CN103490638A - 一种单相多模块级联固态变压器均压均功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相多模块级联固态变压器均压均功率控制方法，单相固态变压器功率主电路部分由AC/DC整流输入级、DC/DC中间级和DC/AC输出级三级组成。将整流级和中间级作为一个系统进行控制设计，输入级采用基于单相d-q矢量控制的共同占空比控制策略，中间级的输出直流电压作为外环电压环的反馈量，实现中间级输出直流电压的稳定以及电网输入端单位功率因数；中间级每个模块同时引入基于电压前馈与后馈的控制策略，电压前馈作为电压后馈的基准，它们的误差经电压PI调节器输出后作为该模块电流内环的基准；前级与中间级两种控制策略相互作用，实现SST各模块电压与功率均衡、电网侧单位功率因数、电网电流正弦度高、开关管电压应力低、中间级输出直流电压纹波小等功能。

Description

一种单相多模块级联固态变压器均压均功率控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术在电力系统中的应用，尤其涉及一种多模块级联SST(固态变压器)均压均功率控制方法。

背景技术

传统电力变压器自被发明以来，因其工作可靠，结构简单的特点已经成为电力系统中不可缺少的重要组成部分，应用数量庞大。但是它存在显著缺点：体积大，笨重；输出电压无法维持恒定等。其主要功能是实现隔离和电压等级变换，功能简单，对电网电能质量没有改善能力。

固态变压器的概念早就被提出，它主要是通过使用电力电子器件和电力电子技术来实现电压转换和能量传递。其突出特点是可以改善电网电能质量，改善输入端的功率因数和输出端电压。因此固态变压器具有比传统变压器更适合智能电网建设的优点，具有很好的发展潜力。

近年来由于电力电子器件的飞速发展使得电力电子技术在电力系统中的应用成为可能。目前的电力电子器件尚不能满足配电等级的要求，这也是一直限制固态变压器发展的重要因素之一，可以使用级联模块的方式来弥补单个模块电压等级的不足。但是级联方式会引入各模块间的输出电压和输出功率不平衡问题，可能导致整个SST系统无法正常工作，必须通过一定的控制策略来实现电压和功率均衡。

本发明控制方式所应用的主功率拓扑通过多模块级联的方式能很好的满足高电压等级的要求，但是在此之前的控制方式要么过于复杂，要么不能很好的实现均压均功率的功能。本发明控制方式不仅能实现均压均功率的要求，同时能够保证控制方式简单，容易实现。

发明内容

本发明的目的在于针对现有级联模块中存在的电压和功率不均衡的不足，提供一种单相多模块级联固态变压器均压均功率控制方法。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：单相SST功率主电路部分由三级组成：输入级为高频有源AC/DC整流器，中间级为高频隔离型DC/DC变换器，输出级为高频DC/AC逆变器。输入级交流侧采用多模块串联，输入级各个模块的高压直流输出端接对应中间级各模块输入端，中间级各模块输出端并联输出400伏直流，输出级高频逆变器把400伏直流变换成输出220伏/50赫兹交流电。其特征在于，它包括以下步骤：

(1)输入级采用dq变换控制方式，中间级DAB的输出直流电压作为电压环的反馈，该步骤包括以下子步骤：

(1.1)对中间级DAB的并联输出直流电压进行采样，采样值与给定值进行比较，它们的误差经过电压环PI作为d轴电流环的基准；

(1.2)输入电流采样值经过dq变换得到d轴，q轴两个分量，其中dq变换所用相位基准由输入电压采样值经PLL锁相环获得，则d轴分量反应有功电流分量，q轴分量反应无功电流分量；

(1.3)d轴以上述电压环PI的输出作为基准，误差送入d轴电流PI；q轴以0作为基准，误差送入q轴电流PI，然后对两轴PI输出值进行解耦和反dq变换，得到调制波；

