CN109951084A - 一种大功率高变比谐振式直流电源及其工作方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种大功率高变比谐振式直流电源及其工作方法，包括中频变压器、与中频变压器原边绕组相连的原边电路、与中频变压器副边绕组相连的副边全桥不控整流电路；原边电路将单相MMC拓扑与谐振式变换器相结合，将中压直流转换成中压中频交流。通过模块化多电平的方式，既减小了器件的电压和电流应力，增大了器件的选择范围，又实现了系统的高频化，提升了功率密度；同时这一拓扑与LLC谐振网络相结合，引入了软开关技术，增大了系统的工作范围，提升了系统的工作效率。

Description

一种大功率高变比谐振式直流电源及其工作方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种大功率高变比谐振式直流电源及其工作方法。

背景技术

近年来，能源需求量伴随着经济的增长与日俱增，同时环境问题又成为了人力生存和发展要面对的第一大挑战。因此从依赖化石能源到清洁型新能源占主导的能源结构转换势在必行，这也进一步加快了可再生能源的开发和利用。随着以风电、光伏为代表的新能源的开发，大规模的新能源并网与传输对传统电网提出了极大的挑战。在此情况下，直流配电网具有更高的灵活性、可靠性和经济性，并且具有独立的功率调节能力，成为了间歇性的可再生能源并网的高效解决方案。尤其是中压等级的直流系统已经在全球范围内受到了广泛的关注。

基于这样的行业背景下，应用于5-20kV中压等级0.4-20kHz中频等级的直流电源也就成为了行业中的迫切需求，然而目前以IGBT和功率MOSFET为代表的功率半导体器件，受限于材料的物理特性和器件的制造工艺等因素，耐压等级和功率等级都无法直接满足中压直流电源的需要。因此必须通过有效的电路结构实现中压直流到低压直流的高效变换。目前主要采用的是分布式的DAB方案，既通过模块的输入侧串联实现耐压等级达到中压直流，并且输出侧并联实现更高的输出功率等级，而每个模块内都采用中频或者高频变压器实现隔离。但是这样的解决方案，仍然存在着很多的不足之处。首先为了保证系统的可靠性，需要保证系统的冗余备份，而这一方案下系统的模块成本较高，因此加大了备份的难度。其次每个模块内都包含体积和重量较大的磁性元件，同时为了要保证系统较高的绝缘等级也就需要较大的模块间距，这一点上极大地限制了系统功率密度的提升。同时在控制方面：模块输入端的均压问题，输出侧的均流问题以及控制上的响应速度问题，都极大地限制了这一方案的进一步优化和发展。

综上所述，基于子模块串联的MMC拓扑作为集中式方案，成为了中压直流电源的优选方案之一。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种大功率高变比谐振式直流电源，将模块化多电平拓扑与谐振式变换器相结合，在实现系统高频化高功率密度的同时，减小了器件的电压和电流应力，并且保证了系统的高效性与高可靠性。

大功率高变比谐振式直流电源，包括中频变压器、与中频变压器原边绕组相连的原边电路、与中频变压器副边绕组相连的副边整流电路；所述的原边电路包括中压直流母线、直流母线电容、单相MMC电路和谐振电容；其中直流母线电容直接并联到中压直流母线，直流母线电容由容值相等的上母线电容、下母线电容C_in串联构成，上母线电容、下母线电容的连接点作为中性点O；所述单线MMC电路直接并联到直流母线电容，在结构上包含上桥臂、下桥臂，两个桥臂均由N个半桥子模块和一个桥臂电感L_r串联组成，两个桥臂电感L_r的连接点作为单相MMC电路的输出点；谐振电容C_r两端分别连接到单相MMC电路的输出和中频变压器的原边绕组；所述的直流母线电容C_in中性点O与中频变压器原边绕组相连构成回路；

所述的副边整流电路包含全桥不控整流电路、输出电容C_o，全桥不控整流电路由四个二极管D₁-D₄构成直接并联到中频变压器副边绕组，并且输出端并输出电容C_o，获得稳定的直流电压。

