CN114709811B - 一种光伏直流汇集系统中ipos级联结构模块控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，IPOS级联结构的每个DC/DC模块两种控制模式供选择，其中一种控制模式为MPPT控制模式；另一种控制模式为均流控制模式或均流均压控制模式，所述均流均压控制模式是采集DC/DC模块的输出电压平均值并将其与各DC/DC模块输出电压采集值做差，经比例调节器构成输出电压环；采集不同DC/DC模块的输入电流并分别与光伏模块输出电流值的1/n进行比较，经比例调节器构成均流环；本发明以均流环保证输出电压的均衡，输出电压环控制IPOS级联模块之间的压差大小，占空比将按输入电流和输出滤波电容的压差进行动态调节以实现输入均流和输出均压。
Description
技术领域
本发明涉及电网控制处理技术领域，具体涉及一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法。
背景技术
高压大功率的DC/DC变流器是光伏直流汇集系统中的核心设备，需完成高变比的升压变换将低压侧光伏单元接入中高压侧直流配电系统，并实现对所联结的光伏单元的功率进行优化控制。以目前电力电子器件的电压耐压和电流容量水平，DC/DC变流器还无法满足光伏直流升压系统输入侧的大电流和输出侧的高电压的需求，因此需要采用多模块输入并联输出串联(Input parallel output series，IPOS)的结构。为确保光伏直流升压系统的稳定高效工作，需研究IPOS结构各子模块间的均流/均压控制策略。
IPOS级联结构多用于燃料电池和光伏发电系统，对于燃料电池发电系统，IPOS级联结构的输入侧为直流源，输出侧为负载。现有技术中实现均压的控制方法有：采用均流控制策略实现各模块间的输入电流均分，从而可以实现输出均压；电压电流通过解耦控制的方法可以实现输出均压；使用单独的电压环使得各模块占空比一致，从而实现各模块间的输出均压。这些控制方法的共同特点是每个子模块的控制方法都一致，但对于光伏发电系统，光照和温度外界条件对光伏模块的输出直流电压影响较大，需要额外的子模块实现最大功率跟踪（MPPT），以保证光伏发电系统的发电效率。文献[李广林,樊艳芳,王一波,高文森,常喜强.IPOS型光伏直流升压外送系统控制策略研究[J].太阳能学报,2021,42(08):166-176]虽然提出光伏级联IPOS结构采用统一占空比的控制策略，但是当MPPT控制与均压/均流控制耦合在一起时，会使系统偏离最大功率点，甚至无法稳定运行。所以对于光伏发电系统的IPOS级联结构需要一个单独的子模块实现MPPT控制，这就导致这个模块的控制方法与其它模块控制方法的不同，由于MPPT模块是被动实现均压/均流，因此对其他模块的均压/均流控制的动态特性要求更高。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，在均流均压控制方式由均流环和输出电压环双环组成，均流环保证输出电压的均衡，输出电压环控制IPOS级联模块之间的压差大小，占空比将按输入电流和输出滤波电容的压差进行动态调节以实现输入均流和输出均压。
本发明提供了如下的技术方案：一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，IPOS级联结构的每个DC/DC模块两种控制模式供选择，其中一种控制模式为MPPT控制模式；另一种控制模式为均流控制模式或均流均压控制模式；对所有工作中的DC/DC模块的控制模式进行采样，采样值进行逻辑运算，如果逻辑运算结果显示所有DC/DC模块的控制模式都为均流控制模式或均流均压控制模式，则把任意一个DC/DC模块切换为MPPT控制模式，其余DC/DC模块继续采用均流控制模式或均流均压控制模式；如果逻辑运算结果显示有多个DC/DC模块为MPPT控制模式，则只保留一个DC/DC模块为MPPT控制模式，其余DC/DC模块更改为均流控制模式或均流均压控制模式；如果逻辑运算结果显示只有1个DC/DC模块为MPPT控制模式，则维持不变，输出采样值。
更具体地是，所述均流控制模式是采集不同DC/DC模块的输入电流并分别与光伏模块的输出电流的1/n进行比较，n为DC/DC模块数量，经比例调节器构成均流环，各DC/DC模块的电流调节信号叠加后经过比例调节器调节，实现各个DC/DC模块的输入电流跟随相应的参考值，实现输入均流。
更具体地是，均流控制调节时，第j个DC/DC模块的输入电流Iij与光伏模块的输出电流乘以固定的大于零的比例系数P，计算得到第j个DC/DC模块的输入电流误差，然后乘以固定的大于零的第j个DC/DC模块的电流比例系数Gi将得第j个DC/DC模块的电流调节信号dIj。
