CN112564171B - 一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略 - Google Patents

一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略 Download PDF

Info

Publication number
CN112564171B
CN112564171B CN202011472556.2A CN202011472556A CN112564171B CN 112564171 B CN112564171 B CN 112564171B CN 202011472556 A CN202011472556 A CN 202011472556A CN 112564171 B CN112564171 B CN 112564171B
Authority
CN
China
Prior art keywords
bridge
voltage
modulation
grid
bridge converters
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202011472556.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112564171A (zh
Inventor
赵涛
陈道炼
冯之健
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qingdao University
Original Assignee
Qingdao University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qingdao University filed Critical Qingdao University
Priority to CN202011472556.2A priority Critical patent/CN112564171B/zh
Publication of CN112564171A publication Critical patent/CN112564171A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112564171B publication Critical patent/CN112564171B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/26—Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H02J2300/26—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin involving maximum power point tracking control for photovoltaic sources
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/30—Reactive power compensation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/50—Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略，属于电气工程领域的光伏发电技术，其目的是为了解决单相级联H桥光伏并网逆变器模块间传输功率严重功率不平衡导致系统不能正常运行这一问题。步骤如下：通过控制使H桥变换器对应的光伏组件工作于最大功率点；对N个H桥变换器传输功率进行匹配控制；使用电流调节器对电网电流进行控制；计算所有H桥变换器的调制度，并判断系统的工作模式，根据系统工作模式的不同，采用不同的调制波计算方法，进行所有H桥调制波的配置。相比于现有技术，进一步扩大了级联H桥逆变器的线性调制范围，提高了级联H桥逆变器应对功率不平衡的能力。

Description

一种级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略
技术领域
本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略。
背景技术
单相级联H桥(Cascaded H-bridge，CHB)光伏并网逆变器因具有多个独立的直流母线，易于实现组件级的最大功率点追踪(Maximum Power Point Tracking，MPPT)和组件可关断，在低压小功率户用光伏发电场合具有显著的优势。其多电平输出电压可以使开关器件工作在较低的开关频率，使用较小的滤波器就能够保证电网电流的谐波含量较小。此外，模块化的结构可以通过合理地配置H桥变换器的数目使交流侧输出电压达到电网电压等级，从而省去起隔离和升压作用的工频变压器，进一步降低系统的成本并提高效率和功率密度。因此，单相CHB光伏并网逆变器具有广阔的发展前景和市场潜力。
对于单相CHB光伏逆变器，每个H桥变换器都仅连接一个光伏组件，通过独立调节H桥变换器的直流母线电压，所有光伏组件都能够工作在自身的最大功率点，有助于提高系统的能量收获。然而，由于光照强度和环境温度的随机变化，部分光伏组件的最大输出功率可能会大幅度降低，导致H桥变换器之间传输的有功功率不平衡。由于流过每个H桥变换器的电流相同(均为电网电流)而传输的功率差异较大，会使输出功率较大的光伏组件对应的H桥变换器过调制，导致电网电流性能变差甚至系统不能正常运行。
目前，如何使单相CHB光伏并网逆变器在功率不平衡条件下正常运行已经成为单相CHB光伏并网逆变器的研究热点。文献“王付胜，张德辉，戴之强，杨乐.级联H桥光伏并网逆变器混合调制策略.电工技术学报，2016，33(1)：137-145.”(《电工技术学报》2016年第33卷第1期第137-145页)提出一种混合调制策略，采用低频方波调制和高频正弦波脉冲宽度调制波相结合的方式，可以将H桥变换器的线性调制范围扩大至4/π，进而避免了H桥变换器在某些功率不平衡条件下出现过调制。但是，该方法会造成H桥变换器直流母线电容电压波动较大，从而降低系统发电量。
文献“赵涛，张兴，毛旺，徐君，顾亦磊，赵德勇，江才.基于无功补偿的级联H桥光伏逆变器功率不平衡控制策略.中国电机工程学报，2017，37(17)：5076-5085.”(《中国电机工程学报》2017年第37卷第17期第5076-5085页)提出一种具有无功补偿功能的集中控制策略，遵循有功按比例分配和无功按需求分配的原则，保证功率严重不平衡时所有H桥变换器均不会过调制。但是，该方法会降低系统的功率因数，限制其在实际中的应用。
文献“Tao Zhao，Xing Zhang，Wang Mao，Fusheng Wang，Jun Xu，Yilei Gu，andXinyu Wang.An optimized third harmonic compensation strategy for single-phasecascaded H-bridge photovoltaic inverter.IEEE Trans.Ind.Electron.，vol.65，no.11，pp.8635-8645，Nov.2018.”(Tao Zhao，Xing Zhang，Wang Mao，Fusheng Wang，JunXu，Yilei Gu，and Xinyu Wang，一种单相级联H桥光伏逆变器的优化三次谐波补偿策略，IEEE工业电子杂志，2018年11月第65卷11期，第8635页到8645页)通过补偿三次谐波将H桥变换器的线性调制范围扩大到1.155，能确保系统工作于单位功率因数且不会造成H桥直流侧电压波动过大。然而，该方法应对功率不平衡的能力较弱，不适用于功率严重不平衡的场景。