优选的，所述的中频变压器的原边绕组由利兹线绕制，中频变压器的副边绕组由利兹线或铜带绕制，铁芯材料选择纳米晶或铁基非晶材料。

优选的，所述的半桥子模块的每个半桥子由模块电容和两个功率开关管组成，两个功率开关管串联构成半桥结构后与模块电容并联，两个功率开关管中的下管两端作为半桥子模块的输出。

优选的，所述的每个桥臂中半桥子模块数量N的确定方法为：

其中n为备份子模块数量，V_inMAX为直流母线电压的最大值，V_c为半桥子模块电容电压，为子模块功率开关管耐压值的三分之二，[*]表示对*取整。

优选的，所述的功率开关管指功率MOSFET或IGBT。

本发明还公开了一种所述的大功率高变比谐振式直流电源的工作方法，所述的工作方法为：所述的单相MMC电路与直流母线电容构成逆变电路，将中压直流母线逆变为频率恒定为f_r的中频阶梯式方波，输出到后级的谐振电路，谐振电路由单相MMC电路桥臂电感L_r、谐振电容C_r和中频变压器的励磁电感L_m构成，阶梯式方波频率f_r为电路桥臂电感L_r、谐振电容C_r的串联谐振频率：

在一个周期中，首先单相MMC电路下桥臂半桥子模块全部投入，上桥臂半桥子模块全部切除，下桥臂电压为V_DC，上桥臂电压为0，中频变压器原边的电压为V_DC，电流正向流入全桥不控整流电路，励磁电感L_m上电压被输出电压钳位在nV_o，L_m恒压充电，电流线性上升，当流过谐振电路的谐振电流i_Lr上升到与励磁电流i_Lm相等时，全桥不控整流电路输出电流变为0，二极管承受输出电压V_o，反偏截止，实现零电流软关断，输出被中频变压器隔离，励磁电感L_m开始参与Cr和L_r的谐振，谐振电流在谐振电路内循环流动，输出电容C_o独立为负载供电，

随后MMC上桥臂子模块全部投入，下桥臂子模块全部切除，上桥臂电压为V_DC，下桥臂电压为0，变压器原边的电压为-V_DC，电流反向流入全桥不控整流电路，中频变压器原边电压被输出电压钳位在-nV_o，励磁电感被反向恒压充电，电流线性下降，当流过谐振电路的谐振电流i_Lr下降到与励磁电流i_Lm相等，全桥不控整流电路输出电流变为0，二极管承受输出电压V_o，反偏截止，实现零电流软关断，输出被中频变压器隔离，L_m开始和C_r，L_r参与谐振，谐振电流在谐振电路内循环流动，输出电容C_o继续为负载供电，一个电路周期结束。

优选的，所述的单相MMC电路的输的频率恒定为f_r的中频阶梯式方波，阶梯式方波的上升波形和下降波形均包含N-n个阶梯。

本发明中的单相MMC电路部分，其主要作用是将直流电压转换为一个高频方波施加在谐振电路输入端。在本发明中，可采用近似方波的阶梯波调制方式，模拟半桥结构输出方波的特性，以提高直流电压利用率，同时以阶梯波方式输出又可以避免高直流输入电压直接施加在变压器原边，降低变压器原边dv/dt，便于变压器设计，降低制造难度。

本发明相比于传统的LC串联谐振电路，LLC谐振电路不仅可以工作在f_s≥f_r的频率范围内，实现降压，还可以工作在f_s<f_r的频率范围内实现升压。

因为采用了单相MMC电路，解决了器件耐压等级的不足，达到了方案的集中化的效果，提升了系统的功率密度。

采用单相MMC电路时，通过插入n个备份子模块，解决了系统的冗余备份问题，提升了系统的稳定性。

因为采用单相MMC电路，解决了系统中变压器数目过多，绝缘间距要求过大的问题，达到了降低系统的质量和体积，提升功率密度的效果。

因为采用了集中式的方案，单相MMC电路有一个中央控制器总体控制，避免了分布式方案控制方面的模块输入端的均压问题，输出端的均流问题，也解决了控制上的响应速度问题，达到了降低了控制难度，提高控制响应速度的效果。

