CN112953276B - 一种模块化多电平谐振变换器输出电压调控方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种模块化多电平谐振变换器输出电压调控方法，通过调节模块化多电平电路的电压调制比和变换器工作频率，实现宽输入电压范围下对输出电压的稳定调控。本发明通过检测输入电压大小，确定模块化多电平电路投切模块个数，改变电压调制比，实现有级调节模块化多电平电路输出电压大小。本发明通过检测输出电压大小，闭环连续调节变换器开关频率，实现对输出电压精确调控。该调控方法相比传统谐振电路通过调节频率调压方法，可以缩小调节频率范围，降低电感和变压器绝缘耐压需求，并减少模块化多电平电路所需子模块个数，降低系统建设成本，在中压变换领域具有重要应用价值。

Description

一种模块化多电平谐振变换器输出电压调控方法
技术领域
本发明属于电力电子控制技术领域，具体涉及一种模块化多电平谐振变换器输出电压调控方法。
背景技术
随着大规模新能源并网、大规模数据中心和轨道交通牵引等迅猛发展，中压大容量变换器在众多领域得到广泛研究与应用。为了满足高电压等级和大容量电源的应用需求，往往需要对低压功率半导体器件进行串并联或低压模块进行串并联。在实际应用工程中，大多是将中高压电能(数十千伏)转换为低压(数百伏)供给后级负载供电，因此变换器会呈现输入电压高、输出电流大的特征。传统方案采用的是通过单个低压模块输入侧串联、输出侧并联的拓扑结构进行电能变换，每个模块内部需要采用中高频变压器进行电气隔离。然而，随着电压等级的进一步提升，每个模块内的隔离变压器隔离电压等级随着输入电压等级同步上升，这样以来会急剧增加隔离变压器的体积，降低变换器的功率密度和转换效率。而采用集中式变压器结构的拓扑可以极大地减小变压器等磁性元件所占体积和损耗，其中模块化多电平谐振变换器其输入侧采用多模块串联，可以灵活适用于不同电压等级场合，谐振式结构可以实现全负载范围下子模块功率器件软开关，结合模块化多电平结构和谐振式结构二者优势可以实现在宽输入电压范围下运行，在中压供电领域具有广泛应用前景。
传统的LLC谐振电路调压方案通常采用调节频率调压，但是在中压宽输入电压范围下，仅采用调频调压策略会对硬件电路参数设计提出严峻挑战，为了实现宽范围调压，调频范围宽且必须优化设计LLC谐振单元品质因数和电感比，这样以来会使变压器励磁电感较小，在中压应用场合下存在很大励磁电流，增大了变压器损耗和整个变换器的轻载下的损耗。另外一方面，受制于功率半导体器件开关频率限制，模块化多电平单元无法采用像传统工频模块化多电平换流器PWM调制策略，通常采用基频调制，即器件的开关频率与模块化多电平输出电压基波频率相同，因此模块化多电平谐振变换器的电压调制比不能做到连续调节，只能通过增减子模块投切个数实现有级调节。因此传统的模块化多电平调压方案不能直接移植到模块化多电平谐振变换器。
发明内容
针对现有技术所存在的上述问题，本发明提出了一种基于调调制比和调频相结合的模块化多电平谐振变换器输出电压调节方法。该发明利用模块化多电平电路调制比可调和LLC谐振电路频率增益可调的控制自由度，实现模块化多电平谐振变换器宽输入电压范围下对输出电压的稳定调节。相比LLC调频调压方案，本发明调频范围窄，LLC谐振单元设计简单，可实现全负载范围功率器件软开关，并可减少模块化多电平电路子模块个数。
本发明的技术方案具体如下：
所述的模块化多电平谐振变换器由模块化多电平电路、LLC谐振电路、中高频变压器、输出整流电路组成；其中模块化多电平电路分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N个相同的半桥子模块和一个桥臂电感串联组成，上下桥臂中点经过谐振电容连接至中高频变压器原边一极，变压器原边另一极接至直流输入电容中点，变压器副边连接至输出整流电路；变压器励磁电感、漏感，以及谐振电容共同组成LLC谐振电路；
所述的输出电压调控方法包括：
将输入的直流电压输出为交流方波；根据输入电压大小，通过调节模块化多电平电路电压调制比m，缩小模块化多电平交流输出电压幅值的变化范围，其中，电压调制比m定义为：交流输出电压幅值与直流输入电压一半的比值；一个方波周期里，桥臂子模块有K个子模块一直投入，N-K个子模块实施方波投入/切除，电压调制比表示为
通过调节模块化多电平电路电压调制比m缩小交流输出电压变化范围后，采样输出电压，再通过比例积分闭环控制方法进一步调节交流方波频率，改变LLC谐振电路增益，精确控制输出电压；LLC谐振电路设计工作频率范围内，对输出电压的调节能力应不小于其中kmax为最大输入电压范围下K所取最大值。
