CN113839564A - 一种适用于iios型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种适用于IIOS型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路，属于电网技术领域。包括IIOS型光伏直流升压汇集系统、IBFBC单元和附加电压均衡电路DPBU；IIOS型光伏直流升压汇集系统包括n个独立的子模块SM和n/2个附加电压均衡电路，每个子模块均采用隔离型DC‑DC单元；其中隔离DC‑DC单元采用隔离升压全桥变换器拓扑，实现独立的最大功率跟踪控制MPPT；通过DPBU有效实现汇集系统子模块之间功率的“点对点”均衡，使得各个SM的输出电压均衡。在有效实现IIOS型直流汇集系统输出电压均衡的同时，可以降低开关管器件的使用数量，并降低开关管电流应力。

Description

一种适用于IIOS型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路
技术领域
本发明属于电网技术领域，涉及一种适用于IIOS型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路。
背景技术
伴随全球环境污染问题和化石能源危机的不断加剧，太阳能等清洁可再生能源受到了越来越多关注，光伏发电产业得到了快速发展。同时，由于具备低损耗、高稳定性等优势，直流输电技术在新能源领域的应用正逐渐成为目前的研究热点，基于此，有相关学者提出了光伏直流升压汇集技术，相较交流汇集技术，其具备如下优点：I)光伏电池本身输出直流，采用直流汇集可以减少交直流变换环节，提高效率；II)无谐波问题，无频率与无功问题，稳定性更高；III)具备柔性合环运行能力，供电可靠性高。
通常在中压分布式光伏发电系统中，光伏阵列的输出电压被设计为不超过1kV,而中压直流母线通常为10kV,因此对于光伏直流升压汇集系统而言，高升压比的光伏直流升压变换器是其中的关键。采用图1所示的输入独立输出串联型(IIOS)的直流汇集是较为合适的选择，通过每个输入端口连接光伏电池，实现了独立的最大功率跟踪，输出串联结构实现了高升压比，符合中压环境下光伏直流升压汇集系统的需求。由于采用了输出串联结构，忽略损耗，各个子变换器的输出侧电压与输入功率满足如下关系：
Figure BDA0003312504630000011
Uo1+Uo2+Uok…Uon＝UGrid (2)
式中，Uok(k＝1,2,3,…n)和Pk(k＝1,2,3,…n)分别为各DC/DC输出侧电压和功率，UGrid为电网电压。
IIOS结构的主要问题是在光照不均匀情况下，会发生功率失配现象，各个子变换器的输出电压也会失去平衡，当功率严重失配时，部分单元因为输出侧分压过低而无法维持MPPT，其它部分单元可能会因输出侧分压过高，导致器件承受电压应力过高而损坏。为提高IIOS型光伏直流汇集系统在不均匀光照情况下的运行可靠性，需要采取一定措施实现功率均衡。
文献《田艳军,高皓楠,王毅,等.光照不均时独立输入串联输出型光伏直流汇集系统分层优化MPPT控制策略[J].高电压技术,2020,46(10):9.》提出了一种光伏直流汇集系统的功率权重分层控制策略，通过计算每个发电模块的功率权重来调整变换器的工作模式，但是这种方案只适用于轻度光照不均情况，在光照不均匀较为严重的情况下效果较差。文献《宁光富,陈武,曹小鹏,等.适用于模块化级联光伏发电直流并网系统的均压策略[J].电力系统自动化,2016,40(19):66-72.》提出一种在各变换器模块后级附加全桥或半桥调压电路的拓扑方案，通过控制后级调压电路中开关器件占空比，可以实现输出电压的均衡，但两级式的结构导致损耗增加，光伏直流升压汇集系统的效率降低。文献《LiuY,Abu-RubH,Ge B.Front-End Isolated Quasi-Z-Source DC–DC Converter Modules in Seriesfor High-Power Photovoltaic Systems—Part II:Control,Dynamic Model,andDownscaled Verification[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2016,64(1):359-368.》提出了一种基于准Z源阻抗网络拓扑的变换器单元构成的IIOS型直流变换器，可实现针对光伏发电的多路MPPT控制，并在一定程度上增强变换器应对功率失配的能力，但准z源结构的无源器件使用数量较多，导致汇集系统稳定性有所下降。