CN105896966A - 一种高变比的模块化多电平dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高变比的模块化多电平DC‑DC变换器及其控制方法，与传统的两电平电路比较，采用模块化结构实现了DC‑DC变换，可提高电能的转换效率并应用于中高压配电线路中。尽管多电平逆变器需要复杂的平衡控制，但它能输出多电平电压改善波形质量。本发明中提出了一种新的电路的拓扑结构和控制方法，在原有传统DC‑DC改变占空比调压方式下，提出通过改变子模块的数目来进行调压，从而达到满足负荷要求的电压值，实现了高变比的DC‑DC变换器。通过电容与输出电感回路形成谐振，将能量从低压侧传送至高压侧给负载供电，模块化多电平DC‑DC结构可以在新能源发电中推广应用。

Description

一种高变比的模块化多电平DC-DC变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及MMC式高压电力电子变换领域，特别是一种高变比的模块化多电平DC-DC变换器及其控制方法。

背景技术

发展高压直流电网是解决电能大容量远距离传输及新能源汇集的有效手段,高压大容量DC-DC变换器是实现不同电压等级的直流电网线路之间互联的关键设备,也是制约直流电网广泛应用的主要技术因素之一。对高压DC-DC变换器的研制不仅有利于电力系统直流电网的互联，还有利于提高电网的稳定性，这对我国国民经济的发展具有重大意义。

目前研究的工作主要集中于DC-DC变换器在中低压小功率应用场合,中低压小功率的技术研究得到了快速发展，然而其在高压大容量场合的应用研究较少。与传统的两电平变换器相比，模块化多电平DC-DC能在很大程度上减小输出电压的谐波成分。对于二极管钳位的逆变器需要大量的二极管，该逆变电路还存在电容电压不平衡的问题，使得系统在实际投入运行时会受到一定的限制。而对于传统的飞跨电容器构成的逆变器，需要大量的电容器串联连接。其他的电路图扑结构如输入并联--输出串联逆变器，该电路利用谐振子模块来提高电能变换的效率并且实现大功率变换，但是此电路的最大缺陷是需要大量的隔离变压器，这样使得两绕组之间的电势差很大，出于对电路成本及结构的考虑，大功率变换问题并没有得到很好的解决。针对上述DC-DC变换器存在的一些不足之处，本发明提出了一种中高压大功率模块化DC-DC变换器及其移相控制方法。

对于目前非隔离型DC-DC变换电路优势很明显，省去了高频变压器，而一般采用的提高变比的策略主要是采用移相以及改变高频变压器的分接头来调整输出电压；而本发明通过提高模块数来提高变比，采用整体电压平衡控制与单个子模块电压平衡控制相结合的控制方法，并通过PWM调制技术将信号分配至各个开关管；并且在闭环控制策略下具有良好的性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种高变比的模块化多电平DC-DC变换器及利用电路的特有的拓扑结构进行控制，其电路的特征及步骤如下：

一种高变比的模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，包括上桥臂和与所述上桥臂串联的下桥臂；所述上桥臂包括M个串联的下桥子模块；所述下桥臂包括N个串联的上桥子模块，且N＝k*M，k为整数；所述上桥臂、下桥臂的连接点接输入滤波电感；所述上桥臂、输出滤波电感、直流侧电容、下桥臂连接形成回路。

本发明中，M＝2；N＝4。

上述高变比的模块化多电平DC-DC变换器控制方法，包括以下几个方面：

a)输出电压控制：采样桥臂输出电压v_H，将输出电压参考值v_ref减去v_H，将误差送入低通滤波器得到直流成分，之后经电压控制器Hv及限幅后，加上0.5，从而获得模块的调制信号d^*；

b)上桥臂电容电压平衡控制：首先通过电压互感器分别测量出上桥臂各个子模块的电容两端的电压v_C1、v_C3与v_C2、v_C4，电压偏差记为Δu₁＝v_C1-v_C3和Δu₂＝v_C2-v_C4；通过sign函数求取上桥臂电流i_N的正负号，输出值与误差Δu₁相乘，然后通过k比例调节输出占空比微调信号Δd₁，则可以获得上桥臂模块1和模块3占空比信号D+Δd₁，D-Δd₁；同理，对电容2、4两端的电压作相应的处理，将相应的电压偏差信号经过比例控制的输出叠加到上桥子模块的调制信号中；

