CN109980936B - 模块化多电平结构谐振变换器的电压控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及直流‑直流变换技术，旨在提供一种模块化多电平结构谐振变换器的电压控制方法。该模块化多电平结构谐振变换器包括模块化逆变电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容，通过改变模块化逆变电路上桥臂和下桥臂上开关管常通子模块数目，改变桥臂电压和模块化逆变电路输出电压的幅度，在开关频率不变的前提下控制输出电压；或者，通过改变模块化逆变电路桥臂子模块间的开关信号移相角，改变桥臂电压和模块化逆变电路输出电压的占空比，在开关频率不变的前提下控制输出电压。本发明可提高模块化多电平谐振变换器的输入输出电压范围，工作在更宽范围的中高压直流至低压直流的变换；无需调节开关频率，保证工作在谐振工作点，实现高效率。

Description

模块化多电平结构谐振变换器的电压控制方法
技术领域
本发明涉及直流-直流变换技术，具体涉及电力电子技术领域中模块化多电平谐振变换器的电压控制方法，用于实现中高压直流向低压直流的宽范围变换。
背景技术
在电力系统、舰艇等应用场合，常需要将中高压直流转化为低压直流，例如中压直流电网向工业民用低压电网配电。在这类应用中，中国发明专利“一种谐振型电力电子变流器及变流器装置”(申请号201310309952.7)提出的模块化多电平谐振变换器MMR(ModularMultilevel Resonant，后级DC/DC隔离电路)集成了模块化多电平变换器和谐振变换器的优势，具有较好的应用前景。模块化多电平结构使MMR中压侧能承受高压，谐振型结构使功率器件能实现软开关，保证了MMR的高效率。但是，MMR一般通过调节频率来控制输出电压，不适用于输入电压宽范围变化场合。其原因是，频率调节范围有限，谐振变换器的效率最高点在谐振频率附近，通过改变频率难以兼顾电压控制和效率优化。
发明内容
本发明要解决的问题是，克服现有技术中的不足，提供一种模块化多电平结构谐振变换器的电压控制方法。该方法能适应输入侧的电压宽范围波动，无需调节开关频率，既能保证高效率又能控制输出电压。
为解决技术问题，本发明提出的解决方案是：
提供一种模块化多电平结构谐振变换器的电压控制方法，所述模块化多电平结构谐振变换器包括模块化逆变电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容，模块化逆变电路经谐振网络接至变压器的原边，变压器的副边依次连接整流器和输出电容；模块化逆变电路包含两个串联的桥臂和两个串联的电容，每个桥臂均包含一个电感和至少一个与电感串联的子模块；每个子模块均具有相同结构，包含一个上开关管、一个下开关管和一个电容，上开关管与下开关管串联后并接至电容的两侧；
所述电压控制是通过改变两个桥臂的上开关管常通的子模块数目k，以改变桥臂电压和模块化逆变电路输出电压的幅度，从而在开关频率不变的前提下控制输出电压。
本发明中，对输出电容的输出电压Vo与参考值Vref作差，该差值经补偿器得到上开关管常通的子模块数目k值；然后送入PWM发生器生成驱动信号g11～g1N和g21～g2N，其中驱动信号g11～g1N根据上桥臂子模块电压和均压控制分配给上桥臂中各子模块，驱动信号g21～g2N按同样的方法给配给下桥臂；
随着上开关常通子模块数(k值)增加，施加在谐振电路的电压幅值减小，在工作频率不变的情况下，通过后级LLC电路的输出电压也成比例减小，实现对输出电压Vo的调节。
本发明中，所述上开关管常通的子模块数目k值是零个或大于零的自然数。
