CN114512991A - 一种有源谐波和无功发生系统及方法 - Google Patents

一种有源谐波和无功发生系统及方法 Download PDF

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Abstract

一种有源谐波和无功发生系统及方法，属于电力电子技术领域，解决如何提供测试所需的谐波无功电流的问题，本发明经过采样电路对电网三相电压进行采样，对采样得到的三相电网电压信号经过软件锁相的处理，获得电网电压的相位信息，锁相成功后，进入到电压环和电流环的计算中，采用加入二次陷波器的电压外环和前馈解耦电流内环双闭环控制策略，最后得到占空比以此产生相应的调制信号；采用加入二次陷波器的电压外环和前馈解耦电流内环双闭环控制策略，可以精准地发出谐波无功电流，模拟电网无功和谐波情况，加入二次陷波器对直流侧二次脉动进行滤除后，有效的降低了二次脉动所造成的影响，使得设备运行效率提高，提高设备运行的稳定性。

Description

一种有源谐波和无功发生系统及方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，更具体涉及一种有源谐波和无功发生系统及方法。
背景技术
随着工业不断发展，电力设备的使用急剧增长，对电能质量的要求越来越高。由于大部分为非线性负载，使用时会产生大量谐波，这些谐波注入电网会对电能质量造成影响，并且大功率场合下电容电感会产生大量的无功电流。谐波会对电力系统中的设备造成损害，产生大量谐波损耗，造成线路的老化。谐波容易与并联电容器发生谐振，从而引起过压或过流，严重的情况会使其烧毁。而无功功率的增加，会使视在功率增加，致使电气设备体积及成本增加。无功的增加会造成电网供电效率低下、电网电压下降等，导致电能质量下降。这促进了有源电力滤波器的发展，能够精确补偿谐波的有源电力滤波器使用越来越多。而电力设备和有源电力滤波器需要进行谐波实验，一般采用不控桥带负载模拟谐波源，但是其不能准确的模拟电网复杂的情况，有源谐波和无功发生装置可以准确的模拟所需的电网谐波情况。
电网侧正弦波动的电流和电压会产生两倍频于电网电压频率的脉动功率，该二次脉动功率会在直流侧产生二次电压纹波，对直流侧与交流侧均会造成不利，影响其电能质量、系统的稳定性以及设备的寿命等。并且该直流侧二次纹波电压会向电网引入三次谐波电流，导致所发出谐波中的三次谐波增加。
现有技术中，申请公布号为CN108336737A、申请公布日为2018年7月27日的中国发明专利申请《一种有源谐波发生器》采用FPGA可编程逻辑器件和硬件锁相环电路，此方法额外增加了硬件电路，增加了成本，并且硬件锁相因为采用模拟电路，而模拟电路参数的温度漂移会对实际的锁相准确度造成影响，因此硬件锁相有锁相精度不高、准确度差等问题。并且在一些大功率场合，大功率会引起电压畸变，或者由于配电原因使得电网电压波动，此时硬件锁相会出现不准确的情况。并且由于采用RCL滤波器有可能会在与有源电力滤波器并联运行时发生谐振导致设备损坏。
发明内容
本发明的目的在于如何设计一种模拟电网无功和谐波情况的系统和方法，以提供测试所需的谐波无功电流。
本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：
一种有源谐波和无功发生系统，包括：三相三线制桥式PWM整流主电路(10)、滤波器(11)、第一采样电路(12)、第二采样电路(13)、第三采样电路(14)、第一abc/dq变换器(15)、锁相单元(16)、第二abc/dq变换器(17)、电流前馈解耦单元(18)、第一减法器(19)、PI控制器(20)、二次陷波器(21)、dq/abc变换器(22)、SPWM调制器(23)；所述的三相三线制桥式PWM整流主电路(10)的交流侧输出与滤波器(11)连接后并网，第一采样电路(12)的输入端采集网侧三相电压，第一采样电路(12)的输出端分别与第一abc/dq变换器(15)的输入端连接，第一abc/dq变换器(15)的两个输出端与锁相单元(16)的输入端连接，第一abc/dq变换器(15)的两个输出端还与电流前馈解耦单元(18)的输入端连接，锁相单元(16)的第一输出端与第二abc/dq变换器(17)的输入端连接，锁相单元(16)的第二输出端与dq/abc变换