(1.4)3个整流桥模块共用同一调制波，三角载波依次相移120°，载波与三角波比较得到各模块的驱动信号。

(2)中间级各模块控制方式相同，采用电压前馈后馈控制方法，实现了中间级输入输出电压的比例跟随关系，即该步骤包括以下子步骤：

(2.1)对中间级输入和输出电压进行采样，将输入电压采样信号与输出电压采样信号进行比较，误差经过电压环PI，电压环PI的输出作为电流内环的基准；

(2.2)对输入电流进行采样，将电流采样值与电流环基准值比较，误差经过电流环PI，然后与三角载波进行比较，产生开关管驱动信号。如果电流环PI输出值为正，则功率正向流动，反之功率反向流动。

(3)输出级采用SPWM控制方法，SPWM控制方法以正弦波作为调制波，与三角载波比较产生开关管驱动信号,这样保证输出电压为正弦波。

本发明的有益效果是：该控制方法可以实现级联式SST各个级联模块间实现均压和均功率，同时可以实现电网侧单位功率因数、电网电流正弦度高、开关管电压应力低。由于输入级电压环反馈采用的是中间级DAB的输出电压，故DAB的输出电压具有很好的动态响应，且输出电压的纹波能得到很好的改善，这样可使得DAB输出400V母线端所接的可再生能源的利用率得到有效提高，且DAB的输出稳压电容得到有效减小。相比于以前的控制方式，该控制方式使前两级变换器协同工作，相互配合实现各模块均压均功率，同时该控制方式控制算法简单，当模块很多时优点明显。该控制方式对加速电力电子变压器的发展具有重要意义。

附图说明

图1是单相SST系统控制框图；

图2是图1中闭环传递函数G_in的具体形式；

图3是图1中闭环传递函数G_{io_dab}的具体形式；

图4是整流输入级3模块输入端串联控制框图；

图5是中间级DAB单个模块电压前馈后馈控制框图；

图6是中间级3个DAB模块输出端并联控制框图；

图7是三模块级联SST功率主电路拓扑。

具体实施方式

本发明应用的单相SST系统功率主电路部分由三级组成：输入级为高频有源AC/DC整流器，中间级为高频隔离型DC/DC变换器，输出级为高频DC/AC逆变器。为了满足高电压和高功率等级的要求，输入级交流侧采用多模块串联，输入级各个模块的高压直流输出端接对应中间级各模块输入端，中间级各模块输出端并联输出400伏直流，输出级高频逆变器把400伏直流变换成输出220伏/50赫兹交流电。功率可双向流动。

本发明的实现过程包括以下步骤：

(1)整流输入级采用dq变换控制方式。

单相SST的输入级为多个模块串联，多个模块采用共同占空比的控制方式。输入级整流控制框图如图4所示。图中v_{o_dc}为中间级DAB的输出直流电压；i_a为输入电流采样值；e_a为输入电压采样值；PLL模块为锁相环；am/dq和dq/am模块分别为dq变换和反dq变换模块。

(1.1)如图1所示，v_{dc_1}是中间级DAB的输入电压，v_{o_dc}是DAB的输出直流电压。对中间级DAB的并联输出直流电压v_{o_dc}进行采样，采样值与给定值进行比较，它们的误差经过电压环PI作为d轴电流环的基准；

(1.2)输入电流采样值经过dq变换得到d轴，q轴两个分量，其中dq变换所用相位基准由输入电压采样值经PLL锁相环获得，则d轴分量反应有功电流分量，q轴分量反应无功电流分量；

(1.3)d轴以上述电压环PI的输出作为基准，误差送入d轴电流PI；q轴以0作为基准，误差送入q轴电流PI，然后对两轴PI输出值进行解耦和反dq变换，得到调制波；