本发明还提供了另一种模块化多电平结构谐振变换器的电压控制方法，所述模块化多电平结构谐振变换器包括模块化逆变电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容，模块化逆变电路经谐振网络接至变压器的原边，变压器的副边依次连接整流器和输出电容；模块化逆变电路包含两个串联的桥臂和两个串联的电容，每个桥臂均包含一个电感和至少一个与电感串联的子模块；每个子模块均具有相同结构，包含一个上开关管、一个下开关管和一个电容，上开关管与下开关管串联后并接至电容的两侧；
所述电压控制是通过改变两个桥臂中子模块间的相邻驱动信号移相角θ，以改变桥臂电压和模块化逆变电路输出电压的占空比，从而在开关频率不变的前提下控制输出电压。
本发明中，对输出电容的输出电压Vo与参考值Vref作差，该差值经补偿器得到相邻驱动信号的移相角θ，送入PWM发生器生成驱动信号g11～g1N和g21～g2N；其中驱动信号g11～g1N根据上桥臂子模块电压和均压控制分配给上桥臂中各子模块，驱动信号g21～g2N按同样的方法给配给下桥臂。
本发明中，所述移相角θ大于0°小于90°。
本发明中，模块化逆变电路上下桥臂中每个子模块中的上下上开关管的导通角互补，且不会同时导通。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明可提高模块化多电平谐振变换器MMR的输入输出电压范围，可工作在更宽范围的中高压直流至低压直流的变换；
(2)本发明无需调节开关频率，保证MMR工作在谐振工作点，实现高效率。
附图说明
图1：本发明中模块化多电平谐振变换器MMR的拓扑结构示例；
图2：MMR桥臂子模块传统调制方法；
图3：第一种MMR输出电压控制方法示例；
图4：第一种MMR输出电压控制方法的一个实施例；
图5：第二种MMR输出电压控制方法示例；
图6：第二种MMR输出电压控制方法的一个实施例。
附图标记或代号：10模块化逆变电路、101桥臂、102桥臂、20谐振网络、30变压器、40整流器、50输出电容、Cell子模块、S1子模块上开关管、S2子模块下开关管、C子模块电容、vc子模块电容电压、gi子模块驱动信号、L桥臂电感、Vi变换器输入电压、Vo变换器输出电压、g11～g1N和g21～～g2N桥臂101、102的驱动信号、N桥臂子模块数目、k上开关管常通的子模块数目、v11～v1N101桥臂子模块电容电压、v21～v2N102桥臂子模块电容电压。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
本发明作用的模块化多电平谐振变换器MMR(如图1所示)，包括逆变电路10、谐振网络20、变压器30、整流器40和输出电容50，谐振网络20由一个电感与一个电容组成。逆变电路10与谐振网络20位于变压器30的原边；整流器40和输出电容50位于变压器30的副边；Vi、V。分别是变换器输入和输出电压；每个桥臂均包含一个电感L和至少一个与电感串联的子模块Cell；每个子模块Cell均具有相同结构，包含一个上开关管S1、一个下开关管S2和一个电容C，开关管S2、S2串联后并接至电容C的两侧。子模块的开关信号是gi，gi直接控制S1，S2的控制信号与gi互补。驱动信号g11～g1N根据上桥臂子模块电压和均压控制分配给上桥臂各子模块，驱动信号g21～g2N按同样的方法给配给下桥臂，具体的均压控制方法不在本专利讨论范围之内。
图2示例性展示了MMR桥臂子模块传统调制方法。g11～g1N是上桥臂子模块驱动信号，相邻驱动信号间存在移相角θ，施加于上桥臂，使其生成多电平阶梯波varm1；同理，驱动信号g21～g2N施加于下桥臂使其生成多电平阶梯波varm2。g11～g1N与g21～g2N互补，使得varm1与varm2互补，varm1与varm2峰峰值幅度等于输入电压Vi，根据图1模块化逆变电路的输出电压vab＝varm2-Vi/2，幅值是Vi/2。