器(22)的一个输入端连接，第二采样电路(13)的输入端采集电网三相电流，第二采样电路(13)的输出端与第二abc/dq变换器(17)的输入端连接，第二abc/dq变换器(17)的两个输出端均与电流前馈解耦单元(18)的输入端连接；第三采样电路(14)的输入端采集直流侧母线电压，第三采样电路(14)的输出端与第一减法器(19)的一个输入端连接，第一减法器(19)的另一个输入端输入直流侧母线电压指令值，第一减法器(19)的输出端与PI控制器(20)的输入端连接，PI控制器(20)的输出端与二次陷波器(21)的输入端连接，二次陷波器(21)的输出端与电流前馈解耦单元(18)的输入端连接，电流前馈解耦单元(18)的输出端与dq/abc变换器(22)的另一个输入端连接，dq/abc变换器(22)的输出端与SPWM调制器(23)的输入端连接，SPWM调制器(23)的输出端与三相三线制桥式PWM整流主电路(10)连接。
本发明提供一种可以模拟电网无功和谐波情况的系统，可以发出测试所需的谐波无功电流。采用加入二次陷波器的电压外环和前馈解耦电流内环双闭环控制策略，精准地发出谐波无功电流，模拟电网无功和谐波情况；电网侧正弦波动的电流和电压会产生两倍频于电网电压频率的脉动功率，该二次脉动功率会在直流侧产生二次电压纹波，对直流侧与交流侧均会造成不利，影响其电能质量、系统的稳定性以及设备的寿命等。并且该直流侧二次纹波电压会向电网引入三次谐波电流，导致所发出谐波中的三次谐波增加；加入二次陷波器对直流侧二次脉动进行滤除后，可以有效的降低二次脉动所造成的影响，使得设备运行效率提高，提高设备运行的稳定性。
进一步地，所述的系统的工作流程如下：三相三线制桥式PWM整流主电路(10)的交流侧经过滤波器(11)滤波后并网，第一采样电路(12)采集网侧三相电压ea、eb、ec后，送入第一abc/dq变换器(15)进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电压值(有功和无功直流电压分量)ed、eq，锁相单元(15)根据输入的ed、eq的值，计算获取电网电压的相位θ，同时将ed、eq分别作为电流前馈解耦单元(18)的d轴电流环的指令值以及q轴电流环的指令值；第二采样电路(13)采集电网三相电流ia、ib、ic后，送入第二abc/dq变换器(17)，结合锁相单元(16)送入的电网电压的相位θ，进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电流值id、iq，将id、iq分别作为电流前馈解耦单元(18)的d轴电流环的实际电流值以及q轴电流环的实际电流值；第三采样电路(14)采集直流侧母线电压Udc,直流侧母线电压Udc与直流侧母线电压指令值Udc *通过第一减法器(19)作差后得到电压差值，将电压差值输入到PI控制器(20)中，经过PI控制器(20)的调节和限幅后，再输入到二次陷波器(21)中，将二次陷波器(21)的输出作为d轴电流环的指令电流值id *输入到电流前馈解耦单元(18)中，同时给定的无功电流和谐波作为q轴电流环的指令电流值iq *输入到电流前馈解耦单元(18)中，电流前馈解耦单元(18)输出解耦后的d轴电压以及q轴电压ud、uq，将ud、uq输入到dq/abc变换器(22)中，结合锁相单元(16)送入的电网电压的相位θ，进行dq反变换得到三相坐标系下的电压值ua、ub、uc，将ua、ub、uc输入到SPWM调制器(23)中进行占空比计算，转化为DSP中CMPR(比较寄存器)的值，SPWM调制器(23)产生相应的调制信号，对三相三线制桥式PWM整流主电路(10)中的每个IGBT进行控制。
一种应用于所述的有源谐波和无功发生系统的方法，包括以下步骤：
S1、采集网侧三相电压进行dq变换，并采用锁相单元获取电网电压的相位
S2、基于二次陷波器的电压外环控制；
S3、电流内环的前馈解耦控制；
S4、对电流环的输出进行dq反变换，计算占空比，并输出控制信号。
进一步地，步骤S1中所述的采集网侧三相电压进行dq变换，并采用锁相单元获取电网电压的相位的方法如下：第一采样电路(12)采集网侧三相电压ea、eb、ec后，送入第一abc/dq变换器(15)进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电压值ed、eq，将ed、eq送入锁相单元(16)进行处理，对eq进行调节，使其为0，在调节平衡后有ω1＝ω、θ1＝θ，此时估算相角等于实际相角，实现三相电压的锁相，从而获得电网电压的相位θ。