文献《Li X,Zhu M,Su M,et al.Input-Independent and Output-Series Connected Modular DC–DCConverter With Intermodule Power Balancing Units for MVdc Integration ofDistributed PV[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2019,35(2):1622-1636.》提出了提出了一种功率均衡电路，通过功率均衡单元，能够很好地实现各子变换器输出电压均衡，且功率均衡单元中仅传递失配功率，相较两级式结构而言损耗明显降低,但均衡单元无法实现软开关，在大功率情况下损耗仍然不容忽视。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种适用于IIOS型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路。通过在汇集系统后级接入本发明所提出的电压均衡电路，可以有效实现输出侧电压均衡，进而提高直流升压汇集系统的运行稳定性，相较目前存在的技术，本发明所提出的技术所采用的开关管(IGBT、MOSFET等)数量更少，同时开关管承受的电流应力可以有效降低，并且电压均衡电路中的每个开关管均可以实现零电压开关(ZVS)。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种适用于IIOS型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路，其特征在于：包括IIOS型光伏直流升压汇集系统、IBFBC单元和附加电压均衡电路DPBU；
IIOS型光伏直流升压汇集系统包括n个独立的子模块SM和n/2个附加电压均衡电路，每个子模块均采用隔离型DC-DC单元；
其中隔离DC-DC单元采用隔离升压全桥变换器拓扑，实现独立的最大功率跟踪控制MPPT；附加电压均衡电路DPBU由一个半桥和两个电感组成，两个DPBU之间通过电容连接，通过DPBU实现汇集系统子模块之间功率的“点对点”均衡，使得各个SM的输出电压均衡；
所述IBFBC单元的输入侧增加一个升压电感，等效为一个隔离型的boost电路；其中LBoost是Boost升压电感，功率开关管Qk1、Qk2、Qk3、Qk4共同组成可控的全桥电路，T为高频交流变压器，其漏感为Lr，二极管Dk1、Dk2、Dk3、Dk4组成不可控的全桥整流电路，Co,k为输出滤波电容；CCM状态下，IBFBC的输出电压与输入电压之间的关系为：
Figure BDA0003312504630000031
所述附加电压均衡电路DPBU连接两个光伏变换器SM，定义两个SM单元和一个DPBU单元共同组成一个变换器组；DPBU中，电感LB,k的作用是实现变换器组内的功率均衡；电感LD,k和电容CD,k的作用是实现变换器组之间的功率均衡；设所有开关管为理想器件；光伏阵列工作在最大功率点状态。
所述组内均衡为：
均衡单元等效为一个buck-boost电路，均衡单元内部上下桥臂的开关管互补导通，占比为50％，共有两个开关模态；
模态1时，开关管S1,k和S1,k+1导通，开关管S2,k和S2,k+1保持关断，此时均衡单元内部的能量流向为C1,k-S1,k-LB,k，C1,k+1-S1,k+1-LB,k+1,电感LB,k，LB,k+1处于充电状态；
模态2时，开关管S1,k和S1,k+1保持关断，开关管S2,k和S2,k+1导通，此时均衡单元内部的能量流向为LB,k-S2,k-C2,k,LB,k+1-S2,k+1-C2,k+1,电感LB,k,LB,k+1处于放电状态；
当S1,k导通时，有
Figure BDA0003312504630000032
当S2,k导通时，有
Figure BDA0003312504630000033
在一个开关周期内，流经电感LB的电流近似线性，各个变换器单元的输出电容电压也近似恒定，结合以上两式，得：
Figure BDA0003312504630000034
当均衡单元工作在稳态时，根据电感伏秒平衡，一个开关周期内电感吸收和释放的能量之和为零，得到：
0.5vSM1,kTs-0.5vSM2,kTs＝0 (7)
当电路工作在稳定状态时，得vSM1,k＝vSM2,k,即组内两个变换器的输出电压将达到均衡，，稳态时流经LB的电流大小由下式表示：
Figure BDA0003312504630000041
式中，P1,k和P2,k分别是SM#1,k和SM#2,k的输出功率，VSM是汇集系统达到稳态之后，变换器的输出电压值，VSM的幅值由下式表示：
VSM＝UGrid/n (9)
所述组间均衡为：