图3示例性地展示了第一种输出电压控制方法。分别让上、下桥臂中的k个子模块上开关管常通，即让g1，N-k+1～g1N和g2，N-k+1～g2N一直为高电平，其余驱动信号与传统调制方法相同。在任一时刻，插入电路的子模块数目是N+k个，子模块电容电压是Vi/(N+k)，生成的上、下桥臂的电压varml与varm2存在一个偏置，偏置大小是kVi/(N+k)，交流分量峰峰值幅度是(N-k)Vi/(N+k)，此时模块化逆变电路的输出电压vab＝varm2-Vi/2幅值变为：
Figure BDA0002006364460000041
随着上开关常通子模块数(k值)增加，施加在谐振电路的电压幅值减小，在工作频率不变的情况下，通过后级LLC电路的输出电压也成比例减小，实现了对输出电压Vo的调节。
图4示例性地展示了第一种实施输出电压控制方法的框图。输出电压vo与参考值Vref作差，差值经补偿器得到k值，送入PWM发生器生成驱动信号g11～g1N和g21～g2N。
图5示例性地展示了第二种输出控制电压方法。在传统调制方法(图2)的基础上，通过改变相邻驱动信号的移相角θ，改变桥臂电压varm1与varm2占空比D：
Figure BDA0002006364460000042
调节θ可控制模块化逆变器输出电压vab的占空比，在工作频率不变的情况下，可实现对输出电压V。的调节。图5中的vab占空比相比于图2的要明显减小。
图6示例性地展示了实施第二种输出电压控制方法的框图。输出电压Vo与参考值Vref作差，差值经补偿器得到移相角θ，送入PWM发生器生成驱动信号g11～g1N和g21～g2N。
虽然通过优选实施例进一步详细地说明并描述了本发明，但是本发明不局限于所公开的实例，本领域技术人员可以从中得出其他变形，而不脱离本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种模块化多电平结构谐振变换器的电压控制方法，其特征在于，所述模块化多电平结构谐振变换器包括模块化逆变电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容，模块化逆变电路经谐振网络接至变压器的原边，变压器的副边依次连接整流器和输出电容；模块化逆变电路包含两个串联的桥臂和两个串联的电容，每个桥臂均包含一个电感和至少一个与电感串联的子模块；每个子模块均具有相同结构，包含一个上开关管、一个下开关管和一个电容，上开关管与下开关管串联后并接至电容的两侧；
所述电压控制是通过改变两个桥臂的上开关管常通的子模块数目k，以改变桥臂电压和模块化逆变电路输出电压的幅度，从而在开关频率不变的前提下控制输出电压；所述上开关管常通的子模块数目k值是大于零的自然数；
对输出电容的输出电压Vo与参考值Vref作差，该差值经补偿器得到上开关管常通的子模块数目k值；然后送入PWM发生器生成驱动信号g11～g1N和g21～g2N，其中g1,N-k+1～g1N和g2,N-k+1～g2N一直为高电平，其余驱动信号与传统调制方法相同；驱动信号g11～g1N根据上桥臂子模块电压和均压控制分配给上桥臂中各子模块，驱动信号g21～g2N按同样的方法给配给下桥臂；
采用所述的电压控制方法后，在任一时刻，插入上桥臂和下桥臂的子模块数目之和是N+k个，子模块电容电压是Vi/(N+k)，生成的上、下桥臂的电压varm1与varm2存在一个偏置，偏置大小是kVi/(N+k)，交流分量峰峰值幅度是(N-k)Vi/(N+k)，此时模块化逆变电路的输出电压vab＝varm2-Vi/2幅值变为：
Figure FDA0002856235580000011
随着上开关常通子模块数k值增加，施加在谐振电路的电压幅值减小，在工作频率不变的情况下，通过后级LLC电路的输出电压也成比例减小，实现了对输出电压Vo的调节。
2.根据权利要求1所述的电压控制方法，其特征在于，模块化逆变电路上下桥臂中每个子模块中的上开关管与下开关管的导通角互补，且不会同时导通。
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