c)下桥臂电容电压平衡控制：先采样下桥臂各个电容电压值v_Cj，计算下桥臂子模块的参考电压v_Mref：表示下桥臂子模块电压的平均值；将下桥臂各模块电压信号v_Cj与平均值相减，将电压偏差信号送入低通滤波器，再经过比例控制kp和限幅调整之后，将其与调制信号d^*叠加可得下桥臂子模块的电压调制信号d_j ^*；

d)移相调制策略：各子模块的电压设为v_Cj(j＝1,2...6)，上桥臂的每个子模块的开关频率和占空比均相等，仅在相位上有所不同，上桥子模块的脉冲调制信号从模块1至模块4依次滞后90°，PWM信号从模块1到模块4分别移相0°,90°,180°,270°，下桥臂两个子模块开关状态与上桥臂子模块的开关状态是互补的；下桥臂子模块5的脉冲信号与子模块1、3的脉冲信号互补，下桥臂子模块6的脉冲信号与子模块2、4的脉冲信号互补；通过这种脉冲分配方式能有效确保高压侧直流电压的脉动在很小的范围。

本发明通过提高模块数来提高变比，采用整体电压平衡控制与单个子模块电压平衡控制相结合的控制方法，并通过PWM调制技术将信号分配至各个开关管；并且在闭环控制策略下具有良好的性能。与传统的两电平电路比较，采用模块化结构实现了DC-DC变换，可提高电能的转换效率并应用于中高压配电线路中，能输出多电平电压改善波形质量。本发明提出了一种新的电路的拓扑结构和控制方法，在原有传统DC-DC改变占空比调压方式下，提出通过改变子模块的数目来进行调压，从而达到满足负荷要求的电压值，实现了高变比的DC-DC变换器。通过电容与输出电感回路形成谐振，将能量从低压侧传送至高压侧给负载供电，模块化多电平DC-DC结构可以在新能源发电中推广应用。

附图说明

图1(a)为本发明一实施例高变比的模块化多电平DC-DC变换器结构图；图1(b)为上桥子模块结构图；图1(c)为下桥子模块结构图；

图2(a)为本发明一实施例一种模块化多电平DC-DC变换器工作模式电路图(电感储存能量模式)；图2(b)为本发明一实施例一种模块化多电平DC-DC变换器工作模式电路图(电感释放能量模式)；

图3(a)为上桥臂子模块电容电压控制框图；图3(b)为上桥臂电容2、4电压平衡控制图；图3(c)为下桥臂直流侧电容电压控制图；图3(d)为输出电压反馈控制图。

具体实施方式

图1(a)为一种高变比的模块化多电平DC-DC变换器，是由上下两部分组成，下侧采用多个模块串联形式(见附图1取N＝4，M＝2的情形)，下桥臂的子模块数为M，子模块5和子模块6均由一个半桥电路组成，如图1(b)；上桥臂的子模块数为N,且有N＝k*M(k为整数)，上侧是由子模块1至模块4串联组成，上侧的子模块由一个IGBT反向并联一个二极管再与另一个二极管串联，两端再与电容并联组成，如图1(c)；低压输入侧与高压输出侧分别串接滤波电感L与L_S组成主电路。设流入低压侧电感的电流为i_L，上桥臂子模块电流为i_N，下桥臂子模块电流为i_M；稳态时，各子模块的直流侧电容C且电压平均值相同；

本发明电路工作模式及具体实施方式：

电感储存能量模式(模式一)，如图2(a)：

子模块5和子模块6下桥臂开关管导通，此时两个电容C₅和C₆均被旁路，低压侧电源v_L通过电感L及两开关管形成回路；从该回路分析可知，低压侧电源直接加在电感L的两侧，电源向电感L充电，电感在此阶段储存的能量与导通时间密切相关；与此同时，模块1至模块4的四个电容串联接入回路中，与高压侧电感Ls串联形成谐振，再与高压侧电容C_H一起形成谐振回路；由于电容C_H很大，谐振主要由子模块电容决定，故谐振回路的谐振频率为：

$f_H=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_{S}C/N}}$

该模式下，低压侧电感流入的电流i_L为下桥臂电流i_M与下桥臂电流i_N之和，高压侧电压由高压侧大电容C_H维持；

电感释放能量模式(模式二)，如图2(b)：

在电感释放能量过程中，电容器C₅接入电路中且子模块1的电容器从电路中旁路，由于低压侧电感比较大，因而可将其看成一个电流源；这种模式下电路的谐振频率取决于串入的等效电容器以及串入的电感Ls，当上桥臂切除的电容器与下桥臂投入的电容器在数值上相等时，能够保持谐振频率维持在f_H不变；由于串入的电容器上的电压v_C5大于电压v_L，故电感电流i_L逐渐减小；

