出：上、下桥单元电容器两端电压相等，即：V_C2＝V_C3＝V_C4＝V_C5＝V_C，实现了电容器电压自均衡。故在整个工作周期下，高压侧电压V_H恒定为：V_H＝3V_C。

定义各子模块输入输出端口电压降为各子模块输出电压V_i(i＝1,2,3,4)，如图2所示，故高压侧输出电压V_H可表示为：V_H＝V₁+V₂+V₃+V₄，当各子模块上桥臂开关管导通、下桥臂开关管或二极管关断时，V_C2＝V₁，V_C3＝V₂，V_C4＝V₃，V_C5＝V₄。在载波移相脉宽调制策略工作下，每个工作周期的每个模态下，依次有一个子模块的输出电压V_i＝0(i＝1,2,3,4)。

在模态一时，第一输入电感L₁、第二输入电感L₂、输入电容C₁充电储能，有如下公式：

V_L1＝V_L2＝V_C1＝V_L (2)

模态一的工作时间为dT_e，式(2)中，V_L1和V_L2分别是第一输入电感L₁和第二输入电感L₂两端的电压，V_L为低压侧电压源输出的电压，V_C1是输入电容C₁两极的电压。

在模态二时，第一输入电感L₁、第二输入电感L₂和输入电容C₁释放能量，有如下公式：

-V_C1+V_C2+V_L1+V_L2＝V_L (3)

由于V_C1＝V_L，且L₁＝L₂，故V_L1＝V_L2，代入式(3)可得：

模态二的工作时间为(1-d)T_e。

根据式(2)和式(4)，由电感L₁伏-秒平衡原理可得：

由式(5)可得：

上式中，d为模态一在一个工作周期内的时间占比，即变换器上桥单元1中下IGBTS₂的占空比，故d＝模态一持续时间/工作周期T_e，当变换器下桥单元2、3、4中开关管的占空比为D时，有如下公式：

d＝1-3(1-D) (7)

由于变换器可实现上、下桥单元电容电压自均衡，故

故本实施例下，变换器高压侧输出电压表达式为：

由此可得本发明一实施例的增益因子表达式为：

当下桥单元数量为M时，本发明电路的增益因子表达式G为：

本发明一实施例电路采用载波移相控制策略，模态一时下桥臂M个下桥单元的IGBT均触发导通，模态二时下桥臂M-1个下桥单元的IGBT触发导通，故下桥臂开关管依次移相2π/M导通。为确保下桥臂至少有M-1个电容器接入回路，通常要求下桥单元开关管占空比D大于1-1/M，在本实施例中，D>2/3。上桥单元1的上、下IGBT S₁和S₂互补导通，此外，变换器下桥臂各下桥单元的投切状态必须与变换器上桥单元的投切状态互补，以保证任何时刻均有M个电容串联接入回路。

需要指明的是，本发明中上桥单元数量可为多个，但在该发明使用载波移相脉宽调制控制策略下，上桥单元的数目对变换器升压比无影响，且当下桥单元数量为M个时，上桥臂可用一个子模块实现稳定工作，并可在开环情况下实现子模块电容电压自均衡。

如图4(a)、图4(b)、图4(c)、图4(d)分别给出了本发明电路在选取N＝1、M＝3、低压侧电压源V_L＝20V、下桥单元中开关管占空比D＝0.9、电感充电比d＝0.7、第一输入电感和第二输入电感L₁＝L₂＝220μH、输入电容C₁＝300μF、上桥电容和下桥电容C₂＝C₃＝C₄＝C₅＝50μF、输出电感L_S＝160μH、滤波电容C_H＝2200μF、负载电阻R_L＝1600Ω、上桥单元开关管开关频率f_s＝3kHz、下桥单元开关管开关频率f_e＝1kHz时，该变换器在Matlab/Simulink下的仿真结果。其中，图4(a)由上向下分别给出了高压侧输出电压V_H和低压侧电压源输入电压V_L的仿真波形。图4(b)由上向下分别给出了第一输入电感L₁、第二输入电感L₂的电流波形i_L1和i_L2。图4(c)由上向下分别给出了第一个上桥单元、第一个下桥单元、第二个下桥单元、第三个下桥单元的输入输出端口电压波形V_i(i＝1,2,3,4)。图4(d)给出了负载电流i_o波形。

综上所述，本发明电路具有较高的电压增益，电源电流连续，负载电流连续，具有直通和开路抗扰度，且能够在开环状态下稳定工作。

本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器，其特征在于，包括第一输入电感、第二输入电感、第一输入二极管、第二输入二极管、输入电容、上桥臂、下桥臂、输出电感和滤波电容；