此外，于2019年8月2日公开授权的中国发明专利CN201710947222.8《扩大级联H桥型光伏逆变器运行范围的方波补偿控制方法》和2019年8月27日公开授权的中国发明专利CN201710948192.2《级联H桥型光伏并网逆变器的谐波补偿控制方法》各自提出了不同的谐波补偿策略，这两种方法均保留了三次谐波补偿策略的优点，并且能够将H桥变换器的线性调制范围扩大到4/π，这两种方法应对功率不平衡的能力要显著高于三次谐波补偿策略。但是，随着光伏组件输出功率的进一步不平衡，部分H桥变换器的调制度将大于4/π，此类方法也将失效。
综上所述，现有文献关于单相级联H桥光伏并网逆变器的控制策略还存在如下缺点：
1、混合调制策略可以将H桥变换器的线性调制范围从1扩大至4/π，但会增大H桥变换器直流母线电容电压的波动，降低系统的发电量。
2、无功功率补偿策略可以应对严重的功率不平衡情况，但此方法会降低系统的功率因数，实际中的应用可能会受到限制。
3、三次谐波补偿策略既不会加剧H桥变换器直流母线电容电压的波动又可保证系统单位功率因数运行，但该方法应对功率不平衡的能力较弱。
4、谐波补偿策略保留了三次谐波补偿策略的优点，且进一步扩大了H桥变换器的线性调制范围，但在更严重的功率不平衡情况下(例如，部分H桥变换器的调制度大于4/π)，谐波补偿策略也会失效。
发明内容
本发明要解决的技术问题就是克服上述方案的局限性，提出一种级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略，即使单相级联H桥光伏并网逆变器处于严重功率不平衡时导致部分H桥变换器的调制度大于4/π，依然可保证系统正常运行。相比于现有的方法，可进一步扩大系统运行范围。
为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案为：一种级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略，所述的级联H桥光伏并网逆变器为单相逆变器，包含N个相同的H桥变换器，N为大于1的正整数，每个H桥变换器均由四个全控型功率开关器件组成，每个H桥变换器前端各并联一个电容，每个电容分别与一个光伏组件并联，所述的功率自适应控制策略包括以下步骤：
步骤1，对电网电压和电网电流进行采样，得到电网电压的采样值vg和电网电流的采样值ig；对N个H桥变换器直流母线电容电压和N个光伏组件的输出电流进行采样，得到N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，i＝1，2，...，N；
步骤2，根据步骤1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，分别对N个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏组件的最大功率点电压
Figure BDA0002832888510000041
步骤3，使用频率为2fgHz的陷波器对步骤1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci进行滤波，fg为电网电压的频率，并将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值记为VdciA，i＝1，2，...，N；
步骤4，将步骤2得到的N个光伏组件的最大功率点电压
Figure BDA0002832888510000042
作为H桥变换器直流母线电容电压的参考值，分别使用N个相同的电压调节器将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA控制为
Figure BDA0002832888510000043
N个电压调节器的输出分别为N个H桥变换器的参考电流信号Ii，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000044
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤5，将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA和步骤4得到的N个H桥变换器的参考电流信号Ii相乘，得到N个H桥变换器的输出功率PCi，i＝1，2，...，N，其计算式为：
PCi＝VdciAIi，i＝1，2，...，N
步骤6，计算得到N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，其计算式分别为：
Figure BDA0002832888510000045
Figure BDA0002832888510000046
其中，
Figure BDA0002832888510000047
为上一个控制周期计算出的第i个H桥变换器的调制度；
Figure BDA0002832888510000048
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率；
Figure BDA0002832888510000051
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值；
步骤7，使用数字锁相环对步骤1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压的相位角ωt和电网电压的幅值Vg；
步骤8，根据步骤6得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT和步骤7得到的电网电压的幅值Vg计算电网电流的幅值IM，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000052
步骤9，根据步骤7得到的电网电压的相位角ωt以及步骤8得到的电网电流的幅值IM，计算电网电流的参考值
Figure BDA0002832888510000053
其计算式为：
Figure BDA0002832888510000054
其中，cos(ωt)表示电网电压的相位角ωt的余弦值；
步骤10，使用电流调节器将步骤1得到的电网电流的采样值ig控制为电网电流的参考值
Figure BDA0002832888510000055
控制器的输出为级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000056
其中，KIP为电流调节器的比例系数，KIR为电流调节器的谐振系数，ωc为截止频率，ω0为电网电压的角频率；
步骤11，使用二阶带阻滤波器对级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT的平方进行滤波，得到级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT的平方的平均值，记为总调制电压平方平均值VTAVER，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000057
其中，Q表示二阶带阻滤波器的品质因数，ω1表示二阶带阻滤波器的固有角频率；
步骤12，根据总调制电压平方平均值VTAVER计算得到级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值VTM，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000061