上桥臂旁路电容器的子模块中电流流经二极管，二极管的单相导电性决定了电流值i_N不可能出现负值，当电路的实际谐振频率高于所求得的频率f_H时，高压侧电流i_N减小到0，即电流出现断续，整个电路工作在电流断续模式，此时，输出电流i_N＝0，电流i_L与电流i_M相等；

上桥臂电压与开关状态有关，其表达式如下：

v_N＝k₁v_c1+k₂v_c2+k₃v_c3+k₄v_c4；

下桥臂电压为:

v_M＝k₅v_c5+k₆v_c6；(k_j表示状态)；

任意时刻k_j(j＝1,2...6)必须满足

上桥臂模块电压v_N范围为3v_ave～4v_ave，下桥臂模块电压v_M范围为0～v_ave；v_ave为子模块的平均电压；

在电路的一个控制周期内，模式一和模式二中，电感在模式一情况下储能与工作于模式二下电感释放能量应保持平衡，即电流的增量与减少量在一个周期内相等。可以得到：

$\frac{v_L}{L}{T}_{c}d=\frac{(v_{Cj}-v_L)(1-d)}{L}{T}_c;$

由此可得到；在模式2下，v_C5或v_C6电容电压高于低压侧的电压v_L，电感释放能量，电流减小。

一个控制周期内，求出上桥臂电压平均值v_Navg：

$v_{Navg}=\[T_{c}d\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{Cj}+\frac{(1-d)(N-1)}{N}{T}_c\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{Cj}\]/T_c;$

求出下桥臂电压平均值：

$v_{Mavg}=\[0*d*T_c+T_c*\frac{1-d}{M}{\mathrm{\Σ}}_{j=M+1}^{M+N}{v}_{Cj}\]/T_c;$

由上述两式可得高压侧输出电压平均值为：

$v_{Havg}=v_{Navg}+v_{Mavg}=\frac{N-1+d}{N}{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^N{v}_{Cj}+\frac{1-d}{M}{\mathrm{\Σ}}_{j=M+1}^{M+N}{v}_{Cj}$

进而：

低压侧与高压侧功率守恒，则有下式成立:

I_L*v_L＝I_H*v_H；

电容电压钳位机制：当电路工作于模式一时，高压侧直流电压由上桥臂电容C1、C2、C3、C4共同维持，由于电路在交流成分作用时处于谐振状态，其电压降很小基本可忽略不计；故此时输出的电压为v_H＝v_c1+v_c2+v_c3+v_c4；当电路工作于模式二时，输出电压由C2、C3、C4、C5共同支撑，与之前分析类似，v_H＝v_c2+v_c3+v_c4+v_c5。据此可得：v_C1＝v_C3＝v_C5，v_C2＝v_C4＝v_C6；上桥臂子模块电容电压被钳位，因而通过平衡下桥臂子模块的电容电压能够使所有模块电容电压在稳态时保持相等；

图3(a)为上桥臂子模块电容电压控制框图：首先通过电压互感器分别测量出上桥臂各个子模块的电容两端的电压v_C1、v_C3与v_C2、v_C4，再分别计算出电容1、3电压的平均值v_ave1和电容2、4电压的平均值v_ave2。由于实际中电容及电路参数的影响，上桥臂电容上的电压会出现不平衡，其电压偏差记为Δu₁＝v_C1-v_C3和Δu₂＝v_C2-v_C4，之后进行电容电压比较及电流i_N流向来分配占空比。若v_c1＞v_c3，电容1的电压高于电容3两端的电压且i_N＞0时，为维持电压平衡，增加上桥臂开关1的占空比相应减小上桥臂开关3的占空比；若v_c1＞v_c3且i_N＜0时，为维持电压平衡，减小上桥臂开关1的占空比相应增加上桥臂开关3的占空比；如图3(a)所示；同理，上桥臂电容2、4电压平衡控制如图3(b)所示。

图3(c)为下桥臂直流侧电容电压控制图：先采样下桥臂各个电容电压值v_Cj，由此计算下桥臂子模块的参考电压v_Mref，

表示下桥臂子模块电压的平均值；将下桥臂各模块电压检测信号与平均值相减，得到电压偏差信号，将偏差信号送入低通滤波器，再经过比例控制和限幅调整后，将其与调制信号d^*叠加可得下桥臂子模块的电压调制信号d_j ^*。

图3(d)为输出电压反馈控制：采样桥臂输出电压v_H，将输出电压参考值v_ref减去v_H，由此得到误差信号，将其通入低通滤波器得到直流成分，经电压控制器Hv及限幅控制加上0.5，从而获得模块的调制信号d^*。