作为本发明的优选方案，模块化多电平电路的上、下桥臂电感采用耦合绕制方式，即上、下桥臂电感绕制在同一磁芯上，以保证上、下桥臂电感量的相等，并实现桥臂电感与谐振电感的解耦设计。
作为本发明的优选方案，K值的选取方法为：当直流输入电压最小为Vin0时，K值取0，电压调制比为1，当直流输入电压增大为Vin1时，K从0切换为1，电压调制比变为Vin1满足如下关系式：
当直流输入电压增大为Vin2时，K从1切换为2，电压调制比变为Vin2满足如下关系式：
以此类推，当直流输入电压增大到Vink时，K从k-1切换为k(k为正整数)，电压调制比变为Vink满足如下关系式：
k递增直至Vink大于直流输入最大电压。
作为本发明的优选方案，在不同输入电压下选取K值时，为了防止K值切换引发震荡，在K值切换点设计滞环区间，即当输入电压由小变大穿过Vink+Δv时，K从k-1切换为k，当输入电压由大变小穿过Vink-Δv时，K从k切换为k-1，其中，在中压应用场合下Δv可取100V量级。
作为本发明的优选方案，所述的通过调节方波频率，改变LLC谐振电路增益，具体为：当输入电压增大，K值从k-1切换到k时，主动将对应的方波频率从最大频率调整为最小频率，减小输出电压过冲，随后由闭环控制方法进行调频；最大频率设计为LLC电路谐振频率，以缩小轻载或空载下的频率调节范围；当输入电压减小，K值从k切换到k-1时，主动将对应的方波频率从最小频率调整为最大频率，减小输出电压过冲，随后由闭环控制方法进行调频。
附图说明
图1为模块化多电平谐振变换器拓扑结构图。
图2位模块化多电平谐振变换器基本工作波形图。
图3为传统LLC谐振电路调频调压增益曲线图。
图4为模块化多电平谐振变换器输出电压控制架构图。
图5为采用本发明所述调压方法下宽输入电压下调制比选取与调频范围图。
图6为输入电压发生变化时，本发明所提方法对输出电压调控效果图。
具体实施方式
为了更加具体清晰地描述本发明提出的方法，下面结合附图及实际案例对本发明的技术实施方案进行详细说明。
如图1所示，单相模块化多电平谐振变换器由模块化多电平电路、LLC谐振电路、中高频隔离变压器和输出整流电路组成。其中，单相模块化多电平电路分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N个相同的半桥子模块和一个桥臂电感串联而成，上、下桥臂电感采用耦合绕制方式，绕制在同一个磁芯上，可以保证上下桥臂电感量的相等，并使桥臂电感在交流侧等效电感量为零，实现桥臂电感和LLC谐振电感的解耦设计。LLC谐振单元由谐振电容、变压器漏感和励磁电感组成。变压器副边整流电路采用全桥结构以降低单个开关器件的电压、电流应力。
基于模块化多电平谐振结构的变换器，通常采用准方波调制策略，即模块化多电平电路桥臂输出近似方波的阶梯波电压，如图2所示，方波调制提高了直流输入电压利用率，同时可提升变换器开关频率，减小子模块电容量和电感变压器体积，有利于变换器功率密度的提升。阶梯波形式，可以减小dv/dt对变压器的冲击，降低中高频变压器绝缘设计难度。模块化多电平电路输出的正负对称的准方波施加在LLC谐振单元，在不同频率下产生不同的增益。谐振电流由传输有功的正弦基波和变压器励磁电流组成。
如图3所示，传统的半桥LLC谐振电路调压方式通常采用调节开关频率来调控输出电压，若模块化多电平谐振变换器拓扑采用调频调压方案，在应用于宽输入电压范围下，如输入电压最大值与最小值相差一倍以上，不同负载下频率调节范围将会很宽，大大增加变压器等磁性元件设计难度，同时LLC谐振单元要具有宽范围增益，固定谐振频率下，只能减小励磁电感值，这样会使变压器励磁电流较大，增加变压器和高压侧串联子模块损耗。
为了解决上述宽范围调频调压问题，本发明提出了一种基于调调制比和调频相结合的调压策略应用于宽输入范围模块化多电平谐振变换器。如图4所示，分别对输入电压和输出电压进行采样，前馈控制环节根据输入电压计算出模块化多电平电路电压调制比，进一步计算出需要参与投切的子模块个数，将模块化多电平电路输出的准方波电压幅值调节到较窄的范围。与此同时，反馈控制环节根据输出电压闭环调节电路的开关频率，改变LLC谐振电路增益精确调控输出电压。由于施加在LLC谐振电路的方波幅值波动较小，调频稳压环节的频率范围也会较小，可降低变压器设计难度和自身损耗。