进一步地，所述的第一abc/dq变换器(15)进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电压值ed、eq的计算公式如下：
Figure BDA0003517083080000041
进一步地，步骤S2中所述的基于二次陷波器的电压外环控制的方法如下：
第三采样电路(14)采集直流侧母线电压Udc,直流侧母线电压Udc与直流侧母线电压指令值Udc *通过第一减法器(19)作差后得到电压差值，电压差值的计算公式如下：
eu(k)＝Udc *-Udc
其中，eu(k)为第k个周期的直流母线电压差值，Udc *为直流母线电压指令值，Udc为直流母线电压实际值；
将电压差值输入到PI控制器(20)中，经过PI控制器(20)计算，计算的公式如下：
u(k)＝u(k-1)+Kpu[eu(k)-eu(k-1)]+Kiueu(k)
其中，u(k)为第k个周期电压环电压差值经过PI控制器(20)计算的输出结果，Kpu为电压环比例系数，Kiu为电压环积分系数；
再将u(k)输入到二次陷波器(21)中，u(k)经过二次陷波器(21)的处理，将二次脉动滤除。
进一步地，所述的二次陷波器的传递函数为：
Figure BDA0003517083080000042
其中，ωn为陷波器中心角频率，ωn/2π＝100Hz，Q为品质因数。
进一步地，步骤S3中所述的电流内环的前馈解耦控制的方法如下：
第二采样电路(13)采集电网三相电流ia、ib、ic，送入第二abc/dq变换器(17)，结合锁相单元(16)送入的电网电压的相位θ，进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电流值id、iq，计算公式如下：
Figure BDA0003517083080000051
将id、iq分别作为电流前馈解耦单元(18)的d轴电流环的实际电流值以及q轴电流环的实际电流值；将二次陷波器的输出do作为d轴电流环的指令电流值id *，即id *＝do，并设定q轴电流环的指令电流值iq *＝ao+ansin(nwt+θn)，其中，do为电压环的输出，id *、iq *分别为d轴、q轴电流环的指令电流值，ao表示给定的无功电流值，an表示第n次谐波有效值，n表示谐波次数，θn表示第n次谐波相角；
id、iq分别经过PI调节，由于电流环要无差跟踪电流，所以电流环采用单比例调节器,并对其进行限幅后输出：
ed(k)＝id *-id
eq(k)＝iq *-iq
id(k)＝Kpded(k)
iq(k)＝Kpqeq(k)
其中：id(k)、iq(k)为电流环id、iq差值PI计算的输出，Kpd、Kpq为电流环比例系数，ed(k)、eq(k)为第k个周期id、iq的差值，id *、iq *为id、iq指令值，id、iq为实际值；
然后将电流环的输出转化为ud、uq，并进行前馈解耦，实现有功和无功分量无耦合、独立控制，对参考指令电流信号进行无差跟踪；
Figure BDA0003517083080000052
其中，Kpd、Kpq为电流环比例系数，ω0为电网电压的基波角频率。
进一步地，步骤S4中所述的对电流环的输出进行dq反变换，计算占空比，并输出控制信号的方法如下：将电流前馈解耦单元(18)输出的ud、uq送入dq/abc变换器(22)中进行dq反变换，得到ua、ub、uc，再将ua、ub、uc送入SPWM调制器(23)进行占空比计算，并转化为DSP中的比较寄存器的值，产生相应的调制信号，采用SPWM控制产生PWM波对三相三线制桥式PWM整流主电路(10)的每个IGBT进行控制。
进一步地，所述的dq/abc变换器(22)中进行dq反变换得到ua、ub、uc的计算公式如下：
Figure BDA0003517083080000061
本发明的优点在于：
本发明提供一种模拟电网无功和谐波情况的系统和方法，可以发出测试所需的谐波无功电流；采用加入二次陷波器的电压外环和前馈解耦电流内环双闭环控制策略，精准地发出谐波无功电流，模拟电网无功和谐波情况；加入二次陷波器对直流侧二次脉动进行滤除后，有效的降低了二次脉动所造成的影响，使得设备运行效率提高，提高设备运行的稳定性。