更具体地是，所述均流均压控制模式采集DC/DC模块的输出电压平均值并将其与各DC/DC模块输出电压采集值做差，经比例调节器构成输出电压环；采集不同DC/DC模块的输入电流并分别与光伏模块的输出电流的1/n进行比较，n为DC/DC模块数量，经比例调节器构成均流环，各DC/DC模块的电流调节信号和电压调节信号叠加后经过比例调节器调节，实现各个DC/DC模块的输入电流跟随相应的参考值的同时实现各个DC/DC模块的输出电压也跟随相应的参考值。
更具体地是，均流环控制调节时，第j个DC/DC模块的输入电流Iij与光伏模块的输出电流乘以固定的大于零的比例系数P，计算得到第j个DC/DC模块的输入电流误差，然后乘以固定的大于零的电流比例系数Gi将得第j个DC/DC模块的占空比；输出电压环控制：计算n个DC/DC模块输出电压采样值的平均值Vof，计算其与预先设定的光伏直流汇集系统的输出电压基准值Vref的电压误差，然后乘以固定的大于零的电压比例系数Gv将得电压调节信号dv；将电流调节信号dIj和电压调节信号dv相叠加作为比例调节器的输入，比例调节器输出的信号经过PWM调制后作为DC/DC模块的驱动信号。
更具体地是，选取IBFBC作为IPOS级联结构的DC/DC模块。
更具体地是，使用均流环调节器来调节均流环的电流比例系数Gi，均流环调节器的参数设计可以采用频域分析法。
更具体地是，使用输出电压环调节器来调节输出电压环的电压比例系数Gv, 输出电压环调节器的参数设计可以采用频域分析法。
本发明的有益效果是：光伏直流汇集系统中IPOS结构采用统一占空比控制策略在各光伏直流汇集系统内部参数不匹配时不能实现DC/DC模块间的输出均压，对此本发明提出了均流型MPPT控制策略，该策略通过控制各模块间的输入电流相等实现输出均压，并针对均流型MPPT控制策略在光伏直流汇集系统启动阶段和光照变化的动态过程中，实现MPPT控制的DC/DC模块与其它DC/DC模块间会产生较大的电压差，而且随着级联模块数的增多，电压差值会逐渐增大的问题，提出均流均压型MPPT控制策略以减小输出电压差，并通过仿真结果验证了该方法的有效性。
附图说明
图1为集中式光伏直流汇集系统示意图。
图2为 IPOS级联结构结构图。
图3为 IBFBC拓扑结构图。
图4 为统一占空比MPPT控制策略控制框图。
图5为均流型MPPT控制策略原理图。
图6为 IPOS级联结构简图。
图7为均流均压型MPPT控制策略原理图。
图8为光伏直流汇集系统IPOS级联结构模块化示意图。
图9为C取值算法流程图。
图10为 输入储能电感不一致时采用统一占空比MPPT控制策略的仿真波形。
图11为 输出滤波电容不一致时采用统一占空比MPPT控制策略的仿真波形。
图12为 输入储能电感不一致时采用均流型MPPT控制策略的仿真波形。
图13为 输入储能电感不一致时采用均流均压型MPPT控制策略的仿真波形。
图14为 输出滤波电容不一致时采用均流型MPPT控制策略的仿真波形。
图15为输出滤波电容不一致时采用均流均压型MPPT控制策略的仿真波形。
图16为级联模块数量不同时均流型MPPT和均流均压型MPPT控制策略的仿真波形。
图中：100-光伏直流升压系统、200-IPOS级联结构、300-光伏模块、400-高压直流电网、500-逆变器、600-变压器、700-交流电网。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
图1为集中式光伏电站直流汇集系统，光伏电站电能经过能量的初步汇集，然后在此基础上将各DC/DC模块(变流器)采用IPOS级联形式把汇聚的电能传输至高压直流电网400，IPOS级联结构200需要采取各DC/DC模块间输出均压控制策略，最后经过逆变器500的统一逆变经变压器600变压接入交流电网700。集中式光伏直流汇集系统的核心部分在于光伏直流升压系统100，实现光伏模块300MPPT控制的同时需要实现IPOS级联结构200的输出均压，使得变换器高效率工作以及提高光伏直流汇集系统的稳定性。
IPOS级联结构如图2所示。图2中：V i为IPOS级联结构的输入电压，即光伏模块的输出电压；I i为IPOS级联结构的输入电流，即光伏模块的输出电流；I o为IPOS级联结构的输出电流；I i1，I i2，…，I in分别为第1，2，…，n个DC/DC模块的输入电流；I o1，I o2，…，I on为第1，2，…，n个DC/DC模块的并网电流，大小与I o相等；V i1，V i2，…，V in分别为第1，2，…，n个DC/DC模块的输入电压，大小与V i相等；V o1，V o2，…，V o2分别为第1，2，…，n个DC/DC模块的输出电压，即并网电压V o。