步骤13，根据步骤6计算出的N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，步骤3得到的滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA，步骤12得到的级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值VTM，计算得到N个H桥变换器的调制度Mi，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000062
步骤14，根据步骤13得到的N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式：
若N个H桥变换器的调制度Mi均不大于1，系统的工作模式记为模式1，执行步骤15；
若N个H桥变换器中至少有一个H桥变换器的调制度介于1～4/π之间，其余H桥变换器的调制度不大于1，系统的工作模式记为模式2，执行步骤16；
若N个H桥变换器中至少有一个H桥变换器的调制度大于4/π，系统的工作模式，记为模式3，执行步骤17；
步骤15，当系统的工作模式为模式1时，N个H桥变换器的调制波mi的计算式如下：
Figure BDA0002832888510000063
步骤16，当系统的工作模式为模式2时，首先将第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定介于1～4/π之间，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，x为小于N的正整数；
步骤16.1，根据步骤13计算得到的N个H桥变换器的调制度Mi，计算出第1～x个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，...，x，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000064
其中，
Figure BDA0002832888510000071
Figure BDA0002832888510000072
与
Figure BDA0002832888510000073
均为计算过程的中间变量，
Figure BDA0002832888510000074
表示
Figure BDA0002832888510000075
的反正弦值；
步骤16.2，计算出第1～x个H桥变换器输出的总谐波电压vPT1，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000076
步骤16.3，设使级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第x+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT1的计算式为：
Figure BDA0002832888510000077
步骤16.4，计算出第x+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝x+1，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000078
其中，VHimax1为计算过程的中间变量，其计算式为：
VHimax1＝(1-Mi)VdciA，i＝x+1，…，N
步骤17，当系统的工作模式为模式3时，首先将第1，2，…，y个H桥变换器的调制度设定大于4/π，第y+1，…，z个H桥变换器的调制度设定介于1到4/π之间，第z+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，y和z均为正整数且y＜z＜N；
步骤17.1，由于存在调制度大于4/π的H桥变换器，超出了H桥变换器的最大线性调制范围，需要计算出采用功率自适应后N个H桥变换器的调制度Si，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000079
步骤17.2，根据步骤17.1计算出的采用功率自适应后N个H桥变换器的调制度Si，计算出第1～z个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，...，z，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000081
其中，
Figure BDA0002832888510000082
Figure BDA0002832888510000083
与ψi均为计算过程的中间变量，
Figure BDA0002832888510000084
表示
Figure BDA0002832888510000085
的反正弦值；
步骤17.3，计算出第1～z个H桥变换器输出的总谐波电压vPT2，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000086
步骤17.4，设使级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第z+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT2的计算式为：
Figure BDA0002832888510000087
步骤17.5，计算出第z+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝z+1，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000088
其中，VHimax2为计算过程中的中间变量，其计算式为：
VHimax2＝(1-Si)VdciA，i＝z+1，…，N。
本发明相对现有技术的有益效果是：
1、相比于现有文献所提出的谐波补偿策略，本方法能够进一步扩大单相级联H桥逆变器的线性调制范围，使其能够应对更加严重的功率不平衡情况；
2、本方法能够在光伏组件输出功率严重不平衡时，保证单相级联H桥光伏并网逆变器稳定运行，不影响逆变器功率因数，也不会加剧H桥变换器直流母线电容电压的波动。
附图说明
图1是本发明实施的单相级联H桥光伏并网逆变器的主电路拓扑结构。
图2是本发明实施的单相级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略框图。
图3是本发明实施的H桥变换器调制波计算的流程图。
图4是第i个H桥变换器的调制波mi1与其对应的中间变量
Figure BDA0002832888510000093
的关系图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚、完整地描述。
图1为本发明实施的单相级联H桥光伏并网逆变器的主电路拓扑结构，包括含N个相同的H桥变换器，每个H桥变换器都由四个带反并联二极管的全控型开关器件组成。每个H桥变换器前端各并联一个直流母线电容电容Ci(i＝1，2，…，N)，每个直流母线电容电容分别与一块光伏电池PVi(i＝1，2，…，N)连接。所有H桥变换器的交流输出端相互串联后，通过滤波电感Lf与电网连接。图中Vdci和Idci(i＝1，2，…，N)分别表示第i个H桥变换器直流母线电容电压采样值和对应光伏组件的输出电流采样值，vg和ig分别表示电网电压采样值和电网电流采样值。本实施中，每个H桥变换器前级并联的直流母线电容电容Ci均为27.2mF，i＝1，2，…，N，滤波电感Lf为1.5mH，电网电压的幅值和频率分别为120V和50Hz。