当仅考虑变换器组之间的均衡时，电感LB,k可以被忽略，IPBU可以等效为一个半桥逆变器，两个半桥逆变器之间通过两个电感LD和若干个电容CD相连，通过半桥逆变器可以将各SM单元输出的直流转换成相位可控的交流源，通过控制S1,1和S1,k(S2,1和S2,k)之间的移相角可以实现两个子模块之间的功率传递。由此，在有n个子模块的汇集系统中，定义汇集系统各子模块输出的平均功率为Pave，即:
Figure BDA0003312504630000042
Figure BDA0003312504630000043
模态1时，S1,k与S1,k+1导通，S2,k与S2,k+1关断，此时DPBU中的功率流向为C1,k,C2,k-S1,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S1,k+1，电容CD,k处于充电状态。
模态2时，S2,k与S1,k+1导通，S1,k与S2,k+1关断，此时S2,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S1,k+1构成一个闭环，电感LD,k上的压降vLD,k为负，电感LD,k+1上的压降vLD,k+1为正，电流iCD,k迅速由正下降到负，为下一阶段电容CD,k放电做准备。
模态3时，S2,k与S2,k+1导通，S1,k与S1,k+1关断，此时DPBU中的功率流向为CD,k-LD,k-S2,k-C1,k+1,C2,k+1-S2,k+1-LD,k+1，电容CD,k处于放电状态。
模态4时，S1,k与S2,k+1导通，S2,k与S1,k+1关断，此时C1,k,C2,k,C1,k+1,C2,k+1-S1,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S2,k+1构成一个闭环，电感LD,k上的压降vLD,k为正，电感LD,k+1上的压降vLD,k+1为负，电流iCD,k迅速由负上升到正，为下一阶段电容CD,k充电做准备。
由于所有开关都工作在50％占空比模式，根据状态平均空间法，电容CD,k的平均电压可以由下式表示：
Figure BDA0003312504630000051
当汇集系统工作在稳态时，各变换器之间已经实现了电压均衡，同时忽略电容纹波，此时各子模块的输出电压和电容电压可以近似认为：
vSM1,k＝vSM2,k＝vSM1,k+1＝vSM2,k+1＝VSM (13)
VCD,k≈2VSM (14)
对于有两个变换器组的汇集系统，在模态2和模态4时，通过KVL，可以得出电感两端电压vLD,k≈VSM(忽略电容纹波)，模态1和模态3时，vLD,k＝0，因此vLD,k存在0，±VSM三个电平，但是当汇集系统内部变换器组数量多于两个时，各个DPBU单元可能工作在不同的模态，vLD,k可能存在多个电平。
以存在三个变换器组的汇集系统为例，对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态2，而对于DPBU#2和DPBU#3工作在模态1，通过KVL分析可以得出，vLD,1、vLD,2、vLD,3分别为-4/3VSM、2/3VSM、2/3VSM；对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态3，而对于DPBU#2和DPBU#3工作在模态2，通过KVL分析可以得出，vLD,1、vLD,2、vLD,3分别为-2/3VSM、-2/3VSM、4/3VSM；可以得出，对于有三个变换器组的汇集系统，vLD,k可以存在0，±2/3VSM，±4/3VSM共五种电平，可见vLD,k为多电平阶梯波。
推广到n个变换器组，vLD,k是存在0，±2VSM/n，±4VSM/n，…±2(n-2)VSM/n共2n-1个电平的阶梯波，在不同工况下，利用KVL可以具体计算出每个“阶梯”的幅值。
当汇集系统处于稳定工作状态时，根据电感伏秒平衡，iLD,k的幅值ILD,k可以由下式计算
Figure BDA0003312504630000052
可选的，所述电压均衡电路具有控制策略为：
本文所提出的光伏直流升压汇集系统中的各子模块及功率均衡单元可以分别独立控制，其中每个SM可以实现独立的MPPT跟踪(本文采用扰动观察法作为MPPT算法)。
对于DPBU，由上述分析可知变换器组内的两个SM在DPBU上下桥臂两个开关管50％占空比互补导通的情况下可以实现变换器组内功率的自均衡，为实现不同变换器组之间的功率均衡，需要调整移相角
Figure BDA0003312504630000053
的大小，为此需要采用闭环移相控制。实际设计中，由于很难保证各电感电容的参数完全一致，且各变换器组之间的功率传递所经过的电容数量不确定，各IPBU单元控制器的PI参数的整定难以统一，为此引入模糊控制器。
此外，由于通过平均功率计算
Figure BDA0003312504630000061
较为繁琐，为方便控制器设计，选取第一个IPBU单元的移相角为0，其他IPBU单元相对于第一个IPBU单元进行移相，即