为了保证IPOS级联结构输入输出不能共地，各DC/DC模块必须实现电气隔离，隔离式变换器中有源箝位隔离升压全桥变换器(IBFBC)通过控制箝位开关管的滞后开通和提前关断实现各开关管的软开关，而且IBFBC制造成本较低，结构简单，适合于大功率变换的光伏直流升压系统，所以本发明选取IBFBC作为IPOS级联结构200的DC/DC模块，如图3所示，开关管的控制方式为传统的PWM控制，不会有移相控制存在的占空比丢失而导致输出不能实现均压的问题。
从图3可以看出IPOS级联结构可以减小每个DC/DC模块的输入端器件承受的电流应力和输出端器件承受的直流电网的电压应力，但是对于采用串联连接方式的IPOS级联结构200，忽略DC/DC模块内部损耗，每个DC/DC模块输入电容和输出滤波电容两端的电压如果不相等，则串联连接的电容之间会产生电压差，电压差会导致各DC/DC模块间产生电流环流，结果会导致开关元件的电流应力的增大，使得IBFBC开关损耗增大，影响IBFBC 的效率，也使得IPOS级联结构200的不稳定工作，所以对于IPOS级联结构200必需保证每个DC/DC模块的输出端电容电压相等。
统一占空比MPPT控制策略
在实现IPOS级联结构输出均压的控制策略中，统一占空比MPPT控制策略较为常见，其控制框图如图4所示，各DC/DC模块采用统一的占空比。
其中，V cpv为光伏模块的输出电压，I i 为光伏模块的输出电流。采用的 MPPT算法为电导增量法。DC/DC模块1实现光伏模块的MPPT控制，其对应的占空比为d 1，占空比d 1与第1个锯齿波Vramp1相比较，产生DC/DC模块1的PWM驱动信号，每个 DC/DC模块都采用MPPT控制，占空比相同，占空比与第j个DC/DC模块对应的锯齿波Vrampj(j=1，2，3， …，n)相比较，产生第j个DC/DC模块的PWM驱动信号。当各DC/DC模块内部参数一致时，各DC/DC模块输入输出侧功率平衡，则自然实现均压(OVS)，采用统一占空比的控制策略的优点是结构简单，且每个DC/DC模块使用同一占空比信号可以很好的保证均流/均压，但是当DC/DC模块内部参数不一致时会导致IPOS级联结构不能很好的实现均流/均压的功能。
第j个DC/DC模块的输出滤波电容C fj 与输出电压纹波ΔV oj 的关系如下所示。
式中， TDR表示二极管导通周期，T s表示开关周期，f s表示开关频率，n T表示变压器匝数比，L ri表示变压器一次侧漏感，L m表示变压器磁化电感，V oj 表示第j个DC/DC模块的输出电压。
每个DC/DC模块的开关周期T s，开关频率f s是相同的，变压器匝数比n T在工艺上是可以匹配的，变压器一次侧漏感与磁化电感的比值L ri/L m可以忽略不计。IPOS级联结构各DC/DC模块的输入电压相等，各DC/DC模块的并网电流相等，各DC/DC模块的输出电压也相等，则输出电压纹波ΔV oj只与输出滤波电容C fj 有关。所以当各个DC/DC模块的输出滤波电容数值大小不一致时，会导致各个DC/DC模块的输出电压纹波大小不同。输出电压纹波大小不同导致输出电压发生变化时，DC/DC模块1的占空比就会发生改变，以实现输出均压。若多个DC/DC模块的占空比同时发生改变，即各个DC/DC模块的输出电压不能理想的达到平衡状态，就会造成DC/DC模块1的调节负荷加重，甚至引起IPOS级联结构的不稳定工作。
第j个DC/DC模块的输入储能电感L j与输入电流纹波ΔI il 的关系下所示：
其中，D为各DC/DC模块稳态占空比。可以看出当各DC/DC模块的输入储能电感值不同时，各DC/DC模块的输入电流会不断的在稳态值附近波动，造成IPOS级联结构的不稳定工作。
实际上，各DC/DC模块的参数很难做到完全一致，DC/DC模块的输出端电压等级较大，输出滤波电容一般采用容量较大的电解电容，电解电容的实际容量值与标称值会有±20%的制造误差，电感和电容的参数也会随着工作时长而发生变化，因而工程运用上不适合采用统一占空比控制策略。
虽然可以在统一占空比控制策略的基础上叠加均压控制环，通过改变各DC/DC模块之间的占空比实现各个DC/DC模块间的输出电压相等，但是均压环的占空比信号必然会改变MPPT控制模块输出的占空比d 1的大小，使得MPPT控制的结果出现偏差。如果各DC/DC模块都增加均流环控制使得各DC/DC模块间的输入电流相等从而实现输出均压，但是这种输入均流控制策略会使得MPPT控制与均流控制耦合，当均流控制改变DC/DC模块的输入功率时，MPPT控制会起作用寻找最大功率点，而均流环也随之起作用，因此IPOS级联结构将处于不稳定的工作状态。