图2为本发明实施的单相级联H桥光伏并网逆变器的调制波的配置策略控制框图，它由一个主控制器和N个H桥控制器组成。主控制器实现H桥变换器传输功率匹配控制、电网电流控制以及计算N个H桥变换器的调制波mi(i＝1，2，…，N)。H桥控制器实现光伏组件的最大功率点追踪(Maximum Power Point Tracking，MPPT)控制、H桥变换器直流母线电容电压控制以及根据主控制器计算的H桥变换器的调制波mi采用载波移相正弦波脉冲宽度调制(Carrier Phase-Shifted Sinusoidal Pulse Width Modulation，CPS-SPWM)生成对应H桥变换器的四个全控型开关器件的驱动信号Qij，ii1，2，...，N，j＝1，2，3，4。
图3是本发明实施的H桥变换器调制波计算的流程图，首先根据N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式，参照不同工作模式下H桥变换器调制波的计算方法，得到N个H桥变换器的调制波mi，然后根据CPS-SPWM计算N个H桥变换器的开关驱动信号。
图4是第i个H桥变换器的调制波mi1与其对应的中间变量
Figure BDA0002832888510000091
的关系图，可以看出，
Figure BDA0002832888510000092
是通过对mi1做幅值为1的限幅运算得到的。
参见图1、图2、图3和图4，本发明的实施过程如下：
步骤1，对电网电压和电网电流进行采样，得到电网电压的采样值vg和电网电流的采样值ig；对N个H桥变换器直流母线电容电压和N个光伏组件的输出电流进行采样，得到N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，i＝1，2，...，N。
步骤2，根据步骤1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，分别对N个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏组件的最大功率点电压
Figure BDA0002832888510000101
步骤3，使用频率为2fgHz的陷波器对步骤1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci进行滤波，fg为电网电压的频率，并将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值记为VdciA，i＝1，2，...，N。
步骤4，将步骤2得到的N个光伏组件的最大功率点电压
Figure BDA0002832888510000102
作为H桥变换器直流母线电容电压的参考值，分别使用N个相同的电压调节器将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA控制为
Figure BDA0002832888510000103
N个电压调节器的输出分别为N个H桥变换器的参考电流信号Ii，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000104
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子。本实施中，KVP＝10，KVI＝350。
步骤5，将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA和步骤4得到的N个H桥变换器的参考电流信号Ii相乘，得到N个H桥变换器的输出功率PCi，i＝1，2，...，N，其计算式为：
PCi＝VdciAIi，i＝1，2，...，N
步骤6，计算得到N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，其计算式分别为：
Figure BDA0002832888510000111
Figure BDA0002832888510000112
其中，
Figure BDA0002832888510000113
为上一个控制周期计算出的第i个H桥变换器的调制度，具体地，它的取值就是级联H桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中步骤13计算出的Mi。
Figure BDA0002832888510000114
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率，具体地，它的取值就是级联H桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中步骤6计算出的PT。
Figure BDA0002832888510000115
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值，具体地，它的取值就是级联H桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中步骤12计算出的VTM。
根据Pi的计算可知，对于调制度大于4/π的H桥变换器，其参考功率并未使用电压调节器的输出值计算，而是直接设定其实际传输的功率。因此，调制度大于4/π的H桥变换器的直流母线电容电压并没有直接被控制。此外，在计算N个H桥变换器实际能够传输的有功功率时，使用了上一个控制周期计算出的第i个H桥变换器的调制度
Figure BDA0002832888510000116
上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率
Figure BDA0002832888510000117
以及上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值
Figure BDA0002832888510000118
也就是说，整个系统的控制会有一拍的延迟。
步骤7，使用数字锁相环对步骤1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压的相位角ωt和电网电压的幅值Vg。
步骤8，根据步骤6得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT和步骤7得到的电网电压的幅值Vg计算电网电流的幅值IM，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000119
步骤9，根据步骤7得到的电网电压的相位角ωt以及步骤8得到的电网电流的幅值IM，计算电网电流的参考值
Figure BDA0002832888510000121
其计算式为：
Figure BDA0002832888510000122
其中，cos(ωt)表示电网电压的相位角ωt的余弦值。
步骤10，使用电流调节器将步骤1得到的电网电流的采样值ig控制为电网电流的参考值
Figure BDA0002832888510000123
控制器的输出为级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000124
其中，KIP为电流调节器的比例系数，KIR为电流调节器的谐振系数，ωc为截止频率，ω0为电网电压的角频率。本实施例中，ω0＝100πrad/s，ωc＝π，KIP＝3.2，KIR＝450。