Figure BDA0003312504630000062
Figure BDA0003312504630000063
控制器的输入量为两个相邻变换器组内的一个SM单元的输出侧电压，通过闭环控制实现这两者之间的电压差为0，同一变换器组内的另外一个变换器也可以自然实现电压均衡，由此可以减少输出侧的电压传感器数量，降低了设计成本。
本发明的有益效果在于：
(1)在有效实现IIOS型直流汇集系统输出电压均衡的同时，可以降低开关管器件的使用数量；
(2)有效降低附加均压电路中开关管和电感的电流应力；
(3)附加电压均衡电路中的开关管均可以实现零电压开关。
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
图1为采用所提电压均衡电路的光伏直流升压汇集系统；
图2为隔离升压全桥变换器的拓扑结构；
图3为DPBU单元组内均衡；
图4为电感LB的工作波形；
图5为DPBU单元点对点功率传递原理；(a)为半桥逆变器；(b)为其等效电路图；
图6为DPBU单元组间均衡；
图7为三个变换器组的汇集系统组间均衡；(a)为对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态2；(b)为对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态3；
图8为电感LD的工作电流波形；
图9为MPPT控制器设计；
图10为DPBU移相控制器设计
图11为IIOS系统每个子变换器输出电压波形；(a)为不启动均衡单元时各SM单元的输出电压；(b)为采用PBU单元时各SM单元的输出电压；(c)为启动DPBU单元时各SM单元的输出电压；(d)为启动DPBU单元+模糊控制时时各SM单元的输出电压；
图12均衡单元电感电流，(a)为采用DPBU，(b)为采用PBU；
图13为实验原理图；
图14为改变输入侧电流，SM1,1和SM1,2的输出侧电压；
图15为输入功率变化时，各SM单元输出侧电压；(a)为vSM1,1的局部放大；(b)为各SM单元的输出侧电压；
图16为VDS1,1和VGS1,1。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
如图1所示，本文所采用的光伏直流汇集系统包含n个独立的子模块(SM)和n/2个附加电压均衡电路，每个子模块均采用隔离型DC-DC单元。其中隔离DC-DC单元采用隔离升压全桥变换器拓扑，实现独立的最大功率跟踪控制(MPPT)；附加电压均衡电路DPBU由一个半桥和两个电感组成，两个DPBU之间通过电容连接，通过DPBU实现汇集系统子模块之间功率的“点对点”均衡，使得各个SM的输出电压均衡；
IBFBC单元的工作原理：
IBFBC的拓扑结构如图2所示，其类似于全桥变换器，与之不同的是，IBFBC的输入侧增加了一个升压电感，IBFBC可以等效为一个隔离型的boost电路。其中LBoost是Boost升压电感，功率开关管Qk1、Qk2、Qk3、Qk4共同组成可控的全桥电路，T为高频交流变压器，其漏感为Lr，二极管Dk1、Dk2、Dk3、Dk4组成不可控的全桥整流电路，Co,k为输出滤波电容。IBFBC具有电气隔离，高升压比等优点，适合拥有高压直流母线且需要电气隔离的光伏直流汇集系统，CCM状态下，IBFBC的输出电压与输入电压之间的关系为：
Figure BDA0003312504630000081
附加电压均衡电路(DPBU)的工作原理：
DPBU单元一共存在两个功率传递路径，每个DPBU连接两个SM单元，定义两个SM单元和一个DPBU共同组成一个变换器组(SM#1,k、SM#2,k和DPBU#k)。DPBU中，电感LB,k的作用是实现变换器组内的功率均衡；电感LD,k的作用是实现变换器组之间的功率均衡。为简化分析，作出如下假设：a)所有开关管为理想器件；b)光伏阵列工作在最大功率点状态；下面将分别介绍DPBU的两个均衡路径的工作原理。
(a)组内均衡：
当仅考虑变换器组内部均衡时，可以忽略电感LD和电容CD，此时均衡单元可以等效为一个buck-boost电路，均衡单元内部上下桥臂的开关管互补导通，占比为50％，假设子模块SM#1,k的输出功率大于SM#2,k，子模块SM#1,k+1的输出功率大于SM#2,k+1，电容C1,k、C2,k、C1,k+1、C2,k+1分别是SM#1,k、SM#2,k、SM#1,k+1、SM#2,k+1的输出侧电容。此时共有两个开关模态，如图3所示。电感LB的工作波形如图4所示。
模态1时，开关管S1,k和S1,k+1导通，开关管S2,k和S2,k+1保持关断，此时均衡单元内部的能量流向为C1,k-S1,k-LB,k，C1,k+1-S1,k+1-LB,k+1，电感LB,k、LB,k+1处于充电状态。