光伏直流汇集系统IPOS级联结构均流型MPPT控制策略
为了光伏直流汇集系统准确的跟踪最大功率点和保证系统的稳定工作，光伏直流汇集系统IPOS级联结构各DC/DC模块不能采用完全相同的控制方法，应使得其中一个DC/DC模块实现MPPT控制，其余DC/DC模块实现OVS，各DC/DC模块的输出电压参考值为V g/n，V g为网侧钳位电压，n为DC/DC模块的数量，则由于网侧钳位电压的钳位作用，使得各DC/DC模块间实现了OVS（输出电压均衡即输出均压）。
光伏直流汇集系统在稳态工作时，第j个DC/DC模块的输出滤波电容C fj 上经过的电流值为0，则：
式中，I o为IPOS级联结构的输出电流，I oj为第j个DC/DC模块的并网电流；忽略损耗，则根据功率守恒定律可得：
式中，I ij为第j个DC/DC模块的输入电流，V oj为第j个DC/DC模块的输出电压，对于IPOS级联结构，各DC/DC模块的输入电压相等，各DC/DC模块的输出电流相等，如果各DC/DC模块输入均流，即：
由式（5）和式（6）可以得到：
由式（7）可以看出，对于IPOS级联结构只要实现输入电流均流(Input CurrentsSharing, ICS)就可以保证OVS。
由此可以提出光伏直流汇集系统IPOS级联结构均流型MPPT控制策略，如图5所示，其中一个DC/DC模块采用MPPT控制模式，其余DC/DC模块继续采用均流控制模式。
MPPT控制模式：控制信号C=1，利用电导增量法计算光伏最大功率点电压值和电流值作为直流升压模块输入电压和电流的参考值并与实际值做差，经过比例调节器调节输出误差数据至PWM处理，最后输出IBFBC模块的占空比信号，减小误差，最终实现光伏模块的MPPT控制，提高能量的利用率。
均流控制模式：控制信号C=0，DC/DC模块采用均流环调节的方式，采集不同DC/DC模块的输入电流并分别与光伏模块的输出电流的1/n进行比较，经比例调节器构成均流环。各DC/DC模块的电流调节信号叠加后经过比例调节器调节，实现各个DC/DC模块的输入电流跟随相应的参考值，实现输入均流。调节时，第j个DC/DC模块的输入电流Iij与光伏模块的输出电流乘以固定的大于零的比例系数P，计算得到第j个DC/DC模块的输入电流误差，然后乘以固定的大于零的第j个DC/DC模块的电流比例系数Gi将得第j个DC/DC模块的电流调节信号d Ij 。
IPOS级联结构的每个DC/DC模块两种控制模式供选择，其中一种控制模式为MPPT控制模式；另一种控制模式为均流控制模式。对所有工作中的DC/DC模块的控制模式（C值，C=1为MPPT控制模式，C=0为均流控制模式）每隔Ts秒进行采样，并对采样值进行逻辑运算，如果运算结果显示C都为0，则把C=1赋值给任意模块，其余模块C值还是0；如果运算结果显示有多个1则C=1只赋值于其中一个模块，其余C=1的模块C都赋值为0；如果运算结果显示只有一个1，则输出采样值。
光伏模块通过MPPT算法产生的占空比，与锯齿波Vramp1比较产生DC/DC模块1的PWM驱动信号。均流环产生的占空比d I2和d I3分别与锯齿波Vramp2和Vramp3比较产生DC/DC模块2和DC/DC模块3的PWM驱动信号。均流环使得DC/DC模块2和DC/DC模块3的输入电流均为I i/3（当n为3时），从而与DC/DC模块1的输入电流也相等。Iref为各DC/DC模块的输入电流的平均值，即I i/n。
当IPOS级联结构各DC/DC模块参数不一致时，每个DC/DC模块通过调节各自的占空比实现ICS（输入电流均衡即输入均流）和OVS。均流环可以保证稳态时各DC/DC模块间的OVS，但是当光照强度发生改变，暂态时，三个DC/DC模块的输入电流变化趋势不一致，导致各DC/DC模块的输入电流不断波动，最后到达稳态，如果光照强度变化较大，将导致输入电流的波动幅度较大，使得输出电压过压，对开关管产生电压冲击，对器件造成损坏。
采用均流型MPPT控制策略时，当每个DC/DC模块均流环控制结果产生误差时， DC/DC模块1产生的电流误差将是其余DC/DC模块误差的叠加，导致DC/DC模块1的输出电压会与其余DC/DC模块间产生输出电压差。图6为光伏直流汇集系统IPOS级联结构简图。
如果均流环产生的电流误差大小为ΔI，则有：
网侧钳位电压Vg=n·Vo_jref，则有：
其中，P i为光伏模块的输入功率，V o_jref为各DC/DC模块输出电压的额定值；各DC/DC模块的输出电压如式（10）所示：