(1.4)3个整流桥模块共用同一调制波，三角载波依次相移120°，载波与三角波比较得到各模块的驱动信号。

(2)中间级各模块控制方式相同，采用电压前馈后馈控制方法。

单个模块控制框图如图5所示。其中H_{v_1}和H_{v_2}是电压前馈和反馈系数；H_{i_1}和H_{i_2}都是电流反馈系数，PI_v是电压环比例积分器；PI_i是电流环比例积分器；v_pic是电流环比例积分输出值；当v_pic>0时，功率正向流动，当v_pic<0时，功率反向流动。k_PWM是PWM调制增益，G_{i_2}和G_{i_1}分别是正向和反向传输电流与移向角之间的传递函数；Z_{o_1}和Z_{o_2}是前级和后级的等效阻抗。

(2.1)对中间级输入和输出电压进行采样，将输入电压采样信号与输出电压采样信号进行比较，误差经过电压环PI，电压环PI的输出作为电流内环的基准；

(2.2)对输入电流进行采样，将电流采样值与电流环基准值比较，误差经过电流环PI，然后与三角载波进行比较，产生开关管驱动信号。如果电流环PI输出值为正，则功率正向流动，反之功率反向流动。

中间级各模采用电压前馈后馈控制方法，实现了中间级输入输出电压的比例跟随关系，即 $V_{\mathrm{in}}=\frac{H_{v\_2}}{H_{v\_1}}{V}_{o\_\mathrm{dc}}$

(3)输出级逆变器采用SPWM控制方法

SPWM控制方法以正弦波作为调制波，与三角载波比较产生开关管驱动信号,这样保证输出电压为正弦波。SPWM控制方法可分为单极性和双极性SPWM两种，这两种方法各有优缺点，可以按需求选择其中一种使用。

输出级的作用是将前级中间级的输出直流电压转换为工频交流市电，实现并网。该级对整个SST系统的均压均功率影响不大，同时控制方法已经较为成熟，不是本发明的重点内容，在此不多赘述。

上述输入级和中间级控制相互作用，协同工作，可以实现串联的各整流变换器输出电压均压同时实现各路模块的均功率传输。在功率双向流动时均可实现上述功能。

下面结合具体电路拓扑阐述本发明的实现过程。

图7是单相SST主电路拓扑，现结合图7详细说明SST的工作过程以及实现本发明的控制过程。

(1)第一级整流级：使用三个H桥型PWM整流电路串联，三个模块串联共用一个滤波电感。

正常工作状态下三个整流H桥各桥臂上下开关管互补导通。满足关系V_an=V_ab+V_bc+V_cn。假设V_c1=V_c2=V_c3=V_d，每个模块可产生三个电平：-Vd，0，Vd。以整流桥H#1为例，当T₁₁,T₁₄同时导通时，V_ab=V_d;当T₁₂，T₁₃同时导通时，V_ab=-V_d；当T₁₁,T₁₃同时导通或T₁₂,T₁₄同时导通时V_ab=0。其余两个H桥工作状态以此类推。控制框图如图4所示。为了实现输入电流相位跟随输入电压，实现理论上的零静差，采用单相dq变换控制方式，同时为了加快动态响应使用外环电压环，内环电流环的控制策略。对输入电流采样值进行dq变换，变换的相位参考是输入电压的相位。电压外环的反馈值是中间级三个DAB并联输出直流电压，与基准值比较后误差经过电压环PI，电压环PI输出作为电流环d轴的基准，电流环q轴的基准为0。d,q轴误差分别进入d轴和q轴PI然后经过解耦，再经过反dq变换，得到正弦形状的调制波，然后与三角载波比较，得到各个开关管的驱动信号。为了减小输入电流纹波，其余两个模块与主模块共用正弦调制波，三角载波依次相移120°。这样可以提高等效开关频率，减小输入滤波电感的体积，提高系统的功率密度。

(2)第二级中间级：使用一种新型的DAB桥式拓扑，这种拓扑具有无源元件少，功率密度高，开关管软开关等优点，同时又能满足功率双向传输的需求，在大功率电路中得到广泛应用。