所述上桥臂包含N个依次串联的上桥单元，下桥臂包含M个依次串联的下桥单元；

所述上桥单元包含第一上桥IGBT、第二上桥IGBT和上桥电容，其中，所述第一上桥IGBT、第二上桥IGBT内均反并联二极管；所述第一上桥IGBT的漏极和所述上桥电容的正极板相连，源极和所述第二上桥IGBT的漏极相连；所述第二上桥IGBT的源极和所述上桥电容的负极板相连；所述第一上桥IGBT的源极作为上桥单元的输入端，第二上桥IGBT的源极作为上桥单元的输出端；

所述下桥单元包含下桥IGBT、下桥二极管和下桥电容，其中，下桥IGBT的源极和所述下桥二极管的阴极相连，漏极和所述下桥电容的正极板相连；所述下桥电容的负极板和所述下桥二极管的阳极相连；所述下桥IGBT的源极作为下桥单元的输入端，下桥电容的负极板作为下桥单元的输出端；

所述第p个上桥单元的输入端和第p-1个上桥单元的输出端相连，第q个下桥单元的输入端和第q-1个下桥单元的输出端相连，p为大于1小于等于N的自然数，q为大于1小于等于M的自然数；

所述第1个上桥单元的输入端和外界低压侧电压源的正极、滤波电容的正极板相连；

所述第一输入电感的一端分别和第一输入二极管的阴极、外界低压侧电压源的负极相连，另一端分别和输入电容的正极板、第二输入二极管的阴极相连；

所述第二输入电感的一端分别和第一输入二极管的阳极、输入电容的负极板相连，另一端分别和第二输入二极管的阳极、第N个上桥单元的输出端、第1个下桥单元的输入端相连；

所述第M个下桥单元的输出端和所述输出电感的一端相连；

所述输出电感的另一端和所述滤波电容的负极板相连；

所述滤波电容的两端用于连接负载，滤波电容值远大于上桥电容、下桥电容的电容值。

2.根据权利要求1所述的基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器，其特征在于，所述N取1，此时，变换器能够在开环工作下实现上桥单元和各个下桥单元的电容电压自均衡。

3.根据权利要求1所述的基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器，其特征在于，采用载波移相脉宽调制策略控制第一输入电感、输入电容、第二输入电感、N个上桥单元、M个下桥单元的充放电状态。

4.基于权利要求1所述的基于电压举升技术的模块化多电平DC-DC升压变换器的驱动方法，其特征在于，包含以下步骤：

步骤1），令j=1；

步骤2），计算P=mod（j+N，N），Q=mod（j+M，M），mod为取余函数；

步骤3），关断所有上桥单元的第一上桥IGBT，开通所有上桥单元的第二上桥IGBT，第一输入二极管、第二输入二极管承受正向压降导通，外界低压侧电压源分别对第一输入电感、输入电容和第二输入电感充电储能；

开通所有下桥单元中的下桥IGBT，所有下桥单元中的下桥二极管承受反向压降截止，M个下桥单元中的下桥电容、输出电感、滤波电容串联谐振工作，由于滤波电容值远大于下桥单元中下桥电容的电容值，此时谐振频率由输出电感和M个下桥单元中的下桥电容决定，滤波电容释放能量为负载供电；

步骤4），开通第P个上桥单元中的第一上桥IGBT，关断剩余上桥单元中的第一上桥IGBT；关断第P个上桥单元中的第二上桥IGBT，开通剩余上桥单元中的第二上桥IGBT；第一输入二极管、第二输入二极管承受反向压降截止，第一输入电感、输入电容、第二输入电感和外界低压侧电压源串联给第P个上桥单元中的上桥电容充电，第一输入电感、第二输入电感中的电流下降；

关断第Q个下桥单元的下桥IGBT，开通剩余下桥单元的下桥IGBT；第Q个下桥单元的下桥二极管承受正向压降导通，剩余下桥单元的下桥二极管承受反向压降截止，使得除去第Q个下桥单元以外的下桥单元的下桥电容、第P个上桥单元中的上桥电容、输出电感、滤波电容串联谐振工作；由于滤波电容值远大于上桥电容、下桥电容电容值，此时谐振频率由第P个上桥单元中的上桥电容、除去第Q个下桥单元以外的下桥单元的下桥电容、输出电感决定，当上桥电容、下桥电容的电容值相等时，谐振频率和步骤2）的谐振频率相同；

步骤5），令j=j+1，跳转执行步骤2）。