其中，P ij为第j个DC/DC模块的输入功率，P i1为第1个DC/DC模块的输入功率。然后由式（8）、（9）和式（10）可以求得DC/DC模块1和其余DC/DC模块输出滤波电容的压差ΔV为：
其中，ΔV为DC/DC模块1和其余DC/DC模块的压差，I i为光伏模块的输出电流（即IPOS级联结构的输入电流），ΔI为均流环调节后实际输入电流与额定电流产生的误差大小。光照强度不发生改变时， I i大小恒定，而且ΔI的值也不会变化太大，从式（11）可以看出DC/DC模块1和其余DC/DC模块的压差ΔV与级联模块数n2成正比，而且由于IPOS级联结构输出的电压等级较大，V o_jref的值会比较大，可以达到I i的几倍甚至十几倍，所以尽管ΔI的值较小只有几安培，但是ΔV可以达到几百伏甚至上千伏。
ΔV过大会引起系统不稳定，可以提高开关频率或者增大电容值来减小输出滤波电容之间的压差ΔV，但是提高开关频率会增大开关损耗，而增大电容值会增加器件体积和成本。
光伏直流汇集系统IPOS级联结构均流均压型MPPT控制策略
均流均压型MPPT控制策略原理：为了解决均流型MPPT控制策略存在的系统暂态特性较差的问题，加入输出电压环组成均流均压型MPPT控制系统，通过直接测量压差值然后进行反馈控制减小模块间的压差ΔV。图7为本发明提出的均流均压型MPPT控制策略原理图，光伏直流汇集系统IPOS级联结构模块化控制如图8所示，C取值算法如图9所示。控制其中一个DC/DC模块采用MPPT控制模式，其余DC/DC模块继续采用均流控制模式。
MPPT控制模式：控制信号C=1，利用电导增量法计算光伏最大功率点电压值和电流值作为直流升压模块输入电压和电流的参考值并与实际值做差，经过比例调节器调节输出误差数据至PWM处理，最后输出IBFBC模块的占空比信号，减小误差，最终实现光伏模块的MPPT控制，提高能量的利用率。
均流均压控制模式：控制信号C=0，DC/DC模块采用输出电压环和DC/DC模块内部单独的均流环调节的方式，具体实现过程如下：采集DC/DC模块的输出电压平均值并将其与各DC/DC模块输出电压采集值做差，经比例调节器构成输出电压环；采集不同DC/DC模块的输入电流并分别与光伏模块的输出电流的1/n进行比较，经比例调节器构成均流环。各DC/DC模块的电流调节信号和电压调节信号叠加后经过比例调节器调节实现各个DC/DC模块的输入电流跟随相应的参考值的同时实现各个DC/DC模块的输出电压也跟随相应的参考值。这样就可以实现输入均流和输出均压，同时由于输出电压环的存在，又减小了各子DC/DC模块间的动态压差。
均流环控制：第j个DC/DC模块的输入电流Iij与光伏模块的输出电流乘以固定的大于零的比例系数P，计算得到第j个DC/DC模块的输入电流误差，然后乘以固定的大于零的电流比例系数Gi将得第j个DC/DC模块的占空比。输出电压环控制：计算n个DC/DC模块输出电压采样值的平均值Vof，计算其与预先设定的光伏直流汇集系统的输出电压基准值Vref的电压误差，然后乘以固定的大于零的电压比例系数Gv将得电压调节信号dv；将电流调节信号dIj和电压调节信号dv相叠加作为比例调节器的输入，比例调节器输出的信号经过PWM调制后作为DC/DC模块的驱动信号。图7中，V ref=V g·(n-1)/n。光伏模块通过MPPT算法产生的占空比，与锯齿波Vramp1比较产生DC/DC模块1的PWM驱动信号。输出电压环产生的电压调节信号d v与均流环产生的电流调节信号d I2和d I3分别叠加，与锯齿波Vramp2和Vramp3比较产生DC/DC模块2和DC/DC模块3的PWM驱动信号。
IPOS级联结构的每个DC/DC模块两种控制模式供选择，其中一种控制模式为MPPT控制模式；另一种控制模式为均流控制模式。参照图9，C取值的算法流程为：在每个开关周期T s对所有工作中的DC/DC模块的控制模式（C值，C=1为MPPT控制模式，C=0为均流控制模式）进行C值采样，并对C值采样结果进行逻辑运算，如果运算结果显示C都为0，则把C=1赋值给任意一个DC/DC模块，其余DC/DC模块C值还是0，然后输出1，0，0…；如果运算结果显示C不都为0，则判断是否只有一个1，如果是，输出采样值，如果否（表明有多个1），则只留一个C=1的DC/DC模块，其余C=1的DC/DC模块的C值都赋值为0。
均流环调节器和输出电压环调节器的参数设计可以采用频域分析法，通过Bode图借助光伏直流汇集系统的幅相特性曲线对均流环调节器和输出电压环调节器进行设计使得光伏直流汇集系统的相位裕量和增益裕量满足要求，本发明采用的是比例调节器（PI）。输出电压环调节DC/DC模块间的输出电压，则必然会使得DC/DC模块间的输入电流发生变化，所以输出电压环调节器的PI系数如果太大，则各DC/DC模块的输入电流发生较大变化，从而使得均流环调节过于剧烈，光伏直流汇集系统的暂态响应较差，而PI系数如果太小又造成压差环对占空比的调节能力有限，本发明采用的压差环的PI系数为均流环PI系数的1/2。