为了展示本发明所提出的模块化多电平谐振变换器输出电压调控方法的实施效果，在PLEC电气仿真软件中搭建了仿真模型进行了验证。仿真模型主要参数如下：直流输入电压8kV～16kV，输出电压为恒定400V，最大输出功率60kW，桥臂子模块数为15，谐振频率12kHz，调频范围为8kHz～12kHz。值得说明的是，采用传统调频调压方法设计的桥臂子模块个数会多于本发明所提调压方法所需的桥臂子模块数，这是由于在最大输入电压下，K≠0，上下桥臂会同时投入子模块承担直流母线电压，而调频调压K恒等于0，仅由一个桥臂的子模块串承担输入电压，相同的子模块额定电压下，子模块个数会多K个。
表1
根据本发明所提出的调压方法，图5展示了传统调频调压和本发明所提调压方法下模块化多电平电路输出方波幅值和调频范围大小对比。当输入电压为最小Vin0＝8kV时，前馈环节将模块化多电平电路调制比设置为最大1，即一个开关周期，桥臂15个子模块均参与方波投切，一直投入子模块个数K＝0，开关频率为较小的值，来提升LLC谐振网络增益；随着输入电压上升，反馈环节会调节开关频率增大，当输入电压增大为时，前馈环节将调制比设置为/>即K＝1，同时主动将开关频率调节至最小8kHz，以减小输出电压过冲，随后由反馈闭环环节自主调节开关频率；当输入电压增大为/>时，调制比设置为/>即K＝2；以此类推，当输入电压增大为/>时，K＝3；当输入电压增大为/>时，K＝4；当输入电压增大为/>时，已达最大输入电压，无需调整；其他操作与第一步一致；当K＝4时，模块化多电平电路输出方波幅值随输入电压变化最大，变化了15.7％。因此谐振网络可调增益需要大于15.7％。
图6展示了输入电压变化，变调制比和调频相结合的调压策略对输出电压调控效果图。30kW输出工况下，当输入电压从9kV阶跃到9.3kV，需要将K从0切换到1，输出电压跌落不超过10V，经过3ms后恢复到稳定值400V。当输入电压从9.3kV阶跃到9kV，需要K从1切换到0，输出电压过冲不超过10V，经过4ms恢复到稳定值。该仿真结果验证了本发明所提调压方法的优良效果。

Claims (3)

1.一种模块化多电平谐振变换器输出电压调控方法，其特征在于：
所述的模块化多电平谐振变换器由模块化多电平电路、LLC谐振电路、中高频变压器、输出整流电路组成；其中模块化多电平电路分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N个相同的半桥子模块和一个桥臂电感串联组成，上下桥臂中点连接至中高频变压器原边一极，变压器原边另一极经过谐振电容接至直流输入电容中点，变压器副边连接至输出整流电路；变压器励磁电感、漏感，以及谐振电容共同组成LLC谐振电路；
所述的输出电压调控方法包括：
将输入的直流电压输出为交流方波；根据输入电压大小，通过调节模块化多电平电路电压调制比m，缩小模块化多电平交流输出电压幅值的变化范围，其中，电压调制比m定义为：交流输出电压幅值与直流输入电压一半的比值；一个方波周期里，桥臂子模块有K个子模块一直投入，N-K个子模块实施方波投入/切除，电压调制比表示为
通过调节模块化多电平电路电压调制比m缩小交流输出电压变化范围后，采样输出电压，再通过比例积分闭环控制方法进一步调节交流方波频率，改变LLC谐振电路增益，精确控制输出电压；LLC谐振电路设计工作频率范围内，对输出电压的调节能力应不小于其中kmax为最大输入电压范围下K所取最大值；
K值的选取方法为：当直流输入电压最小为Vin0时，K值取0，电压调制比为1，当直流输入电压增大为Vin1时，K从0切换为1，电压调制比变为Vin1满足如下关系式：
当直流输入电压增大为Vin2时，K从1切换为2，电压调制比变为Vin2满足如下关系式：
以此类推，当直流输入电压增大到Vink时，K从k-1切换为k，电压调制比变为Vink满足如下关系式：
k递增直至Vink大于直流输入最大电压。
2.根据权利要求1所述的一种模块化多电平谐振变换器输出电压调控方法，其特征在于：在不同输入电压下选取K值时，为了防止K值切换引发震荡，在K值切换点设计滞环区间，即当输入电压由小变大穿过Vink+Δv时，K从k-1切换为k，当输入电压由大变小穿过Vink-Δv时，K从k切换为k-1。
3.根据权利要求1所述的一种模块化多电平谐振变换器输出电压调控方法，其特征在于：所述的通过调节方波频率，改变LLC谐振电路增益，具体为：当输入电压增大，K值从k-1切换到k时，主动将对应的方波频率从最大频率调整为最小频率，减小输出电压过冲，随后由闭环控制方法进行调频；最大频率设计为LLC电路谐振频率，以缩小轻载或空载下的频率调节范围；当输入电压减小，K值从k切换到k-1时，主动将对应的方波频率从最小频率调整为最大频率，减小输出电压过冲，随后由闭环控制方法进行调频。
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