模态2时，开关管S1,k和S1,k+1保持关断，开关管S2,k和S2,k+1导通，此时均衡单元内部的能量流向为LB,k-S2,k-C2,k，LB,k+1-S2,k+1-C2,k+1，电感LB,k、LB,k+1处于放电状态。
当S1,k导通时，如stage1所示，有
Figure BDA0003312504630000082
当S2,k导通时，如stage2所示，有
Figure BDA0003312504630000091
在一个开关周期内，可以认为流经电感LB的电流近似线性，各个变换器单元的输出电容电压也近似恒定，结合以上两式，可得：
Figure BDA0003312504630000092
当均衡单元工作在稳态时，根据电感伏秒平衡，一个开关周期内电感吸收和释放的能量之和为零，可以得到：
0.5vSM1,kTs-0.5vSM2,kTs＝0 (7)
由此，当电路工作在稳定状态时，可得vSM1,k＝vSM2,k,即组内两个变换器的输出电压将达到均衡，进而可得，稳态时流经LB的电流大小可以由下式表示：
Figure BDA0003312504630000093
式中，P1,k和P2,k分别是SM#1,k和SM#2,k的输出功率，VSM是汇集系统达到稳态之后，变换器的输出电压值，VSM的幅值可以由下式表示：
VSM＝UGrid/n (9)
(b)组间均衡：
图5为DPBU单元点对点功率传递原理；(a)为半桥逆变器；(b)为其等效电路图；当仅考虑变换器组之间的均衡时，电感LB,k可以被忽略，DPBU可以等效为(a)中所示的半桥逆变器，两个半桥逆变器之间通过两个电感LD和若干个电容CD相连，通过半桥逆变器可以将各SM单元输出的直流转换成相位可控的交流源，通过控制S1,1和S1,k(S2,1和S2,k)之间的移相角可以实现两个子模块之间的功率传递。由此，在有n个子模块的汇集系统中，(a)中所示的拓扑结构可以等效为(b)所示的电路，定义汇集系统各子模块输出的平均功率为Pave，即：
Figure BDA0003312504630000094
Figure BDA0003312504630000095
模态1时，S1,k与S1,k+1导通，S2,k与S2,k+1关断，此时DPBU中的功率流向为C1,k,C2,k-S1,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S1,k+1，电容CD,k处于充电状态。
模态2时，S2,k与S1,k+1导通，S1,k与S2,k+1关断，此时S2,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S1,k+1构成一个闭环，电感LD,k上的压降vLD,k为负，电感LD,k+1上的压降vLD,k+1为正，电流iCD,k迅速由正下降到负，为下一阶段电容CD,k放电做准备。
模态3时，S2,k与S2,k+1导通，S1,k与S1,k+1关断，此时DPBU中的功率流向为CD,k-LD,k-S2,k-C1,k+1,C2,k+1-S2,k+1-LD,k+1，电容CD,k处于放电状态。
模态4时，S1,k与S2,k+1导通，S2,k与S1,k+1关断，此时C1,k,C2,k,C1,k+1,C2,k+1-S1,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S2,k+1构成一个闭环，电感LD,k上的压降vLD,k为正，电感LD,k+1上的压降vLD,k+1为负，电流iCD,k迅速由负上升到正，为下一阶段电容CD,k充电做准备。
由于所有开关都工作在50％占空比模式，根据状态平均空间法，电容CD,k的平均电压可以由下式表示：
Figure BDA0003312504630000101
当汇集系统工作在稳态时，各变换器之间已经实现了电压均衡，同时忽略电容纹波，此时各子模块的输出电压和电容电压可以近似认为：
vSM1,k＝vSM2,k＝vSM1,k+1＝vSM2,k+1＝VSM (13)
VCD,k≈2VSM (14)
如图6所示，对于有两个变换器组的汇集系统，在模态2和模态4时，通过KVL，可以得出电感两端电压vLD,k≈VSM(忽略电容纹波)，模态1和模态3时，vLD,k＝0，因此vLD,k存在0，±VSM三个电平，但是当汇集系统内部变换器组数量多于两个时，各个DPBU单元可能工作在不同的模态，vLD,k可能存在多个电平。