附图说明
图1为本发明实施例的有源谐波和无功发生系统的原理图；
图2为本发明实施例的有源谐波和无功发生方法的流程图；
图3为本发明实施例的产生的无功电流波形图；
图4为本发明实施例的产生的含3次谐波的无功电流波形图；
图5为本发明实施例的产生的含5次谐波的无功电流波形图；
图6为本发明实施例的产生的含7次谐波的无功电流波形图；
图7为本发明实施例的有源谐波无功发生系统的软件监测界面。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：
实施例一
如图1所示，一种有源谐波和无功发生系统，包括：三相三线制桥式PWM整流主电路10、滤波器11、第一采样电路12、第二采样电路13、第三采样电路14、第一abc/dq变换器15、锁相单元16、第二abc/dq变换器17、电流前馈解耦单元18、第一减法器19、PI控制器20、二次陷波器21、dq/abc变换器22、SPWM调制器23。
三相三线制桥式PWM整流主电路10的交流侧输出与滤波器11连接后并网，第一采样电路12的输入端采集网侧三相电压，第一采样电路12的输出端分别与第一abc/dq变换器15的输入端连接，第一abc/dq变换器15的两个输出端与锁相单元16的输入端连接，第一abc/dq变换器15的两个输出端还与电流前馈解耦单元18的输入端连接，锁相单元16的第一输出端与第二abc/dq变换器17的输入端连接，锁相单元16的第二输出端与dq/abc变换器22的一个输入端连接，第二采样电路13的输入端采集电网三相电流，第二采样电路13的输出端与第二abc/dq变换器17的输入端连接，第二abc/dq变换器17的两个输出端分别与均与电流前馈解耦单元18的输入端连接；第三采样电路14的输入端采集直流侧母线电压，第三采样电路14的输出端与第一减法器19的一个输入端连接，第一减法器19的另一个输入端输入直流侧母线电压指令值，第一减法器19的输出端与PI控制器20的输入端连接，PI控制器20的输出端与二次陷波器21的输入端连接，二次陷波器21的输出端与电流前馈解耦单元18的输入端连接，电流前馈解耦单元18的输出端与dq/abc变换器22的另一个输入端连接，dq/abc变换器22的输出端与SPWM调制器23的输入端连接，SPWM调制器23的输出端与三相三线制桥式PWM整流主电路10连接。主控芯片采用TI公司的数字信号处理器DSP其型号为TSM320F2812；由于需要的采样数据精度比较高，所以采样电路采用芯片AD7606，以满足精度需求。
系统的工作流程如下：
三相三线制桥式PWM整流主电路10的交流侧经过滤波器11滤波后并网，第一采样电路12采集网侧三相电压ea、eb、ec后，送入第一abc/dq变换器15进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电压值有功和无功直流电压分量ed、eq，锁相单元15根据输入的ed、eq的值，计算获取电网电压的相位θ，同时将ed、eq分别作为电流前馈解耦单元18的d轴电流环的指令值以及q轴电流环的指令值；第二采样电路13采集电网三相电流ia、ib、ic后，送入第二abc/dq变换器17，结合锁相单元16送入的电网电压的相位θ，进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电流值id、iq，将id、iq分别作为电流前馈解耦单元18的d轴电流环的实际电流值以及q轴电流环的实际电流值；第三采样电路14采集直流侧母线电压Udc,直流侧母线电压Udc与直流侧母线电压指令值Udc *通过第一减法器19作差后得到电压差值，将电压差值输入到PI控制器20中，经过PI控制器20的调节和限幅后，再输入到二次陷波器21中，将二次陷波器21的输出作为d轴电流环的指令电流值id *输入到电流前馈解耦单元18中，同时给定的无功电流和谐波作为q轴电流环的指令电流值iq *输入到电流前馈解耦单元18中，电流前馈解耦单元18输出解耦后的d轴电压以及q轴电压ud、uq，将ud、uq输入到dq/abc变换器22中，结合锁相单元16送入的电网电压的相位θ，进行dq反变换得到三相坐标系下的电压值ua、ub、uc，将ua、ub、uc输入到SPWM调制器23中进行占空比计算，转化为DSP中CMPR比较寄存器的值，SPWM调制器23产生相应的调制信号，对三相三线制桥式PWM整流主电路10中的每个IGBT进行控制。