附图说明

图1为本发明直流电源的电路结构示意图。

图2本发明MMC电路中子模块单元结构意图。

图3为本发明直流电源工作下环流过程示意图。

图4为本发明上桥臂的桥臂电压与桥臂电流波形示意图。

图5为本发明上桥臂的子模块电容电压波形示意图。

图6为本发明输出电压纹波波形示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关原理进行详细说明。

如图1所示，大功率高变比谐振式直流电源，包括中频变压器、与中频变压器原边绕组相连的原边电路、与中频变压器副边绕组相连的副边整流电路；所述的原边电路包括中压直流母线、直流母线电容、单相MMC电路和谐振电容；其中直流母线电容直接并联到中压直流母线，直流母线电容由容值相等的上母线电容、下母线电容C_in串联构成，上母线电容、下母线电容的连接点作为中性点O；所述单线MMC电路直接并联到直流母线电容，在结构上包含上桥臂、下桥臂，两个桥臂均由N个半桥子模块和一个桥臂电感L_r串联组成，两个桥臂电感L_r的连接点作为单相MMC电路的输出点；谐振电容C_r两端分别连接到单相MMC电路的输出和中频变压器的原边绕组；所述的直流母线电容C_in中性点O与中频变压器原边绕组相连构成回路；

所述的副边整流电路包含全桥不控整流电路、输出电容C_o，全桥不控整流电路由四个二极管D₁-D₄构成直接并联到中频变压器副边绕组，并且输出端并输出电容C_o，获得稳定的直流电压。

优选的，所述的中频变压器的原边绕组由利兹线绕制，中频变压器的副边绕组由利兹线或铜带绕制，铁芯材料选择纳米晶或铁基非晶材料。

优选的，所述的半桥子模块的每个半桥子由模块电容和两个功率开关管组成，两个功率开关管串联构成半桥结构后与模块电容并联，两个功率开关管中的下管两端作为半桥子模块的输出。

优选的，所述的每个桥臂中半桥子模块数量N的确定方法为：

其中n为备份子模块数量，V_inMAX为直流母线电压的最大值，V_c为半桥子模块电容电压，为子模块功率开关管耐压值的三分之二，[*]表示对*取整。

优选的，所述的功率开关管指功率MOSFET或IGBT。

本发明还公开了一种所述的大功率高变比谐振式直流电源的工作方法，所述的工作方法为：所述的单相MMC电路与直流母线电容构成逆变电路，将中压直流母线逆变为频率恒定为f_r的中频阶梯式方波，输出到后级的谐振电路，谐振电路由单相MMC电路桥臂电感L_r、谐振电容C_r和中频变压器的励磁电感L_m构成，阶梯式方波频率f_r为电路桥臂电感L_r、谐振电容C_r的串联谐振频率：

在一个周期中，首先单相MMC电路下桥臂半桥子模块全部投入，上桥臂半桥子模块全部切除，下桥臂电压为V_DC，上桥臂电压为0，中频变压器原边的电压为V_DC，电流正向流入全桥不控整流电路，励磁电感L_m上电压被输出电压钳位在nV_o，L_m恒压充电，电流线性上升，当流过谐振电路的谐振电流i_Lr上升到与励磁电流i_Lm相等时，全桥不控整流电路输出电流变为0，二极管承受输出电压V_o，反偏截止，实现零电流软关断，输出被中频变压器隔离，励磁电感L_m开始参与Cr和L_r的谐振，谐振电流在谐振电路内循环流动，输出电容C_o独立为负载供电，

随后MMC上桥臂子模块全部投入，下桥臂子模块全部切除，上桥臂电压为V_DC，下桥臂电压为0，变压器原边的电压为-V_DC，电流反向流入全桥不控整流电路，中频变压器原边电压被输出电压钳位在-nV_o，励磁电感被反向恒压充电，电流线性下降，当流过谐振电路的谐振电流i_Lr下降到与励磁电流i_Lm相等，全桥不控整流电路输出电流变为0，二极管承受输出电压V_o，反偏截止，实现零电流软关断，输出被中频变压器隔离，L_m开始和C_r，L_r参与谐振，谐振电流在谐振电路内循环流动，输出电容C_o继续为负载供电，一个电路周期结束。