以存在三个变换器组的汇集系统为例，图7为三个变换器组的汇集系统组间均衡；(a)为对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态2；(b)为对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态3；对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态2，而对于DPBU#2和DPBU#3工作在模态1，通过KVL分析可以得出，vLD,1、vLD,2、vLD,3分别为-4/3VSM、2/3VSM、2/3VSM；对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态3，而对于DPBU#2和DPBU#3工作在模态2，通过KVL分析可以得出，vLD,1、vLD,2、vLD,3分别为-2/3VSM、-2/3VSM、4/3VSM；可以得出，对于有三个变换器组的汇集系统，vLD,k可以存在0，±2/3VSM，±4/3VSM共五种电平，可见vLD,k为多电平阶梯波。
推广到n个变换器组，vLD,k是存在0，±2VSM/n，±4VSM/n，…±2(n-2)VSM/n共2n-1个电平的阶梯波，在不同工况下，利用KVL可以具体计算出每个“阶梯”的幅值，如图8所示为工况P1,1+P2,1>P1,2+P2,2>…P1,n+P2,n时，vLD,1的波形，可见每个“阶梯”的持续时间为相邻两个DPBU的相角差。
当汇集系统处于稳定工作状态时，根据电感伏秒平衡，iLD,k的幅值ILD,k可以由下式计算
Figure BDA0003312504630000111
控制策略：
本文所提出的光伏直流升压汇集系统中的各子模块及功率均衡单元可以分别独立控制，其中每个SM可以实现独立的MPPT跟踪(本文采用扰动观察法作为MPPT算法)，控制器设计如图9所示。
对于DPBU，由上述分析可知变换器组内的两个SM在DPBU上下桥臂两个开关管50％占空比互补导通的情况下可以实现变换器组内功率的自均衡，为实现不同变换器组之间的功率均衡，需要调整移相角
Figure BDA0003312504630000115
的大小，为此需要采用闭环移相控制。实际设计中，由于很难保证各电感电容的参数完全一致，且各变换器组之间的功率传递所经过的电容数量不确定，各DPBU单元控制器的PI参数的整定难以统一，为此引入模糊控制器，如图10所示。
此外，由于通过平均功率计算
Figure BDA0003312504630000116
较为繁琐，为方便控制器设计，选取第一个DPBU单元的移相角为0，其他DPBU单元相对于第一个DPBU单元进行移相，即
Figure BDA0003312504630000112
Figure BDA0003312504630000113
控制器的输入量为两个相邻变换器组内的一个SM单元的输出侧电压，通过闭环控制实现这两者之间的电压差为0，同一变换器组内的另外一个变换器也可以自然实现电压均衡，由此可以减少输出侧的电压传感器数量，降低了设计成本。
为验证所提技术的有效性，搭建了基于MATLAB-simulink的仿真模型和小功率实验平台，如表1所示。
表1仿真和实验参数
Figure BDA0003312504630000114
Figure BDA0003312504630000121
仿真结果：
图11为IIOS系统每个子变换器输出电压波形；(a)为不启动均衡单元时各SM单元的输出电压；(b)为采用PBU单元时各SM单元的输出电压；(c)为启动DPBU单元时各SM单元的输出电压；(d)为启动DPBU单元+模糊控制时时各SM单元的输出电压；光照情况分别在0.5s、1.5s、2.5s时发生变化，变化情况如表3所示，当光照条件突变时，如果不启动均衡单元，汇集系统的各子变换器输出电压会失衡，光照强度高的SM单元的输出电压会升高(图中SM#1,1单元的电压达到2020V)，这将器件所承受应力增加，光照强度低的SM单元的输出电压会降低，甚至低于MPP点对应的电压，导致SM单元的最大功率跟踪无法维持(图中SM#4,2单元的电压低至0V)，这对系统的稳定运行是不利的。在均衡单元的作用下，汇集系统中各SM单元的输出侧电压经过短暂波动后，基本稳定在1250V左右，仍然可以保持均衡。而采用本文所设计的DPBU+模糊优化的PI控制器，可以取得更好的均衡效果。
表2辐照度变化情况
Figure BDA0003312504630000122
图12均衡单元电感电流，(a)为采用DPBU，(b)为采用PBU；在表2所示的四种工况下，采用DPBU时，由于实现了双路径同时均衡，稳态运行时电感电流应力显著降低，电感LB上的电流应力峰值值仅为10A，电感LD上的电流应力峰值最大约为170A。而采用PBU时，由于所有的功率都通过LB传递，iLB最大约为250A，对比可见，相同工况下，采用DPBU单元可以有效降低电感上的电流应力，进而降低电感设计成本并提高汇集系统工作效率。
实验结果：