首先经过采样电路对电网三相电压ea、eb、ec进行采样；
对采样得到的三相电网电压信号经过软件锁相环，获得电网电压的相位信息。软件锁相环利用估计出的相角信息对实际三相电网电压进行同步坐标旋转变换得出电压矢量的无功矢量，并对无功分量进行PI调节，使其为0，从而实现三相电压的锁相；
锁相成功后，则进入到电压环和电流环的计算中，此发明采用加入二次陷波器的电压外环和电流前馈解耦的电流内环的双闭环控制策略；
首先进入电压外环计算中，直流侧母线电压指令值与实际电压误差经过PI调节和限幅后输出作为电流环的指令电流，指令电流经过二次陷波器输出。电压外环的主要作用是保证直流母线电压的稳定性。直流侧母线电压为自稳定方式，电压的稳定程度直接影响到指令电流信号的调制过程的控制效果，进而决定有源谐波和无功发生器的工作性能。
然后电压环输出经过二次陷波器F(z)的处理。将二次脉动滤除可以有效的降低二次脉动所造成的影响，使得设备运行效率提高，提高设备运行的稳定性。
然后进入电流内环计算中，对网侧电流ia、ib、ic进行dq变换得到id、iq，其中：电压外环的输出作为id的指令值，设定的无功和谐波电流作为iq的指令值。然后对id、iq的指令值与实际电流误差分别进行PI调节；
对id、iq进行电流前馈解耦控制，以此实现有功和无功分量无耦合和独立控制，对参考指令电流信号进行无差跟踪。将电流环输出id、iq转换为ud、uq，并进行dq反变换得到ua、ub、uc，然后对ua、ub、uc进行占空比计算并转化为DSP中的CMPR(比较寄存器)的值，产生相应的调制信号，采用SPWM控制产生PWM波对IGBT进行控制，进而产生想要的电流。
如图2所示，一种有源谐波和无功电流发生方法，包括以下步骤：
S1、采集网侧三相电压进行dq变换，并采用锁相单元获取电网电压的相位
第一采样电路12采集网侧三相电压ea、eb、ec后，送入第一abc/dq变换器15进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电压值(有功和无功直流电压分量)ed、eq，计算公式如下：
Figure BDA0003517083080000091
将ed、eq送入锁相单元16进行处理，对eq进行调节，使其为0，在调节平衡后有ω1＝ω、θ1＝θ，此时估算相角等于实际相角，实现三相电压的锁相，从而获得电网电压的相位θ。
Figure BDA0003517083080000092
其中，ω1为电网电压的基波角频率，θ1为电网电压的初相角，ω为估算的电网电压的基波角频率，θ为估算的电网电压的初相角。
软件锁相环利用估计出的相角信息对实际三相电网电压进行同步坐标旋转变换得出电压矢量的无功矢量，并对无功分量进行PI调节，使其为0，从而实现三相电压的锁相。
S2、基于二次陷波器的电压外环控制
第三采样电路14采集直流侧母线电压Udc,直流侧母线电压Udc与直流侧母线电压指令值Udc *通过第一减法器19作差后得到电压差值，电压差值的计算公式如下：
eu(k)＝Udc *-Udc
其中，eu(k)为第k个周期的直流母线电压差值，Udc *为直流母线电压指令值，Udc为直流母线电压实际值；
将电压差值输入到PI控制器20中，经过PI控制器20计算，计算的公式如下：
u(k)＝u(k-1)+Kpu[eu(k)-eu(k-1)]+Kiueu(k)
其中，u(k)为第k个周期电压环电压差值经过PI控制器20计算的输出结果，Kpu为电压环比例系数，Kiu为电压环积分系数；
再将u(k)输入到二次陷波器21中，u(k)经过二次陷波器21的处理，将二次脉动滤除；
所述的二次陷波器的传递函数为：
Figure BDA0003517083080000101
其中，ωn为陷波器中心角频率，ωn/2π＝100Hz，Q为品质因数；取Q＝1，采样频率为18kHz，将F(s)离散化后可得：
Figure BDA0003517083080000102