以级联3个模块的IPOS结构举例，工作过程分析：当IPOS级联结构进入稳态时，光照强度不变时，网侧电压恒定，光伏直流汇集系统的输入功率和输出功率平衡，则IPOS级联结构的输出电流I o恒定；如果某时刻外界产生扰动，导致控制MPPT的DC/DC模块1的输出电压V o1增大，DC/DC模块2的输出电压V o2和DC/DC模块3的输出电压V o3之和减小。由于均流环的作用将会使得各个DC/DC模块的输入功率即输出功率相等且恒定。当DC/DC模块1的输出电压V o1上升时，DC/DC模块1的输出电流I o1减小，而IPOS级联结构的输出电流I o恒定，则I o1＜I o，DC/DC模块1的输出滤波电容C f1放电，导致DC/DC模块1的输出电压V o1减小，形成一个负反馈使得DC/DC模块1的输出电压V o1能回到稳态值；同时n个DC/DC模块输出电压采样值的平均值V of减小，输出电压环的电压调节信号d v增大，经过PWM调制使得控制DC/DC模块2和DC/DC模块3的占空比增大，则DC/DC模块2的输出电压V o2和DC/DC模块3的输出电压V o3增大，即使n个DC/DC模块输出电压采样值的平均值V of增大，最后使光伏直流汇集系统回到平衡点。同理，当某时刻外界发生扰动，导致控制MPPT的DC/DC模块1的输出电压V o1减小时，IPOS级联结构也可以回到平衡点。所以IPOS级联结构采用均流均压型MPPT控制策略时，光伏直流汇集系统可以回到平衡点。
级联模块数增多时，均流均压型MPPT控制策略减小压差的原理：当级联模块数n增加时，假设由于光照强度发生变化导致均流环产生的误差ΔI不发生改变，根据式（11），DC/DC模块1与DC/DC模块2和DC/DC模块3的输出电压差ΔV增大，此时输出电压环输出的电压调节信号d v增大，经过PWM调制使得DC/DC模块2和DC/DC模块3的占空比变大，V o2和V o3增大，则根据功率守恒定律DC/DC模块2输入电流I i2和DC/DC模块3的输入电流I i3增大，则I ij与额定值I i/n的误差ΔI随之减小，根据式（11）压差值ΔV就会减小，所以当级联模块数增加时，虽然n2增大，但是通过输出电压环的调节，ΔI的值会减小，使得压差值ΔV减小。
对于n个DC/DC模块组成的IPOS级联结构，双环控制对各DC/DC模块的占空比进行调节，所以双环之间是耦合的，调节器的参数设计较复杂，若使得均流环与输出电压环解耦，则可以独立的设计均流环的调节器参数，降低光伏直流汇集系统设计的难度。
本发明采用的DC/DC模块为IBFBC，每个DC/DC模块的输入输出电压的关系为：
式中，K=n T/2，d j为第j（j1，下同）个DC/DC模块的占空比，由两部分组成：
式中，d v为电压调节信号（由输出电压环产生），d Ij为电流调节信号（由均流环产
生），由式（12）和式（13）可以写出其小信号扰动方程：
式中，DC/DC模块参数的稳态量包括V i 、D和V oj ，
为V i的扰动量、
为d v的扰动
量、
为d Ij的扰动量和
为V oj的扰动量。
化简消去式（14）中的直流分量和二阶扰动量，然后从j=2至j=n进行求和可以得
到：
式中，
为V of 的扰动量；
由式（15）可以看出，如果
，则可以得到：
由式（15）和式（16）可以看出，如果均流环输出占空比信号的和为0，则均流环的扰动对IPOS级联结构的输出电压不产生影响，两个输出电压环与均流环之间也互相不产生影响，所以就实现了均流环和电压环的解耦控制，这样就实现了均流环的独立设计。设计控制电路时，只要把第2个DC/DC模块至第n-1个DC/DC模块均流环产生的电流调节信号d Ij (j=2，3，…，n-1)相加取反作为第n个DC/DC模块均流环输出的电流调节信号d In就可以实现PWM驱动信号的扰动量为零，第n个DC/DC模块均流环输出的电流调节信号d In可以化简如下：
由式（17）可以看出d In的形式与其余DC/DC模块相一致，方便光伏直流汇集系统的模块化设计。实际上，电压环的设计虽然不会影响电流均流环的稳态值，但是对暂态响应有一定的影响。
为了验证本文提出的均流均压型MPPT控制策略与均流型MPPT控制策略及统一占空比MPPT控制策略存在的优点，在Matlab/Simulink仿真平台上搭建了多个模块采用IPOS级联的光伏直流汇集系统。并分别采用这三种控制方法在光伏直流汇集系统处于不同的工况下进行仿真分析。其中DC/DC模块1实现光伏模块的MPPT控制。