为进一步验证所提技术的有效性，搭建了如图13所示的小功率实验平台，包含四个SM单元(IBFBC)和DPBU单元。由于实验主要目的是验证DPBU单元的作用，为简化实验复杂性，IBFBC单元采用恒定电流控制器代替MPPT控制器。每个IBFBC的输入侧接30V的恒压源，通过改变电流给定来改变各SM单元的输入功率，以模拟光照变化。高压侧接负载电阻后再接恒压源，通过电阻消耗功率，通过恒压源钳位高压侧的电压以模拟直流电网。实验平台主要参数如表1所示。
图14为改变SM#1,1和SM#1,2单元的输入侧电流给定，SM#1和SM#3的输出侧电压波形，t1时刻iin1,2从2.5A到4.5A，t2时刻iin1,1从2.5A到0.5A，可以看出输出侧电压仍然能维持稳定。
图15为输入功率变化时，各SM单元输出侧电压；(a)为vSM1,1的局部放大；(b)为各SM单元的输出侧电压；在输入功率变化时，各SM单元输出侧电压波形，初始时刻，四个变换器输入功率均为75W，t1时刻，P1,1升高为135W，t2时刻，P2,1升高为135W，t3时刻，P1,2降低为15W，t4时刻，P2,2降低为15W，随着功率的变化，在DPBU单元的作用下，各SM单元的输出侧电压仍然能保持稳定为40V。还可以看出在功率变化瞬间，vSM1,1发生短暂波动，但很快恢复稳定。结果表明本发明可以有效实现电压均衡。
从图16可以看出，当漏源电压VDS降为0时，导通信号才到来，可见DPBU单元实现了ZVS。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (3)

1.一种适用于IIOS型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路，其特征在于：包括IIOS型光伏直流升压汇集系统、IBFBC单元和附加电压均衡电路DPBU；
IIOS型光伏直流升压汇集系统包括n个独立的子模块SM和n/2个附加电压均衡电路，每个子模块均采用隔离型DC-DC单元；
其中隔离DC-DC单元采用隔离升压全桥变换器拓扑，实现独立的最大功率跟踪控制MPPT；附加电压均衡电路DPBU由一个半桥和两个电感组成，两个DPBU之间通过电容连接，通过DPBU实现汇集系统子模块之间功率的“点对点”均衡，使得各个SM的输出电压均衡；
所述IBFBC单元的输入侧增加一个升压电感，等效为一个隔离型的boost电路；其CCM状态下，IBFBC的输出电压与输入电压之间的关系为：
Figure FDA0003312504620000011
所述附加电压均衡电路DPBU连接两个光伏变换器SM，定义两个SM单元和一个DPBU单元共同组成一个变换器组；DPBU中，电感LB,k的作用是实现变换器组内的功率均衡；电感LD,k和电容CD,k的作用是实现变换器组之间的功率均衡；设所有开关管为理想器件；光伏阵列工作在最大功率点状态。
2.根据权利要求1所述的一种适用于IIOS型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路，其特征在于：所述电压均衡电路实现组内均衡和组间均衡；
所述组内均衡为：
均衡单元等效为一个buck-boost电路，均衡单元内部上下桥臂的开关管互补导通，占比为50％，共有两个开关模态；
模态1时，开关管S1,k和S1,k+1导通，开关管S2,k和S2,k+1保持关断，此时均衡单元内部的能量流向为C1,k-S1,k-LB,k，C1,k+1-S1,k+1-LB,k+1,电感LB,k，LB,k+1处于充电状态；
模态2时，开关管S1,k和S1,k+1保持关断，开关管S2,k和S2,k+1导通，此时均衡单元内部的能量流向为LB,k-S2,k-C2,k,LB,k+1-S2,k+1-C2,k+1,电感LB,k,LB,k+1处于放电状态；
当S1,k导通时，有
Figure FDA0003312504620000012
当S2,k导通时，有
Figure FDA0003312504620000021
在一个开关周期内，流经电感LB的电流近似线性，各个变换器单元的输出电容电压也近似恒定，结合以上两式，得：
Figure FDA0003312504620000022
当均衡单元工作在稳态时，根据电感伏秒平衡，一个开关周期内电感吸收和释放的能量之和为零，得到：
0.5vSM1,kTs-0.5vSM2,kTs＝0 (7)
当电路工作在稳定状态时，得vSM1,k＝vSM2,k,即组内两个变换器的输出电压将达到均衡，，稳态时流经LB的电流大小由下式表示：
Figure FDA0003312504620000023
式中，P1,k和P2,k分别是SM#1,k和SM#2,k的输出功率，VSM是汇集系统达到稳态之后，变换器的输出电压值，VSM的幅值由下式表示：
VSM＝UGrid/n (9)
所述组间均衡为：