电网侧正弦波动的电流和电压会产生两倍频于电网电压频率的脉动功率，该二次脉动功率会在直流侧产生二次电压纹波，对直流侧与交流侧均会造成不利，影响电能质量以及系统的稳定性，并且该直流侧二次纹波电压会向电网引入三次谐波电流，导致所发出谐波中的三次谐波增加；加入二次陷波器21对直流侧二次脉动进行滤除后，可以有效的降低二次脉动所造成的影响，使得设备运行效率提高，提高设备运行的稳定性。
S3、电流内环的前馈解耦控制
第二采样电路13采集电网三相电流ia、ib、ic，送入第二abc/dq变换器17，结合锁相单元16送入的电网电压的相位θ，进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电流值id、iq，计算公式如下：
Figure BDA0003517083080000103
将id、iq分别作为电流前馈解耦单元18的d轴电流环的实际电流值以及q轴电流环的实际电流值；将二次陷波器的输出do作为d轴电流环的指令电流值id *，即id *＝do，并设定q轴电流环的指令电流值iq *＝ao+ansin(nwt+θn)，其中，do为电压环的输出，id *、iq *分别为d轴、q轴电流环的指令电流值，ao表示给定的无功电流值，an表示第n次谐波有效值，n表示谐波次数，θn表示第n次谐波相角。
图3～图6为运用本发明的方法所发出的分别包含不同次谐波的无功电流波形图，通过修改ao、an、n变量的值，得到含3次、5次、7次等不同次谐波的无功电流；无功电流、谐波次数和谐波有效值可以在图7所示的配套软件上设置。
id、iq分别经过PI调节，由于电流环要无差跟踪电流，所以电流环采用单比例调节器,并对其进行限幅后输出：
ed(k)＝id *-id
eq(k)＝iq *-iq
id(k)＝Kpded(k)
iq(k)＝Kpqeq(k)
其中：id(k)、iq(k)为电流环id、iq差值PI计算的输出，Kpd、Kpq为电流环比例系数，ed(k)、eq(k)为第k个周期id、iq的差值，id *、iq *为id、iq指令值，id、iq为实际值；
然后将电流环的输出转化为ud、uq，并进行前馈解耦，实现有功和无功分量无耦合、独立控制，对参考指令电流信号进行无差跟踪。
Figure BDA0003517083080000111
其中，Kpd、Kpq为电流环比例系数，ω0为电网电压的基波角频率。
S4、对电流环的输出进行dq反变换，计算占空比，并输出控制信号
将电流前馈解耦单元18输出的ud、uq送入dq/abc变换器22中进行dq反变换，得到ua、ub、uc，其计算公式如下：
Figure BDA0003517083080000112
再将ua、ub、uc送入SPWM调制器23进行占空比计算，并转化为DSP中的CMPR(比较寄存器)的值，产生相应的调制信号，采用SPWM控制产生PWM波对三相三线制桥式PWM整流主电路10的每个IGBT进行控制，进而产生想要的电流。
通过以上技术方案，本发明提供一种可以模拟电网无功和谐波情况的方法，可以发出测试所需的谐波无功电流。采用电压外环前馈解耦电流内环双闭环控制策略，可以精准地发出谐波无功电流模拟电网无功和谐波情况。采用软件锁相，有效地解决了硬件锁相的问题，并具有动态及稳态响应性能较好的优点，并且可以减少硬件成本。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种有源谐波和无功发生系统，其特征在于，包括：三相三线制桥式PWM整流主电路(10)、滤波器(11)、第一采样电路(12)、第二采样电路(13)、第三采样电路(14)、第一abc/dq变换器(15)、锁相单元(16)、第二abc/dq变换器(17)、电流前馈解耦单元(18)、第一减法器(19)、PI控制器(20)、二次陷波器(21)、dq/abc变换器(22)、SPWM调制器(23)；所述的三相三线制桥式PWM整流主电路(10)的交流侧输出与滤波器(11)连接后并网，第一采样电路(12)的输入端采集网侧三相电压，第一采样电路(12)的输出端分别与第一abc/dq变换器(15)的输入端连接，第一abc/dq变换器(15)的两个输出端与锁相单元(16)的输入端连接，第一abc/dq变换器(15)的两个输出端还与电流前馈解耦单元(18)的输入端连接，锁相单元(16)的第一输出端与第二abc/dq变换器(17)的输入端连接，锁相单元(16)的第二输出端与dq/abc变换器(22)的一个输入端连接，第二采样电路(