SunPower SPR-305-WHT为仿真中采用的光伏模块型号，表1是其基本参数。
表1.SunPower SPR-305-WHT型光伏模块参数
表2.DC/DC模块基本参数值
表3.不同的工况下光伏直流汇集系统的参数值
图10给出了各DC/DC模块输入储能电感不一致时采用统一占空比MPPT控制策略时的仿真波形，仿真工况如表3工况1。从图10中可以看出当IPOS结构各DC/DC模块输入储能电感不一致时，在光伏直流汇集系统的启动阶段和光照变化的动态过程中各DC/DC模块的输入电流和输出电压波动幅度较大，动态特性差，不能实现输入均流和输出均压。
图11是IPOS结构各DC/DC模块输出滤波电容不一致时采用统一占空比控制策略时的仿真波形，仿真工况如表3工况2。从图11中可以看出当IPOS结构各DC/DC模块输出滤波电容不一致时，在光伏直流汇集系统的启动阶段和光照变化的动态过程中各DC/DC模块的输入电流和输出电压波动较大，暂态特性差，输入不均流，输出不均压。在稳态时，各DC/DC模块的输出电压之间也存在差值。
为了验证本文提出的均流均压型MPPT控制策略和均流型MPPT控制策略的控制效果，在以上的两种工况下采用均流均压型MPPT控制策略和均流型MPPT控制策略进行仿真测试。仿真对比分析如下。
图12和图13分别为采用均流型MPPT控制策略和均流均压型MPPT控制策略在IPOS结构各DC/DC模块输入储能电感不一致时的仿真波形，仿真工况如表3工况1。
图10、图12和图13结合由表1中光伏模块在不同的光照情况下的最大功率点电流和电压的参数可以知道，采用均流型MPPT控制和均流均压型MPPT控制都实现了光伏模块的MPPT。在稳态和光照强度变化的动态过程中可以较好的实现输入均流和输出均压，但是采用均流型MPPT控制时，在光伏直流汇集系统的启动阶段和光照变化的动态变化过程中，DC/DC模块1与其余DC/DC模块会有较大的输出电压差，电压差放大了3倍。而采用均流均压型MPPT控制策略时，DC/DC模块1与其余DC/DC模块间的输出电压差就减小了很多。
图14和图15分别为采用均流型MPPT控制策略和均流均压型MPPT控制策略在IPOS结构各DC/DC模块输出滤波电容不一致时的仿真波形，仿真工况如表3工况2。
图11、图14和图15结合表1中光伏模块在不同的光照情况下的最大功率点电流和电压的参数可以知道，采用均流型MPPT控制和均流均压型MPPT控制都实现了光伏模块的MPPT。在稳态和光照变化的动态过程中可以较好的实现输入均流和输出均压，但是采用均流型MPPT控制时，在光伏直流汇集系统的启动阶段和光照变化的动态变化过程中，DC/DC模块1与其余DC/DC模块会有较大的输出电压差，电压差放大了3倍。而采用均流均压型MPPT控制时，DC/DC模块1与其余DC/DC模块间的输出电压差就减小了很多。
图16为采用均流型MPPT控制策略和均流均压型MPPT控制策略在IPOS结构级联模块为3、4、5个时DC/DC模块1的输出电压对比图，仿真工如表3工况3。从图16中可以看出随着级联模块数的增多，在光伏直流汇集系统的启动阶段和光照变化的动态变化过程中，采用均流型MPPT控制策略DC/DC模块1与其余DC/DC模块的输出电压差随着级联模块数的增多会越来越大，而采用均流均压型MPPT控制策略时DC/DC模块1与其余DC/DC模块的输出电压差变化较小。
最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (6)
1.一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，其特征是：IPOS级联结构的每个DC/DC模块两种控制模式供选择，其中一种控制模式为MPPT控制模式；另一种控制模式为均流均压控制模式；对所有工作中的DC/DC模块的控制模式进行采样，采样值进行逻辑运算，如果逻辑运算结果显示所有DC/DC模块的控制模式都为均流均压控制模式，则把任意一个DC/DC模块切换为MPPT控制模式，其余DC/DC模块继续采用均流均压控制模式；如果逻辑运算结果显示有多个DC/DC模块为MPPT控制模式，则只保留一个DC/DC模块为MPPT控制模式，其余DC/DC模块更改为均流均压控制模式；如果逻辑运算结果显示只有1个DC/DC模块为MPPT控制模式，则维持不变，输出采样值；