当仅考虑变换器组之间的均衡时，电感LB,k忽略，IPBU等效为一个半桥逆变器，两个半桥逆变器之间通过两个电感LD和若干个电容CD相连，通过半桥逆变器将各SM单元输出的直流转换成相位可控的交流源，通过控制S1,1和S1,k或者S2,1和S2,k之间的移相角实现两个子模块之间的功率传递；在有n个子模块的汇集系统中，定义汇集系统各子模块输出的平均功率为Pave，即：
Figure FDA0003312504620000024
Figure FDA0003312504620000025
模态1时，S1,k与S1,k+1导通，S2,k与S2,k+1关断，此时DPBU中的功率流向为C1,k,C2,k-S1,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S1,k+1，电容CD,k处于充电状态；
模态2时，S2,k与S1,k+1导通，S1,k与S2,k+1关断，此时S2,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S1,k+1构成一个闭环，电感LD,k上的压降vLD,k为负，电感LD,k+1上的压降vLD,k+1为正，电流iCD,k迅速由正下降到负，为下一阶段电容CD,k放电做准备；
模态3时，S2,k与S2,k+1导通，S1,k与S1,k+1关断，此时DPBU中的功率流向为CD,k-LD,k-S2,k-C1,k+1,C2,k+1-S2,k+1-LD,k+1，电容CD,k处于放电状态；
模态4时，S1,k与S2,k+1导通，S2,k与S1,k+1关断，此时C1,k,C2,k,C1,k+1,C2,k+1-S1,k-LD,k-CD,k-LD,k+1-S2,k+1构成一个闭环，电感LD,k上的压降vLD,k为正，电感LD,k+1上的压降vLD,k+1为负，电流iCD,k迅速由负上升到正，为下一阶段电容CD,k充电做准备；
所有开关都工作在50％占空比模式，根据状态平均空间法，电容CD,k的平均电压由下式表示：
Figure FDA0003312504620000031
当汇集系统工作在稳态时，各变换器之间已经实现了电压均衡，同时忽略电容纹波，此时各子模块的输出电压和电容电压近似认为：
vSM1,k＝vSM2,k＝vSM1,k+1＝vSM2,k+1＝VSM (13)
VCD,k≈2VSM (14)
对于有两个变换器组的汇集系统，在模态2和模态4时，通过KVL，得出电感两端电压vLD,k≈VSM，忽略电容纹波，模态1和模态3时，vLD,k＝0，vLD,k存在0，±VSM三个电平，但是当汇集系统内部变换器组数量多于两个时，各个DPBU单元工作在不同的模态，vLD,k存在多个电平；
以存在三个变换器组的汇集系统为例，对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态2，而对于DPBU#2和DPBU#3工作在模态1，通过KVL分析得出，vLD,1、vLD,2、vLD,3分别为-4/3VSM、2/3VSM、2/3VSM；对于DPBU#1和DPBU#2工作在模态3，而对于DPBU#2和DPBU#3工作在模态2，通过KVL分析得出，vLD,1、vLD,2、vLD,3分别为-2/3VSM、-2/3VSM、4/3VSM；得出，对于有三个变换器组的汇集系统，vLD,k存在0，±2/3VSM，±4/3VSM共五种电平，vLD,k为多电平阶梯波；
n个变换器组，vLD,k是存在0，±2VSM/n，±4VSM/n，…±2(n-2)VSM/n共2n-1个电平的阶梯波，在不同工况下，利用KVL具体计算出每个“阶梯”的幅值；
当汇集系统处于稳定工作状态时，根据电感伏秒平衡，iLD,k的幅值ILD,k由下式计算
Figure FDA0003312504620000032
3.根据权利要求2所述的一种适用于IIOS型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路，其特征在于：所述电压均衡电路具有控制策略：
光伏直流升压汇集系统中的各子模块及功率均衡单元分别独立控制，其中每个SM实现独立的MPPT跟踪，采用扰动观察法作为MPPT算法；
对于DPBU，变换器组内的两个SM在DPBU上下桥臂两个开关管50％占空比互补导通的情况下实现变换器组内功率的自均衡，为实现不同变换器组之间的功率均衡，需要调整移相角
Figure FDA0003312504620000041
的大小，采用闭环移相控制；
选取第一个IPBU单元的移相角为0，其他IPBU单元相对于第一个IPBU单元进行移相，即
Figure FDA0003312504620000042
控制器的输入量为两个相邻变换器组内的一个SM单元的输出侧电压，通过闭环控制实现这两者之间的电压差为0，同一变换器组内的另外一个变换器自然实现电压均衡，减少输出侧的电压传感器数量，降低设计成本。
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