三个DAB模块输出端并联，输入端接各自前级的输出端。其控制框图如附图6所示。其中H_{v_1}和H_{v_2}是电压前馈和反馈系数；H_{i_1}和H_{i_2}都是电流反馈系数,PI_v是电压环比例积分器；PI_i是电流环比例积分器；v_pic是电流环比例积分输出值；当v_pic>0时，功率正向流动，当v_pic<0时，功率反向流动。k_PWM是PWM调制增益，G_{i_2}和G_{i_1}分别是正向和反向传输电流与移向角之间的传递函数；Z_{o_1}和Z_{o_2}是前级和后级的等效阻抗。其余两模块个各部分功能与第一模块类似。

从控制框图可知，这是一种新型的控制方法。在传统的前馈或后馈控制方法中，基准值一般都是一个定值。而该控制方式将前馈值和后馈值进行比较，然后进行误差放大。这样控制使得输入输出电压满足一定的比例关系，这种比例关系是由前馈后馈系数决定的，

即 $V_{\mathrm{dc}\_11}=V_{\mathrm{dc}\_21}=V_{\mathrm{dc}\_31}=\frac{H_{v\_2}}{H_{v\_1}}{V}_{o\_\mathrm{dc}.}$

其中V_{dc_11},V_{dc_21},V_{dc_31}分别是中间级三个DAB的输入电压，即第一级三个整流桥的输出电压；V_{o_dc}是中间级三个DAB的并联输出电压。

由于中间级DAB的输出电压V_{o_dc}是作为第一级整流dq变换控制电压环的反馈，可知V_{o_dc}是通过控制可直接稳定在基准值的。

所以当系统闭环稳定工作时有下列等式成立：

$V_{\mathrm{dc}\_11}=\frac{H_{v\_2\_\mathrm{DAB}1}}{H_{v\_1\_\mathrm{DAB}1}}{V}_{o\_\mathrm{dc}}$

$V_{\mathrm{dc}\_21}=\frac{H_{v\_2\_\mathrm{DAB}2}}{H_{v\_1\_\mathrm{DAB}2}}{V}_{o\_\mathrm{dc}}$

$V_{\mathrm{dc}\_31}=\frac{H_{v\_2\_\mathrm{DAB}3}}{H_{v\_1\_\mathrm{DAB}3}}{V}_{o\_\mathrm{dc}}$

从以上关系式可知当各个模块反馈和前馈比例系数相等时，则可以保证整流级输出电压均衡。

(3)第三级逆变级：亦可采用H桥型结构，采用SPWM控制，其输入阻抗可以近似等于

该级将400V直流逆变为50HZ交流，同时400V直流段可用于可再生能源并网，是智能电网建设的趋势。H桥型结构便于实现功率的双向传输，亦可满足大功率的要求，可使用一个或多个H桥并联。

(4)电压功率均衡动态过程分析。

以上分析是在静态理想情况下进行的，但在实际系统中，存在许多非理想因素，如各模块寄生参数的不同，以及各种扰动都会导致系统偏离静态工作点，下面分析在整个系统的动态均压调整过程。

不妨假设功率正向传输时，在某一时刻有V_c2>V_c1>V_c3，此时DAB#2的电压环PI输出I_ref2将会增大，使得移相角增大，从而导致DAB#2输出功率增大，此时V_c2将有下降的趋势。由于DAB#2输出功率的增大，输出电压V_{o_dc}将会上升，DAB#1电压环PI输出I_ref1将会减小，导致DAB#1的移相角变小，DAB#1的输出功率将减小，V_c1有升高的趋势。DAB#3的调整过程与DAB#1类似。由此知，DAB的自身调整使得V_c1升高，V_c2下降，V_c3升高，三个电压有趋于一致的趋势。V_o偏移给定值的情况反馈回整流级的电压环中，再通过整流级的控制调整整流输出电压，从而形成DAB输出电压对整流输出电压即DAB的输入电压的负反馈调整。V_{o_dc}作为输入级控制环路中电压环的反馈，通过输入级的控制可重新调整到与给定值相一致，进而，V_c2,V_c1,V_c3将会重新调整回预期值。