13)的输入端采集电网三相电流，第二采样电路(13)的输出端与第二abc/dq变换器(17)的输入端连接，第二abc/dq变换器(17)的两个输出端均与电流前馈解耦单元(18)的输入端连接；第三采样电路(14)的输入端采集直流侧母线电压，第三采样电路(14)的输出端与第一减法器(19)的一个输入端连接，第一减法器(19)的另一个输入端输入直流侧母线电压指令值，第一减法器(19)的输出端与PI控制器(20)的输入端连接，PI控制器(20)的输出端与二次陷波器(21)的输入端连接，二次陷波器(21)的输出端与电流前馈解耦单元(18)的输入端连接，电流前馈解耦单元(18)的输出端与dq/abc变换器(22)的另一个输入端连接，dq/abc变换器(22)的输出端与SPWM调制器(23)的输入端连接，SPWM调制器(23)的输出端与三相三线制桥式PWM整流主电路(10)连接。
2.根据权利要求1所述的有源谐波和无功发生系统，其特征在于，所述的系统的工作流程如下：三相三线制桥式PWM整流主电路(10)的交流侧经过滤波器(11)滤波后并网，第一采样电路(12)采集网侧三相电压ea、eb、ec后，送入第一abc/dq变换器(15)进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电压值(有功和无功直流电压分量)ed、eq，锁相单元(15)根据输入的ed、eq的值，计算获取电网电压的相位θ，同时将ed、eq分别作为电流前馈解耦单元(18)的d轴电流环的指令值以及q轴电流环的指令值；第二采样电路(13)采集电网三相电流ia、ib、ic后，送入第二abc/dq变换器(17)，结合锁相单元(16)送入的电网电压的相位θ，进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电流值id、iq，将id、iq分别作为电流前馈解耦单元(18)的d轴电流环的实际电流值以及q轴电流环的实际电流值；第三采样电路(14)采集直流侧母线电压Udc,直流侧母线电压Udc与直流侧母线电压指令值Udc *通过第一减法器(19)作差后得到电压差值，将电压差值输入到PI控制器(20)中，经过PI控制器(20)的调节和限幅后，再输入到二次陷波器(21)中，将二次陷波器(21)的输出作为d轴电流环的指令电流值id *输入到电流前馈解耦单元(18)中，同时给定的无功电流和谐波作为q轴电流环的指令电流值iq *输入到电流前馈解耦单元(18)中，电流前馈解耦单元(18)输出解耦后的d轴电压以及q轴电压ud、uq，将ud、uq输入到dq/abc变换器(22)中，结合锁相单元(16)送入的电网电压的相位θ，进行dq反变换得到三相坐标系下的电压值ua、ub、uc，将ua、ub、uc输入到SPWM调制器(23)中进行占空比计算，转化为DSP中CMPR(比较寄存器)的值，SPWM调制器(23)产生相应的调制信号，对三相三线制桥式PWM整流主电路(10)中的每个IGBT进行控制。
3.一种应用于权利要求1-2任一项所述的有源谐波和无功发生系统的方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、采集网侧三相电压进行dq变换，并采用锁相单元获取电网电压的相位
S2、基于二次陷波器的电压外环控制；
S3、电流内环的前馈解耦控制；
S4、对电流环的输出进行dq反变换，计算占空比，并输出控制信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤S1中所述的采集网侧三相电压进行dq变换，并采用锁相单元获取电网电压的相位的方法如下：第一采样电路(12)采集网侧三相电压ea、eb、ec后，送入第一abc/dq变换器(15)进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电压值ed、eq，将ed、eq送入锁相单元(16)进行处理，对eq进行调节，使其为0，在调节平衡后有ω1＝ω、θ1＝θ，此时估算相角等于实际相角，实现三相电压的锁相，从而获得电网电压的相位θ。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述的第一abc/dq变换器(15)进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电压值ed、eq的计算公式如下：