优选的，所述的单相MMC电路的输的频率恒定为f_r的中频阶梯式方波，阶梯式方波的上升波形和下降波形均包含N-n个阶梯。

本发明中的单相MMC电路，其主要作用是将直流电压转换为一个高频方波施加在谐振电路输入端。在本发明中，可采用近似方波的阶梯波调制方式，模拟半桥结构输出方波的特性，以提高直流电压利用率，同时以阶梯波方式输出又可以避免高直流输入电压直接施加在变压器原边，降低变压器原边dv/dt，便于变压器设计，降低制造难度。

本发明相比于传统的LC串联谐振电路，LLC谐振电路不仅可以工作在f_s≥f_r的频率范围内，实现降压，还可以工作在f_s<f_r的频率范围内，实现升压功能。LLC谐振腔主要工作原理和波形将在下面详细分析。

本实施方案中，f_s≤f_r模态下的波形图如图3所示，V_N为施加在LLC谐振腔输入端的方波电压，即MMC输出电压。V_cr为谐振电容C_r两端电压，i_r为谐振电流，i_m为变压器励磁电流，V_D1为变压器副边整流桥二极管D₁、D₄两端电压，V_D2为二极管D₂、D₃两端电压。i_D1为流过D₁、D₄电流，i_D2为流过D₂、D₃电流。

t₀<t<t₂区间，t₀时刻，MMC下桥臂子模块全部投入，桥臂电压为V_DC，上桥臂子模块全部切除，桥臂电压为0。变压器原边的电压极性为上正下负，副边二极管D₁D₄导通，变压器在副边输出电压。励磁电感L_m上电压被输出电压钳位在nV_o，L_m恒压充电，电流线性上升。

t₂<t<t₃区间，在t₂时刻，谐振电流i_Lr与励磁电流i_Lm相等，输出二极管D₁D₄电流变为0，承受输出电压V_o反偏截止，实现ZCS软关断，输出被变压器隔离。L_m开始参与Cr和L_r的谐振，谐振电流在腔内循环流动。输出电容C_o独立为负载供电。

t₃<t<t₆区间，MMC上桥臂子模块全部投入，桥臂电压为V_DC，下桥臂子模块全部切除，桥臂电压为0。变压器原边的电压极性为上负下正，副边二极管D₂D₃导通，变压器原边电压被输出电压钳位在-nV_o，励磁电感电流被反向恒压充电，电流线性下降。

t₆<t<t₈区间，在t₆时刻，谐振电流i_Lr与励磁电流i_Lm相等，输出二极管D₂D₃电流变为0，反偏截止，实现ZCS软关断，输出被变压器隔离。L_m开始和C_r，L_r参与谐振，谐振电流在腔内循环流动。输出电容C_o继续为负载供电。t₈时刻，电路进入下一个周期。

本实施例中，f_s＝f_r时，与f_s<f_r时相比，没有了L_m参数谐振的过程。此时，谐振电流是一个纯正弦波，整流二极管中的电流是临界连续的。

f_s>f_r时，LLC谐振变换器的工作特性与串联谐振变换器类似，L_m从不参与谐振，一直被输出电压钳位。但整流二极管上电流连续，整流二极管的ZCS丢失，在换流时会因反向恢复产生损耗。

本设计中。在MMC桥臂方波输出时，子模块电容充放电发生在桥臂子模块投入期间，上桥臂的桥臂电压与桥臂电流波形，如图4所示，上桥臂的子模块电容电压如图5所示，输出电压纹波如图6所示。

Claims (7)