步骤11，使用二阶带阻滤波器对级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT的平方进行滤波，得到级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT的平方的平均值，记为总调制电压平方平均值VTAVER，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000125
其中，Q表示二阶带阻滤波器的品质因数，ω1表示二阶带阻滤波器的固有角频率。
其中，Q表示二阶带阻滤波器的品质因数，ω1表示二阶带阻滤波器的固有角频率；本实施例中，Q＝0.707，ω0＝200πrad/s。之所以ω0＝200πrad/s，是因为当电网电压的频率为50Hz时，级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT也是50Hz的交流量，因此
Figure BDA0002832888510000126
余了直流分量外还包含100Hz交流分量。因此，这里采用二阶带阻滤波器主要是为了滤除
Figure BDA0002832888510000127
中的100Hz交流分量，得到
Figure BDA0002832888510000128
的直流分量。
步骤12，根据总调制电压平方平均值VTAVER计算得到级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值VTM，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000129
步骤13，根据步骤6计算出的N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，步骤3得到的滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA，步骤12得到的级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值VTM，计算得到N个H桥变换器的调制度Mi，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000131
步骤14，根据步骤13得到的N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式：
若N个H桥变换器的调制度Mi均不大于1，系统的工作模式记为模式1，执行步骤15；
若N个H桥变换器中至少有一个H桥变换器的调制度介于1～4/π之间，其余H桥变换器的调制度不大于1，系统的工作模式记为模式2，执行步骤16；；
若N个H桥变换器中至少有一个H桥变换器的调制度大于4/π，系统的工作模式，记为模式3，执行步骤17。
这一步骤主要是根据N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式，在不同的工作模式下，调制波mi的计算方法也有所不同；若系统工作于模式1，接下来仅执行步骤15，而步骤16和步骤17将不再执行；若系统工作于模式2，接下来仅执行步骤16，而步骤15和步骤17将不再执行；若系统工作于模式3，接下来仅执行步骤17，而步骤15和步骤16将不再执行；
步骤15，当系统的工作模式为模式1时，N个H桥变换器的调制波mi的计算式如下：
Figure BDA0002832888510000132
步骤16，当系统的工作模式为模式2时，首先将第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定介于1～4/π之间，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，x为小于N的正整数；
步骤16.1，根据步骤13计算得到的N个H桥变换器的调制度Mi，计算出第1～x个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，...，x，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000141
其中，
Figure BDA0002832888510000142
Figure BDA0002832888510000143
与
Figure BDA0002832888510000144
均为计算过程的中间变量，
Figure BDA0002832888510000145
表示
Figure BDA0002832888510000146
的反正弦值。从计算公式可知，mi是对中间变量
Figure BDA0002832888510000147
做幅值为1的限幅运算得到的，其波形示意图如图4所示。由于步骤16.1得到了第1～x个H桥变换器的调制度Mi，根据调制度Mi计算出中间变量
Figure BDA0002832888510000148
再根据
Figure BDA0002832888510000149
计算出中间变量
Figure BDA00028328885100001410
Figure BDA00028328885100001415
与Mi的表达式是一个超越方程，实际应用中，为减小控制器的计算量，可使用查表法或曲线拟合法根据Mi计算出
Figure BDA00028328885100001411
步骤16.2，计算出第1～x个H桥变换器输出的总谐波电压vPT1，其计算式为：
Figure BDA00028328885100001412
步骤16.3，设使级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第x+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT1的计算式为：
Figure BDA00028328885100001413
步骤16.4，计算出第x+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝x+1，...，N，其计算式为：
Figure BDA00028328885100001414
其中，VHimax1为计算过程的中间变量，其计算式为：
VHimax1＝(1-Mi)VdciA，i＝x+1，…，N
步骤17，当系统的工作模式为模式3时，首先将第1，2，…，y个H桥变换器的调制度设定大于4/π，第y+1，…，z个H桥变换器的调制度设定介于1到4/π之间，第z+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，y和z均为正整数且y＜z＜N；
步骤17.1，由于存在调制度大于4/π的H桥变换器，超出了H桥变换器的最大线性调制范围，需要计算出采用功率自适应后N个H桥变换器的调制度Si，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000151
步骤17.2，根据步骤17.1计算出的采用功率自适应后N个H桥变换器的调制度Si，计算出第1～z个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，...，z，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000152
其中，
Figure BDA0002832888510000153
Figure BDA0002832888510000154
与ψi均为计算过程的中间变量，
Figure BDA0002832888510000155
表示
Figure BDA0002832888510000156