Figure FDA0003517083070000021
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，步骤S2中所述的基于二次陷波器的电压外环控制的方法如下：
第三采样电路(14)采集直流侧母线电压Udc,直流侧母线电压Udc与直流侧母线电压指令值Udc *通过第一减法器(19)作差后得到电压差值，电压差值的计算公式如下：
eu(k)＝Udc *-Udc
其中，eu(k)为第k个周期的直流母线电压差值，Udc *为直流母线电压指令值，Udc为直流母线电压实际值；
将电压差值输入到PI控制器(20)中，经过PI控制器(20)计算，计算的公式如下：
u(k)＝u(k-1)+Kpu[eu(k)-eu(k-1)]+Kiueu(k)
其中，u(k)为第k个周期电压环电压差值经过PI控制器(20)计算的输出结果，Kpu为电压环比例系数，Kiu为电压环积分系数；
再将u(k)输入到二次陷波器(21)中，u(k)经过二次陷波器(21)的处理，将二次脉动滤除。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述的二次陷波器的传递函数为：
Figure FDA0003517083070000031
其中，ωn为陷波器中心角频率，ωn/2π＝100Hz，Q为品质因数。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤S3中所述的电流内环的前馈解耦控制的方法如下：
第二采样电路(13)采集电网三相电流ia、ib、ic，送入第二abc/dq变换器(17)，结合锁相单元(16)送入的电网电压的相位θ，进行dq变换得到两相旋转坐标系下d轴和q轴的电流值id、iq，计算公式如下：
Figure FDA0003517083070000032
将id、iq分别作为电流前馈解耦单元(18)的d轴电流环的实际电流值以及q轴电流环的实际电流值；将二次陷波器的输出do作为d轴电流环的指令电流值id *，即id *＝do，并设定q轴电流环的指令电流值iq *＝ao+ansin(nwt+θn)，其中，do为电压环的输出，id *、iq *分别为d轴、q轴电流环的指令电流值，ao表示给定的无功电流值，an表示第n次谐波有效值，n表示谐波次数，θn表示第n次谐波相角；
id、iq分别经过PI调节，由于电流环要无差跟踪电流，所以电流环采用单比例调节器,并对其进行限幅后输出：
ed(k)＝id *-id
eq(k)＝iq *-iq
id(k)＝Kpded(k)
iq(k)＝Kpqeq(k)
其中：id(k)、iq(k)为电流环id、iq差值PI计算的输出，Kpd、Kpq为电流环比例系数，ed(k)、eq(k)为第k个周期id、iq的差值，id *、iq *为id、iq指令值，id、iq为实际值；
然后将电流环的输出转化为ud、uq，并进行前馈解耦，实现有功和无功分量无耦合、独立控制，对参考指令电流信号进行无差跟踪；
Figure FDA0003517083070000041
其中，Kpd、Kpq为电流环比例系数，ω0为电网电压的基波角频率。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，步骤S4中所述的对电流环的输出进行dq反变换，计算占空比，并输出控制信号的方法如下：将电流前馈解耦单元(18)输出的ud、uq送入dq/abc变换器(22)中进行dq反变换，得到ua、ub、uc，再将ua、ub、uc送入SPWM调制器(23)进行占空比计算，并转化为DSP中的比较寄存器的值，产生相应的调制信号，采用SPWM控制产生PWM波对三相三线制桥式PWM整流主电路(10)的每个IGBT进行控制。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述的dq/abc变换器(22)中进行dq反变换得到ua、ub、uc的计算公式如下：
Figure FDA0003517083070000042
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