1.一种大功率高变比谐振式直流电源，包括中频变压器、与中频变压器原边绕组相连的原边电路、与中频变压器副边绕组相连的副边整流电路；其特征在于：

所述的原边电路包括中压直流母线、直流母线电容、单相MMC电路和谐振电容；其中直流母线电容直接并联到中压直流母线，直流母线电容由容值相等的上母线电容、下母线电容C_in串联构成，上母线电容、下母线电容的连接点作为中性点O；所述单线MMC电路直接并联到直流母线电容，在结构上包含上桥臂、下桥臂，两个桥臂均由N个半桥子模块和一个桥臂电感L_r串联组成，两个桥臂电感L_r的连接点作为单相MMC电路的输出点；谐振电容C_r两端分别连接到单相MMC电路的输出和中频变压器的原边绕组；所述的直流母线电容C_in中性点O与中频变压器原边绕组相连构成回路；

所述的副边整流电路包含全桥不控整流电路、输出电容C_o，全桥不控整流电路由四个二极管D₁-D₄构成直接并联到中频变压器副边绕组，并且输出端并输出电容C_o，获得稳定的直流电压。

2.根据权利要求1所述的大功率高变比谐振式直流电源，其特征在于：所述的中频变压器的原边绕组由利兹线绕制，中频变压器的副边绕组由利兹线或铜带绕制，铁芯材料选择纳米晶或铁基非晶材料。

3.根据权利要求1所述的大功率高变比谐振式直流电源，其特征在于：所述的半桥子模块的每个半桥子由模块电容和两个功率开关管组成，两个功率开关管串联构成半桥结构后与模块电容并联，两个功率开关管中的下管两端作为半桥子模块的输出。

4.根据权利要求1所述的大功率高变比谐振式直流电源，其特征在于：所述的每个桥臂中半桥子模块数量N的确定方法为：

其中n为备份子模块数量，V_inMAX为直流母线电压的最大值，V_c为半桥子模块电容电压，为子模块功率开关管耐压值的三分之二，[*]表示对*取整。

5.根据权利要求3所述的大功率高变比谐振式直流电源，其特征在于所述的功率开关管指功率MOSFET或IGBT。

6.一种根据权利要求1所述的大功率高变比谐振式直流电源的工作方法，其特征在于，所述的工作方法为：所述的单相MMC电路与直流母线电容构成逆变电路，将中压直流母线逆变为频率恒定为f_r的中频阶梯式方波，输出到后级的谐振电路，谐振电路由单相MMC电路桥臂电感L_r、谐振电容C_r和中频变压器的励磁电感L_m构成，阶梯式方波频率f_r为电路桥臂电感L_r、谐振电容C_r的串联谐振频率：

在一个周期中，首先单相MMC电路下桥臂半桥子模块全部投入，上桥臂半桥子模块全部切除，下桥臂电压为V_DC，上桥臂电压为0，中频变压器原边的电压为V_DC，电流正向流入全桥不控整流电路，励磁电感L_m上电压被输出电压钳位在nV_o，L_m恒压充电，电流线性上升，当流过谐振电路的谐振电流i_Lr上升到与励磁电流i_Lm相等时，全桥不控整流电路输出电流变为0，二极管承受输出电压V_o，反偏截止，实现零电流软关断，输出被中频变压器隔离，励磁电感L_m开始参与Cr和L_r的谐振，谐振电流在谐振电路内循环流动，输出电容C_o独立为负载供电，

随后MMC上桥臂子模块全部投入，下桥臂子模块全部切除，上桥臂电压为V_DC，下桥臂电压为0，变压器原边的电压为-V_DC，电流反向流入全桥不控整流电路，中频变压器原边电压被输出电压钳位在-nV_o，励磁电感被反向恒压充电，电流线性下降，当流过谐振电路的谐振电流i_Lr下降到与励磁电流i_Lm相等，全桥不控整流电路输出电流变为0，二极管承受输出电压V_o，反偏截止，实现零电流软关断，输出被中频变压器隔离，L_m开始和C_r，L_r参与谐振，谐振电流在谐振电路内循环流动，输出电容C_o继续为负载供电，一个电路周期结束。

7.根据权利要求6所述的工作方法，其特征在于：所述的单相MMC电路的输的频率恒定为f_r的中频阶梯式方波，阶梯式方波的上升波形和下降波形均包含N-n个阶梯。