的反正弦值。此步骤中，H桥调制波mi的计算方法与步骤16.2相同，不同之处仅仅是H桥变换器的调制度由Mi变为Si。
步骤17.3，计算出第1～z个H桥变换器输出的总谐波电压vPT2，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000157
步骤17.4，设使级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第z+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT2的计算式为：
Figure BDA0002832888510000158
步骤17.5，计算出第z+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝z+1，...，N，其计算式为：
Figure BDA0002832888510000161
其中，VHimax2为计算过程中的中间变量，其计算式为：
VHimax2＝(1-Si)VdciA，i＝z+1，…，N。
所有H桥变换器的调制波配置完毕后，采用载波移相正弦波脉冲宽度调制策略可以得到所有H桥变换器的开关驱动信号。所述的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略指的是级联H桥变换器普遍运用的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，这是级联H桥变换器中使用较多且较为成熟的技术。很有文献对载波移相正弦波脉冲宽度调制都有详细地描述，如周京华和陈亚爱2013年在机械工业出版社出版的专著《高性能级联型多电平变换器原理及应用》中的第84-88页。
本发明公开了一种级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略应用于包含有N个H桥变换器级联的光伏并网系统。基于本发明的实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的其它实施例，均应属于本专利的保护范围。

Claims (1)

1.一种级联H桥光伏并网逆变器调制波的配置策略，所述的级联H桥光伏并网逆变器为单相逆变器，包含N个相同的H桥变换器，N为大于1的正整数，每个H桥变换器均由四个全控型功率开关器件组成，每个H桥变换器前端各并联一个电容，每个电容分别与一个光伏组件并联，其特征在于，所述的配置策略包括以下步骤：
步骤1，对电网电压和电网电流进行采样，得到电网电压的采样值vg和电网电流的采样值ig；对N个H桥变换器直流母线电容电压和N个光伏组件的输出电流进行采样，得到N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，i＝1，2，...，N；
步骤2，根据步骤1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，分别对N个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏组件的最大功率点电压
Figure FDA0002832888500000011
步骤3，使用频率为2fgHz的陷波器对步骤1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci进行滤波，fg为电网电压的频率，并将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值记为VdciA，i＝1，2，...，N；
步骤4，将步骤2得到的N个光伏组件的最大功率点电压
Figure FDA0002832888500000012
作为H桥变换器直流母线电容电压的参考值，分别使用N个相同的电压调节器将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA控制为
Figure FDA0002832888500000013
N个电压调节器的输出分别为N个H桥变换器的参考电流信号Ii，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000014
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤5，将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA和步骤4得到的N个H桥变换器的参考电流信号Ii相乘，得到N个H桥变换器的输出功率PCi，i＝1，2，...，N，其计算式为：
PCi＝VdciAIi，i＝1，2，...，N
步骤6，计算得到N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，其计算式分别为：
Figure FDA0002832888500000021
Figure FDA0002832888500000022
其中，
Figure FDA0002832888500000023
为上一个控制周期计算出的第i个H桥变换器的调制度；
Figure FDA0002832888500000024
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率；
Figure FDA0002832888500000025
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值；
步骤7，使用数字锁相环对步骤1得到的电网电压采样值νg进行锁相，得到电网电压的相位角ωt和电网电压的幅值Vg；
步骤8，根据步骤6得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT和步骤7得到的电网电压的幅值Vg计算电网电流的幅值IM，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000026
步骤9，根据步骤7得到的电网电压的相位角ωt以及步骤8得到的电网电流的幅值IM，计算电网电流的参考值
Figure FDA0002832888500000027
其计算式为：
Figure FDA0002832888500000028
其中，cos(ωt)表示电网电压的相位角ωt的余弦值；
步骤10，使用电流调节器将步骤1得到的电网电流的采样值ig控制为电网电流的参考值
Figure FDA0002832888500000029
控制器的输出为级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000031
其中，KIP为电流调节器的比例系数，KIR为电流调节器的谐振系数，ωc为截止频率，ω0为电网电压的角频率；
步骤11，使用二阶带阻滤波器对级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压νT的平方进行滤波，得到级联H桥光伏并网逆变器的总调制电压vT的平方的平均值，记为总调制电压平方平均值VTAVER，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000032
其中，Q表示二阶带阻滤波器的品质因数，ω1表示二阶带阻滤波器的固有角频率；
步骤12，根据总调制电压平方平均值VTAVER计算得到级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值VTM，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000033