所述均流均压控制模式采集DC/DC模块的输出电压平均值并将其与各DC/DC模块输出电压采集值做差，经比例调节器构成输出电压环；采集不同DC/DC模块的输入电流并分别与光伏模块的输出电流的1/n进行比较，n为DC/DC模块数量，经比例调节器构成均流环，各DC/DC模块的电流调节信号和电压调节信号叠加后经过比例调节器调节，实现各个DC/DC模块的输入电流跟随相应的参考值的同时实现各个DC/DC模块的输出电压也跟随相应的参考值；
对于n个DC/DC模块组成的IPOS级联结构，均流均压控制对各DC/DC模块的占空比进行调节，均流环与均压环之间是耦合的，为使得均流环与输出电压环解耦，独立的设计均流环的调节器参数；采用的DC/DC模块为IBFBC，每个DC/DC模块的输入输出电压的关系为：
式中，V i为IPOS级联结构的输入电压，即光伏模块的输出电压，V oj 表示第j个DC/DC模块的输出电压，K=n T/2，n T表示变压器匝数比，d j为第j个DC/DC模块的占空比，由两部分组成：
式中，d v为电压调节信号，d Ij为电流调节信号，由式（12）和式（13）得出信号扰动方程：
式中，D为各DC/DC模块稳态占空比，DC/DC模块参数的稳态量包括V i 、D和V oj ，
为V i 的
扰动量、
为d v的扰动量、
为d Ij的扰动量和
为V oj 的扰动量；
化简消去式（14）中的直流分量和二阶扰动量，然后从j=2至j=n进行求和可以得到：
式中，
为n个DC/DC模块输出电压采样值的平均值V of 的扰动量，V g为网侧钳位电压，n
为DC/DC模块的数量；
由式（15）可以看出，如果
，则可以得到：
由式（15）和式（16）可以看出，如果均流环输出占空比信号的和为0，则均流环的扰动对IPOS级联结构的输出电压不产生影响，两个输出电压环与均流环之间也互相不产生影响，实现了均流环和电压环的解耦控制。
2.根据权利要求1所述的一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，其特征是：均流环控制调节时，第j个DC/DC模块的输入电流Iij与光伏模块的输出电流乘以固定的大于零的比例系数P，计算得到第j个DC/DC模块的输入电流误差，然后乘以固定的大于零的电流比例系数Gi将得第j个DC/DC模块的占空比；输出电压环控制：计算n个DC/DC模块输出电压采样值的平均值V of ，计算V of 与预先设定的光伏直流汇集系统的输出电压基准值Vref的电压误差，然后乘以固定的大于零的电压比例系数Gv将得电压调节信号dv；将电流调节信号dIj和电压调节信号dv相叠加作为比例调节器的输入，比例调节器输出的信号经过PWM调制后作为DC/DC模块的驱动信号。
3.根据权利要求1所述的一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，其特征是：选取IBFBC作为IPOS级联结构的DC/DC模块。
4.根据权利要求1所述的一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，其特征是：使用均流环调节器来调节均流环的电流比例系数Gi，均流环调节器的参数设计采用频域分析法。
5.根据权利要求2所述的一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，其特征是：使用输出电压环调节器来调节输出电压环的电压比例系数Gv, 输出电压环调节器的参数设计采用频域分析法。
6.根据权利要求2所述的一种光伏直流汇集系统中IPOS级联结构模块控制方法，其特征是：设计控制电路时，把第2个DC/DC模块至第n-1个DC/DC模块均流环产生的电流调节信号d Ij(j=2，3，…，n-1)相加取反作为第n个DC/DC模块均流环输出的电流调节信号d In,实现PWM驱动信号的扰动量为零，第n个DC/DC模块均流环输出的电流调节信号d In表示为:
其中I in为第n个DC/DC模块的输入电流，Iref为各DC/DC模块的输入电流的平均值。
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Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106357109A (zh) * | 2016-11-14 | 2017-01-25 | 东南大学 | 一种基于输出电流反馈的isop系统输入均压控制方法 |
| CN109067193A (zh) * | 2018-08-17 | 2018-12-21 | 燕山大学 | 一种级联型电力电子变压器及其不平衡补偿控制方法 |
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