图3(a)～图3(c)是将上述上桥臂电压平衡、下桥臂电压调制方法及电压反馈调制策略进行整合，从而构成了整个系统的控制方法。在输出调制采用的是移相控制策略：相移控制策略采用一个很高的占空比且在每一时刻仅有一个子模块的电容器被旁路，因而该电路的变比取决于上桥子模块的数目N；这个电路的等效开关频率比单个子模块的开关频率高的多；为了说明升压电路采用移相调制的原理和支撑输出电压，上桥子模块的状态大部分时间维持在开通状态，即确保了任意时刻均有3个模块或4个模块的电容器投入运行，通常选用较高的占空比(75％以上)。

各子模块的电压设为v_Cj(j＝1,2...6)，上桥臂的每个子模块的开关频率和占空比均相等，仅在相位上有所不同，上桥子模块的脉冲调制信号从模块1至模块4依次滞后90°，PWM信号从模块1到模块4分别移相0°,90°,180°,270°，下桥臂两个子模块开关状态与上桥臂子模块的开关状态是互补的；下桥臂子模块5的脉冲信号与子模块1、3的脉冲信号互补，下桥臂子模块6的脉冲信号与子模块2、4的脉冲信号互补；通过这种脉冲分配方式能有效确保高压侧直流电压的脉动在很小的范围；

综述所述，为得到低压侧到高压侧电压的高变比，设在模式1期间向电感充电的时间为T_ed，T_e为等效运行周期；达到稳定状态时，在等效一个控制周期内电感电流的增加量与电感电流减少量相等，则下桥臂子模块电压v_Cj＝V_L/(1-d)；在理想条件下，可以得到高压侧与低压侧的电压变比η为：

Claims (3)

1.一种高变比的模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，包括上桥臂和与所述上桥臂串联的下桥臂；所述上桥臂包括M个串联的下桥子模块；所述下桥臂包括N个串联的上桥子模块，且N＝k*M，k为整数；所述上桥臂、下桥臂的连接点接输入滤波电感；所述上桥臂、输出滤波电感、直流侧电容、下桥臂连接形成回路。

2.根据权利要求1所述的高变比的模块化多电平DC-DC变换器，其特征在于，M＝2；N＝4。

3.一种权利要求2所述的高变比的模块化多电平DC-DC变换器控制方法，其特征在于，包括：

a)输出电压控制：采样上下桥臂输出电压和v_H，将输出电压参考值v_ref减去v_H，将误差送入低通滤波器得到直流成分，之后经电压控制器Hv及限幅后，加上0.5，从而获得下桥臂各个子模块的调制信号d^*；

b)上桥臂电容电压平衡控制：分别测量出上桥臂各个上桥子模块的电容两端的电压v_C1、v_C3与v_C2、v_C4…，电压偏差记为Δu₁＝v_C1-v_C3、Δu₂＝v_C2-v_C4…；通过sign函数求取上桥臂电流i_N的正负号，输出值与误差Δu₁相乘，然后通过k比例调节输出占空比微调信号Δd₁，则获得上桥臂第一上桥子模块和第二上桥子模块占空比信号D+Δd₁，D-Δd₁；同理，对其余上桥子模块电容两端的电压作相应的处理，将相应的电压偏差信号经过比例控制的输出叠加到上桥子模块的调制信号中；

c)下桥臂电容电压平衡控制：先采样下桥臂各个下桥子模块电容电压值v_Cj，计算下桥臂子模块的参考电压v_Mref：表示下桥子模块电压的平均值；将下桥臂各下桥子模块电容电压值v_Cj与平均值相减，将电压偏差信号送入低通滤波器，再经过比例控制k_p和限幅调整之后，将调整后的结果与调制信号d^*叠加，得下桥子模块的电压调制信号d_j ^*；

d)移相调制策略：各子模块的电压设为v_Cj，上桥臂的每个上桥子模块的开关频率和占空比均相等，上桥子模块的脉冲调制信号第一上桥子模块至第四上桥子模块依次滞后90°，PWM信号从第一上桥子模块至第四上桥子模块分别移相0°,90°,180°,270°，下桥臂两个下桥子模块开关状态与上桥臂子模块的开关状态是互补的；第一下桥子模块的脉冲信号与第一、第三上桥子模块的脉冲信号互补，第二下桥臂子模块的脉冲信号与第二、第四上桥子模块的脉冲信号互补；其中，j＝1,2...6。