步骤13，根据步骤6计算出的N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，步骤3得到的滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA，步骤12得到的级联H桥光伏并网逆变器总调制电压的幅值VTM，计算得到N个H桥变换器的调制度Mi，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000034
步骤14，根据步骤13得到的N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式：
若N个H桥变换器的调制度Mi均不大于1，系统的工作模式记为模式1，执行步骤15；
若N个H桥变换器中至少有一个H桥变换器的调制度介于1～4/π之间，其余H桥变换器的调制度不大于1，系统的工作模式记为模式2，执行步骤16；
若N个H桥变换器中至少有一个H桥变换器的调制度大于4/π，系统的工作模式，记为模式3，执行步骤17；
步骤15，当系统的工作模式为模式1时，N个H桥变换器的调制波mi的计算式如下：
Figure FDA0002832888500000041
步骤16，当系统的工作模式为模式2时，首先将第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定介于1～4/π之间，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，x为小于N的正整数；
步骤16.1，根据步骤13计算得到的N个H桥变换器的调制度Mi，计算出第1～x个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，...，x，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000042
其中，
Figure FDA0002832888500000043
Figure FDA0002832888500000044
与
Figure FDA0002832888500000045
均为计算过程的中间变量，
Figure FDA0002832888500000046
表示
Figure FDA0002832888500000047
的反正弦值；
步骤16.2，计算出第1～x个H桥变换器输出的总谐波电压νPT1，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000048
步骤16.3，设使级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第x+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压νNT1的计算式为：
Figure FDA0002832888500000049
步骤16.4，计算出第x+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝x+1，...，N，其计算式为：
Figure FDA00028328885000000410
其中，VHimax1为计算过程的中间变量，其计算式为：
VHimax1＝(1-Mi)VdciA，i＝x+1，…，N
步骤17，当系统的工作模式为模式3时，首先将第1，2，…，y个H桥变换器的调制度设定大于4/π，第y+1，…，z个H桥变换器的调制度设定介于1到4/π之间，第z+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，y和z均为正整数且y＜z＜N；
步骤17.1，由于存在调制度大于4/π的H桥变换器，超出了H桥变换器的最大线性调制范围，需要计算出采用功率自适应后N个H桥变换器的调制度Si，i＝1，2，...，N，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000051
步骤17.2，根据步骤17.1计算出的采用功率自适应后N个H桥变换器的调制度Si，计算出第1～z个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，...，z，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000052
其中，
Figure FDA0002832888500000053
Figure FDA0002832888500000054
与ψi均为计算过程的中间变量，
Figure FDA0002832888500000055
表示
Figure FDA0002832888500000056
的反正弦值；
步骤17.3，计算出第1～z个H桥变换器输出的总谐波电压νPT2，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000057
步骤17.4，设使级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第z+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压νNT2的计算式为：
Figure FDA0002832888500000061
步骤17.5，计算出第z+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝z+1，...，N，其计算式为：
Figure FDA0002832888500000062
其中，VHimax2为计算过程中的中间变量，其计算式为：
VHimax2＝(1-Si)VdciA，i＝z+1，…，N。
CN202011472556.2A 2020-12-14 2020-12-14 一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略 Active CN112564171B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011472556.2A CN112564171B (zh) 2020-12-14 2020-12-14 一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011472556.2A CN112564171B (zh) 2020-12-14 2020-12-14 一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112564171A CN112564171A (zh) 2021-03-26
CN112564171B true CN112564171B (zh) 2023-04-07

Family

ID=75063442

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011472556.2A Active CN112564171B (zh) 2020-12-14 2020-12-14 一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112564171B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113595431B (zh) * 2021-08-07 2024-03-12 青岛大学 级联H桥Buck型高频环节单级多输入双向DC/AC变换器