由于整流级三个H桥模块采用的是输入串联形式，并且其输出直流电压相同，以及采用相同占空比控制技术，故三个H桥输入功率相同。由于H桥与DAB直接级联关系，如图7所示，DAB传输相同功率，故三个DAB输入或输出电流相同。由此进一步可知，三个整流桥的输出功率存在如下关系：

$P1:P2:P3=(k1\&CenterDot;\frac{H_{v\_2\_\mathrm{DAB}1}}{H_{v\_1\_\mathrm{DAB}1}}):(k2\&CenterDot;\frac{H_{v\_2\_\mathrm{DAB}2}}{H_{v\_1\_\mathrm{DAB}2}}):(k3\&CenterDot;\frac{H_{v\_2\_\mathrm{DAB}3}}{H_{v\_1\_\mathrm{DAB}3}})$

其中，k1,k2,k3分别是三个H桥模块对应的调制波幅值比。

从上式可知当忽略调制波之间误差以及当设置3个DAB模块前馈系数与反馈系数比例相同时，就可实现3路等功率传输。同时根据400V直流母线上可再生能源功率大小，该控制策略自动实现功率双向流动，同时保证各模块均压均功率。

本发明的控制方法是将整流级和DAB级作为一个整体再进行分析控制的，DAB变换器对于整体而言可视为一个传递函数，如图1中的G_{io_dab}。将前两级看成一个系统有利为对整个系统PI参数的整定，同时也利于SST系统工作稳定性与可靠性的提升。

以上分析可以推广到功率主电路由任意N个AC/DC模块输入端串联以及N个DC/DC输出端并联构成的单相SST。

Claims (1)

1.一种单相多模块级联固态变压器（Solid-State Transformer）均压均功率控制方法，单相多模块级联固态变压器的功率主电路部分由三级组成：输入级为高频有源AC/DC整流器，中间级为双主动桥（Dual Active Bridge）高频隔离型DC/DC变换器，输出级为高频DC/AC逆变器；输入级交流侧采用多模块串联，输入级各个模块的高压直流输出端接对应中间级各模块输入端，中间级各模块输出端并联输出400伏直流，输出级高频逆变器把400伏直流变换成输出220伏/50赫兹交流电；其特征在于，它包括以下步骤：

(1) 输入级采用dq变换控制方式，中间级DAB的输出直流电压作为电压环的反馈，该步骤包括以下子步骤：

(1.1) 对中间级DAB的并联输出直流电压进行采样，采样值与给定值进行比较，它们的误差经过电压环PI作为d轴电流环的基准；

(1.2) 输入电流采样值经过dq变换得到d轴，q轴两个分量，其中dq变换所用相位基准由输入电压采样值经PLL锁相环获得，则d轴分量反应有功电流分量，q轴分量反应无功电流分量；

(1.3) d轴以上述电压环PI的输出作为基准，误差送入d轴电流PI；q轴以0作为基准，误差送入q轴电流PI，然后对两轴PI输出值进行解耦和反dq变换，得到调制波；

(1.4) 3个整流桥模块共用同一调制波，三角载波依次相移120°，载波与三角波比较得到各模块的驱动信号；

 (2) 中间级各模块控制方式相同，采用电压前馈后馈控制方法，实现了中间级输入输出电压的比例跟随关系，即                                                

，该步骤包括以下子步骤：

(2.1) 对中间级输入和输出电压进行采样，将输入电压采样信号与输出电压采样信号进行比较，误差经过电压环PI，电压环PI的输出作为电流内环的基准；

(2.2) 对输入电流进行采样，将电流采样值与电流环基准值比较，误差经过电流环PI，然后与三角载波进行比较，产生开关管驱动信号；

如果电流环PI输出值为正，则功率正向流动，反之功率反向流动；

(3) 输出级采用SPWM控制方法，SPWM控制方法以正弦波作为调制波，与三角载波比较产生开关管驱动信号,这样保证输出电压为正弦波。

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