CN114172402B (zh) * 2021-12-03 2023-08-25 合肥工业大学 扩大级联h桥光伏逆变器运行范围的谐波补偿控制策略

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104680424B (zh) * 2015-01-30 2018-09-14 国家电网公司 大型光伏电站的电压电能情况预估方法
CN106253334B (zh) * 2016-08-19 2018-12-28 阳光电源股份有限公司 一种级联型光伏并网逆变器及其控制方法和控制装置
CN106230003B (zh) * 2016-08-22 2019-08-13 阳光电源股份有限公司 一种级联多电平逆变系统及其调制方法和控制器
CN106849168B (zh) * 2017-03-06 2019-04-16 合肥工业大学 基于混合调制策略的级联h桥逆变器功率均衡控制方法
CN107026474B (zh) * 2017-05-12 2019-10-11 合肥工业大学 减小级联h桥逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法
CN107947229B (zh) * 2017-11-28 2020-07-07 阳光电源股份有限公司 一种交流级联光伏发电系统的控制方法及装置
CN108429476B (zh) * 2018-03-28 2020-03-24 阳光电源股份有限公司 一种级联h桥逆变器的控制方法及控制器
CN109245165B (zh) * 2018-10-26 2020-08-28 合肥工业大学 三相级联h桥光伏逆变器直流侧电压波动抑制方法
CN110138228B (zh) * 2019-06-05 2020-06-02 合肥工业大学 一种级联光伏固态变压器的控制方法
CN111416382B (zh) * 2020-03-09 2021-07-09 上海发电设备成套设计研究院有限责任公司 一种两级式三相级联光伏并网逆变器的控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN112564171A (zh) 2021-03-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112510761B (zh) 级联h桥光伏逆变器功率自适应谐波补偿策略
CN110311406B (zh) 一种扩大级联h桥光伏逆变器运行范围的控制方法
WO2014106810A1 (en) Methods for controlling electrical inverters and electrical inverters and systems using the same
Han et al. Three-phase UPQC topology based on quadruple-active-bridge
CN112564171B (zh) 一种级联h桥光伏并网逆变器调制波的配置策略
Song et al. Current harmonic minimization of a grid-connected photovoltaic 500kW three-phase inverter using PR control
Nakanishi et al. Modular Multilevel Converter for wind power generation system connected to micro-grid
Amin et al. Practical implementation of high-efficiency multiple-input converter embedding renewables and energy storage for DC-microgrid applications
Karafil et al. Power control of single phase active rectifier
Itoh et al. Experimental verification of single-phase inverter with power decoupling function using boost-up chopper
Zhang et al. Fractional-order-based low-order harmonic current suppression method considering asymmetrical capacitor parameters
CN112583047B (zh) 一种级联h桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法
CN112510759B (zh) 共直流母线级联型光伏逆变器的功率不平衡控制方法
Isobe et al. Control of solid-state-transformer for minimized energy storage capacitors
Macit et al. Modelling and simulation of 1 MW grid-connected PV System regulated by sliding mode control, model predictive control and PI control
Falkowski Model predictive control of grid-connected power converters with LCL filter and additional feedback
Sampaio et al. Integrated zeta inverter applied in a single-phase grid-connected photovoltaic system
Mountassir et al. Instantaneous reactive power control based on five-level inverter for grid connected PV system improvement
Bhasker et al. Modeling of modular multilevel converter for grid application
CN110289634A (zh) 适用于非对称故障的三相并网逆变器低电压穿越控制方法
Keddar et al. A new energy management strategy of an autonomous microgrid based on virtual impedance in multilevel droop controlled inverters
Reddy et al. Hybrid renewable energy sources based four leg inverter for power quality improvement
Li et al. A Single-Phase PWM Rectifier with Power Decoupling and Parameter Drift Compensation
CN112600258B (zh) 光伏固态变压器在低电压穿越条件下的功率回流控制方法
Li et al. Voltage Control of Single-Phase Inverter Based on Compound SRFPI and LADRC

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant